CN103546121B - Rc振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种低噪声低功耗RC振荡器，其包括比较器、两相不交叠时钟产生电路，第一充电电路、第二充电电路、开关选择电路、基准电压产生电路，其中，所述第一充电电路包括第一电阻、第一电容、第一、第五开关，所述第二充电电路包括第二电阻、第二电容、第四、第六开关；所述比较器具有正输入端、负输入端以及输出端；采用本发明实施例提供的低功耗RC振荡器，通过电阻替代电流源给电容充电，可以减少器件的噪声。

Description

RC振荡器

技术领域

本发明涉及电子领域，具体涉及一种低噪声低功耗的RC振荡器。

背景技术

在许多便携式电子设备，例如蓝牙等***中，通常需要低噪声的振荡器，以作为睡眠模式的计时时钟，该振荡器通常需要较低的功耗。图1是现有技术中的一种RC振荡器的结构图，其中I1-I4为四个电流源，右侧为或非门和反相器组成的振荡电压产生电路，和由两个开关和一个电容构成的两个基准电压产生电路。在一个周期内，左侧开关下拉C1的电压之后，电流源I1给C1充电，当C1两端的电压达到M1的阈值电压时，M1导通，下拉M1的源极和漏极电压，导致振荡产生电流源的下输入端的电压反转，导致其输出也翻转，从而使得C2的控制开关导通，下拉C2的电压，之后I3给C2充电一直到达M2的阈值电压后，振荡产生电流源的上输入端的电压反转，形成一个周期。如果M1与M2存在失配，则两者的阈值电压会有偏差，假设M1的阈值电压为Vth，M2的阈值电压为Vth+Vos，则周期偏差为Vos/Vth，Vos本身有噪声，它会使频率出现较大抖动（jitter），即噪声较大；同时四个电流源I1～I4由MOS管镜像，所以也存在较大失配，假设I1和I3有失配，为I1+△I，则周期偏差为△I/I1，△I本身有噪声，使频率出现较大抖动jitter。

可见传统结构RC振荡器噪声较大。若要减小噪声，必须加大管子的跨导，这需要消耗较大的功耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种RC振荡器，以降低RC振荡器的频率抖动。

为实现上述目的，本发明实施例提供了一种RC振荡器，其包括比较器、两相不交叠时钟产生电路，第一充电电路、第二充电电路、开关选择电路、基准电压产生电路，其中，所述第一充电电路包括第一电阻、第一电容、第一、第五开关，所述第二充电电路包括第二电阻、第二电容、第四、第六开关；所述比较器具有正输入端、负输入端以及输出端；

所述两相不交叠时钟产生电路根据所述比较器的输出端的输出电压，周期性生成两相不交叠的高、低电平时钟信号，其具有第一、第二两个输出端，所述两个输出端分别控制所述第一充电电路和所述第二充电电路；

当所述第一输出端为有效电平时，所述电源通过所述第一充电电路为所述第一电容充电，所述开关选择电路控制所述比较器的正输入端，采集所述第一电容的电压，所述比较器的负输入端，从所述基准电压采集电路采集基准电压，当所述第一电容的电压达到所述基准电压时，经过所述比较器的延时，所述比较器的输出电压反转；

所述比较器的输出电压反转后，所述两相不交叠时钟产生电路的第二输出端为有效电平，所述电源通过所述第二充电电路为所述第二电容充电，所述开关选择电路控制所述比较器的负输入端，采集所述第二电容的电压，所述比较器的正输入端，从所述基准电压产生电路采集基准电压，当所述第二电容的电压达到所述基准电压时，经过所述比较器的延时，所述比较器的输出电压反转，所述第一输出端输出有效电平。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述基准电压产生电路包括第三电阻和第三电容，所述第三电容与所述第三电阻并联，所述第三电阻一端接地，另一端连接到所述开关选择电路，当第一输出端为有效电平时，接入所述比较器的负输入端，当所述第二输出端为有效电平时，接入所述比较器的正输入端。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第一电阻一端连接电源，另一端连接所述第一开关的漏极、所述第一开关的源极连接所述第一电容的一端，所述第一电容另一端接地，所述第一开关的栅极连接所述第一输出端，所述第五开关的漏极连接在所述第一电容和所述第一开关的连接点，所述第五开关的源极接地，所述第五开关的栅极连接所述第二输出端。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第二电阻一端连接电源，另一端连接所述第四开关的漏极、所述第四开关的源极连接所述第二电容的一端，所述第二电容另一端接地，所述第四开关的栅极连接所述第二输出端，所述第六开关的漏极连接在所述第二电容和所述第四开关的连接点，所述第六开关的源极接地，所述第六开关的栅极连接所述第一输出端。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第二电阻通过第三开关连接到所述基准电压产生电路，所述第一电阻通过第二开关所述基准电压产生电路，当所述第一输出端输出有效电平时，所述第三开关导通，所述第二开关截止，当所述第二输出端输出有效电平时，所述第三开关截止，所述第二开关导通。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述开关选择电路进一步包括：

第七开关，其栅极连接所述第一输出端，漏极连接所述第一充电电路、其源极连接所述比较器的正输入端；

第八开关，其栅极连接所述第二输出端，漏极连接所述基准电压产生电路、其源极连接所述比较器的正输入端；

第九开关，其栅极连接所述第一输出端，漏极连接所述基准电压产生电路、其源极连接所述比较器的负输入端；

第十开关，其栅极连接所述第二输出端，漏极连接所述第二充电电路、其源极连接所述比较器的负输入端。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第一输出端和所述第二输出端的电压在高电平时为有效电平。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第一电阻和第二电阻的阻值相同，所述第一电容和所述第二电容的电容量相同。

依照本发明实施例提供的RC振荡器，所述第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九第十开关均为NMOS晶体管。

采用本发明实施例提供的RC振荡器，通过电阻替代电流源给电容充电，可以减少器件的噪声。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术的一种RC振荡器的原理图；

图2是本发明实施例提供的一种RC振荡电路的原理图；

图3是本发明实施例提供的RC振荡电路的时序图；

图4是本发明实施例中的比较器的一种实施例的结构图；

图5是本发明实施例中的噪声频谱图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

为实现上述目的，本发明实施例提供了一种低功耗RC振荡器，其包括比较器205、两相不交叠时钟产生电路206，第一充电电路201、第二充电电路202、开关选择电路203、基准电压产生电路204。

所述两相不交叠时钟产生电路206根据所述比较器205的输出端的输出电压，周期性生成两相不交叠的高、低电平时钟信号，其具有第一、第二两个输出端（Φ1、Φ2），所述两个输出端分别控制所述第一充电电路201和所述第二充电电路202，所述比较器优选高速比较器，例如图4所述的实施例，不多赘述。

其中，所述第一充电电路201包括第一电阻R1、第一电容C1、第一、第五开关(S1、S5)，所述第二充电电路202包括第二电阻R2、第二电容C2、第四、第六开关(S4、S6)；所述比较器205具有正输入端POS、负输入端NEG以及输出端，输出端作为两相不交叠时钟产生电路206的输入，基准电压产生电路204包括第三电阻R3和第三电容C3，两者并联。

在第一充电电路201中，所述R1一端连接电源，另一端连接所述S1的漏极、所述S1的源极连接所述C1的一端，所述C1另一端接地，所述S1的栅极连接所述两相不交叠时钟产生电路206的第一输出端Φ1，所述S5的漏极连接在C1和S1的连接点，所述S5的源极接地，所述S5的栅极连接所述两相不交叠时钟产生电路206D第二输出端Φ2。

在第二充电电路202中，R2一端连接电源，另一端连接S4的漏极、S4的源极连接C2的一端，C2另一端接地，S4的栅极连接两相不交叠时钟产生电路206的第二输出端Φ2，S6的漏极连接在C2和S4的连接点，S6的源极接地，栅极连接两相不交叠时钟产生电路206的第一输出端Φ1。

所述基准电压产生电路204包括第三电阻R3和第三电容C3，C3与R3并联，R3一端接地，另一端连接到所述开关选择电路203，当第一输出端Φ1为有效电平时，接入所述比较器205的负输入端NEG，当所述第二输出端Φ2为有效电平时，接入所述比较器205的正输入端POS。

开关选择电路206进一步包括第七开关S7，其栅极连接所述第一输出端Φ1，漏极连接所述第一充电电路201、其源极连接所述比较器205的正输入端POS；第八开关S8，其栅极连接所述第二输出端Φ2，漏极连接所述基准电压采集电路204、其源极连接所述比较器205的正输入端POS；第九开关S9，其栅极连接所述第一输出端Φ1，漏极连接所述基准电压采集电路204、其源极连接所述比较器205的负输入端NEG；第十开关S10，其栅极连接所述第二输出端Φ2，漏极连接所述第二充电电路202、其源极连接所述比较器205的负输入端NEG。

在本发明实施例中，所有的开关均为NMOS晶体管，但是，所属领域的技术人员应当理解，可以将全部的NMOS晶体管替换为PMOS晶体管，并通过有效电平的控制，完成相同的工作，或者同时采用PMOS和NMOS晶体管作为开关。

当Φ1为有效电平时，所述电源通过所述第一充电电路201为C1充电，所述开关选择电路203控制所述比较器205的正输入端POS，采集C1的电压，所述比较器205的负输入端NEG，从所述基准电压产生电路204采集基准电压Vref，当C1的电压达到所述基准电压Vref的阈值时，经过所述比较器205的延时，所述比较器205的输出电压反转；

所述比较器205的输出电压反转后，所述两相不交叠时钟产生电路206的第二输出端Φ2输出有效电平，所述电源通过所述第二充电电路202为C2充电，所述开关选择电路控制所述比较器205的负输入端NEG，采集C2的电压，所述比较器205的正输入端POS，从所述基准电压产生电路204采集基准电压Vref，当所述C2的电压达到所述基准电压的阈值时，经过所述比较器205的延时，所述比较器205的输出电压反转，Φ1输出有效电平。

R2通过S3连接到所述基准电压产生电路204，R1通过S2所述基准电压产生电路204，当Φ1输出有效电平时，S3导通，S2截止，当Φ1输出有效电平时，S3截止，S2导通。

在本发明实施例中，Φ1和Φ2均为高电平有效，低电平无效，在采用不同的MOS管等器件时，也有可能Φ1和Φ2均为高电平无效，低电平有效。

在一种理想的情况下，所述第一电阻和第二电阻的阻值相同，所述第一电容和所述第二电容的电容量相同，也就是说R1=R2，C1=C2。

当Φ1为高，Φ2为低时，图2中与Φ1连接的NMOS管导通，与Φ2连接的NMOS管关断，电源通过R1给C1充电，当电容C1电压V1充至基准电压的阈值R3/(R2+R3)时，经过比较器205的延时td，比较器205输出翻转，Φ2为高，Φ1为低；所有与Φ2连接的NMOS管导通，与Φ1连接的的NMOS管截止，电源通过R2给C2充电，当电容C2电压V2充至基准阈值R3/(R1+R3)时，经过比较器的延时td，比较器再次翻转，完成一个周期。其输出电平状态，如图2所示。

两相不交叠时钟产生电路206根据由比较器205输出产生Φ1和Φ2两个不交叠的时钟信号，如果没有两相不交叠时钟，这样V1（或V2）在充电开始时会受干扰，V1电压在开始时会受上下两个开关导通电阻的影响，引入噪声；V1（或V2）不是由0开始上升，也会造成振荡频率的偏差。开关s7～s10是为减少s2、s3寄生电阻的影响，直接从Vref处取电压。

在理想的情况下，R1=R2，C1=C2，电阻不存在失配。忽略比较器205延时，在Φ1为高电平时，电容C1的充电时间为：

$t_1=R_1{C}_1\ln (1+\frac{R_3}{R_2})$

在Φ2为高电平时，电容C2充电时间为：

$t_2=R_2{C}_2\ln (1+\frac{R_3}{R_1})$

则一个时钟周期长度为：

$T=t_1+t_2=2R_1{C}_1\ln (1+\frac{R_3}{R_1})$

假设比较器205有offset（偏差）电压Vos，忽略比较器205延时，在Φ1为高电平时，C1充电时间为：

$t_{11}=R_1{C}_1\ln \frac{1}{\frac{R_2}{R_2+R_3}-\frac{V_{\mathrm{os}}}{V_{\mathrm{DD}}}}$

在Φ2为高电平时，电容C2充电时间为：

$t_{21}=R_2{C}_2\ln \frac{1}{\frac{R_1}{R_1+R_3}+\frac{V_{0s}}{V_{\mathrm{DD}}}}$

则一个时钟周期长度为：

$T_1=t_{11}+t_{21}=R_1{C}_1\ln \frac{1}{{\left(\frac{R_1}{R_1+R_3}\right)}^2-{\left(\frac{V_{\mathrm{os}}}{V_{\mathrm{DD}}}\right)}^2}$

可见与传统结构相比，Vos的影响大为减少。

假设R1与R2存在失配，R2=R1+△R，在Φ1为高电平时，电容C1充电时间改写为：

$t_{12}=R_1{C}_1\ln \frac{1}{\frac{R_1+\mathrm{\ΔR}}{R_1+\mathrm{\ΔR}+R_3}}=R_1{C}_1\ln (1+\frac{R_3}{R_1+\mathrm{\ΔR}})$

在Φ2为高电平时，电容C2的充电时间为：

$t_{22}=(R_1+\mathrm{\ΔR})\·C_2\ln (1+\frac{R_3}{R_1})$

则一个时钟周期长度为：

$T_2=t_{21}+t_{22}=R_1{C}_1\ln (1+\frac{R_3}{R_1\mathrm{\ΔR}})+(R_1+\mathrm{\ΔR})\·C_2\ln (1+\frac{R_3}{R_1})$

经推导易知，无论R₁、R₂、R₃取何值，t₁₂+t₂₂对△R的影响具有一定抵消作用，从而减小了jitter。

另外，在IC制造中，电阻的匹配度高于MOS管，这也使△R的值相对较小，从而使得功耗和抖动都变小。

采用本发明实施例提供的低噪声低功耗RC振荡器，通过斩波（chopping）技术减少比较器的噪声，通过电阻替代电流源给电容充电，可以减少器件的噪声。由图4在相同的功耗下，新结构的噪声低于传统RC振荡器；而相同噪声下，新结构的RC振荡器功耗低于传统RC振荡器。

图5为本发明实施例的噪声能量谱，由频谱可以计算，计数0.1s时间，均方根误差1.213ppm；计数1s时间，均方根误差0.819ppm。随着计时时间的延长，抖动越小，这是本结构噪声减少技术的作用。适合在***中进行精确计时。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种RC振荡器，其特征在于，包括比较器、两相不交叠时钟产生电路、第一充电电路、第二充电电路、开关选择电路以及基准电压产生电路，其中，所述第一充电电路包括第一电阻、第一电容以及第一、第五开关，所述第二充电电路包括第二电阻、第二电容以及第四、第六开关；所述比较器具有正输入端、负输入端以及输出端；

所述两相不交叠时钟产生电路根据所述比较器的输出端的输出电压，周期性生成两相不交叠的高、低电平时钟信号，其具有第一、第二两个输出端，所述两个输出端分别控制所述第一充电电路和所述第二充电电路；

当所述第一输出端为有效电平时，电源通过所述第一充电电路为所述第一电容充电，所述开关选择电路控制所述比较器的正输入端，采集所述第一电容的电压，所述比较器的负输入端，从所述基准电压产生电路采集基准电压，当所述第一电容的电压达到所述基准电压时，经过所述比较器的延时，所述比较器的输出电压反转；

所述比较器的输出电压反转后，所述两相不交叠时钟产生电路的第二输出端为有效电平，电源通过所述第二充电电路为所述第二电容充电，所述开关选择电路控制所述比较器的负输入端，采集所述第二电容的电压，所述比较器的正输入端，从所述基准电压产生电路采集基准电压，当所述第二电容的电压达到所述基准电压时，经过所述比较器的延时，所述比较器的输出电压反转，所述第一输出端输出有效电平。

2.如权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述基准电压产生电路包括第三电阻和第三电容，所述第三电容与所述第三电阻并联，所述第三电阻一端接地，另一端连接到所述开关选择电路，当第一输出端为有效电平时，接入所述比较器的负输入端，当所述第二输出端为有效电平时，接入所述比较器的正输入端。

3.如权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述第一电阻一端连接电源，另一端连接所述第一开关的漏极、所述第一开关的源极连接所述第一电容的一端，所述第一电容另一端接地，所述第一开关的栅极连接所述第一输出端，所述第五开关的漏极连接在所述第一电容和所述第一开关的连接点，所述第五开关的源极接地，所述第五开关的栅极连接所述第二输出端。

4.如权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述第二电阻一端连接电源，另一端连接所述第四开关的漏极、所述第四开关的源极连接所述第二电容的一端，所述第二电容另一端接地，所述第四开关的栅极连接所述第二输出端，所述第六开关的漏极连接在所述第二电容和所述第四开关的连接点，所述第六开关的源极接地，所述第六开关的栅极连接所述第一输出端。

5.如权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述第二电阻通过第三开关连接到所述基准电压产生电路，所述第一电阻通过第二开关连接到所述基准电压产生电路，当所述第一输出端输出有效电平时，所述第三开关导通，所述第二开关截止，当所述第二输出端输出有效电平时，所述第三开关截止，所述第二开关导通。

6.如权利要求1至5任一项所述的RC振荡器，其特征在于，所述开关选择电路进一步包括：

第七开关，其栅极连接所述第一输出端，漏极连接所述第一充电电路、其源极连接所述比较器的正输入端；

第八开关，其栅极连接所述第二输出端，漏极连接所述基准电压产生电路、其源极连接所述比较器的正输入端；

第九开关，其栅极连接所述第一输出端，漏极连接所述基准电压产生电路、其源极连接所述比较器的负输入端；

第十开关，其栅极连接所述第二输出端，漏极连接所述第二充电电路、其源极连接所述比较器的负输入端。

7.如权利要求1至5任一项所述的RC振荡器，其特征在于，所述第一输出端和所述第二输出端的电压在高电平时为有效电平。

8.如权利要求1至5任一项所述的RC振荡器，其特征在于，所述第一电阻和第二电阻的阻值相同，所述第一电容和所述第二电容的电容量相同。

9.如权利要求6所述的RC振荡器，其特征在于，所述第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九和第十开关均为NMOS晶体管。