CN103503573A

CN103503573A - Led灯和包含该led灯的照明装置

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Publication number: CN103503573A
Application number: CN201280003469.XA
Authority: CN
Inventors: 宫道三郎
Original assignee: M System Co Ltd
Current assignee: M System Co Ltd
Priority date: 2012-04-09
Filing date: 2012-04-09
Publication date: 2014-01-08
Anticipated expiration: 2032-04-09
Also published as: JP5108994B1; TWI434604B; EP3291649B1; WO2013153612A1; EP2838321A1; TW201342994A; EP3291649A1; US20140035463A1; EP2838321B1; KR20130124501A; JPWO2013153612A1; CN103503573B; KR101393687B1; US8796943B2; HK1192994A1; SG11201406314TA; EP2838321A4

Abstract

根据本发明的一实施方式的LED灯中，PWM控制部（25）在输入端子部（20a）与输入端子部（20b）之间输入的外部的交流电流的频率比预定的频率低时，通过比上述预定的频率高的频率的脉冲驱动进行流过LED发光部（24）的电流（i）的PWM控制，在上述外部的交流电流的频率比上述预定的频率高时，不进行流过LED发光部（24）的电流（i）的PWM控制。由此，无论照明装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式中的哪一种点亮方式，只要与以前安装的荧光灯（也可以是LED灯）进行替换，都可以以高的频率脉冲驱动LED发光部，而作为照明用进行点亮。

Description

LED灯和包含该LED灯的照明装置

技术领域

本发明涉及一种LED灯和包含该LED灯的照明装置，即使替换市场上流通的辉光起动式、快速起动式和变换器式的各种点亮装置的荧光灯地安装，也可以以高的频率点亮驱动内置的LED发光部。

背景技术

现在，作为一般使用的荧光灯的代表性点亮装置，存在着称为磁式稳定器的辉光起动式、快速起动式或称为电子式稳定器的变换器式等的各种荧光灯的点亮装置。

近年来特别迅速地普及的上述变换器式的荧光灯点亮装置，是在把交流电流变换成了直流电流之后，通过由晶体管、电容、扼流线圈等构成的变换器电路产生共振频率附近的高频率（20kHz～100kHz）的高电压的装置。

它是指利用该高电压点亮荧光灯，在点亮后利用荧光灯内流动的电流在低电压下稳定地点亮荧光灯的装置。

与使用了扼流线圈的现有的辉光起动式、快速起动式等磁式稳定器相比，它具有省电、高效、50Hz／60Hz兼用、低噪声、感觉不到闪烁等显著优点。

下面参照附图说明。

图8（a）是示出辉光起动式的稳定器的一例的图，图8（b）是示出快速起动式的稳定器的一例的图，图8（c）是示出变换器式的稳定器的一例的图。

图8（a）示出的辉光起动式的稳定器，通过使用了点亮管（辉光起动器G）的启动装置预热荧光灯的电极（也称为灯丝，以下相同），是可以在接通开关后在几秒内点亮的方式，是最普及的类型。

另外，图8（b）示出的快速起动式的稳定器，是与快速起动型的灯组合使用的稳定器，是如果接通开关就在预热的同时立刻点亮的类型。

另一方面，图8（c）示出的变换器式点亮装置的稳定器，在把AC输入电压85～450V内的交流电流变换成直流电流之后，通过集成电路以上述那样的高频率驱动点亮LED灯（参照例如专利文献1的第4页和图2）。

此时，为了把LED灯中流动的电流平滑化而与LED灯串联地***扼流线圈L，但通常情况下是与LED灯并联地***电解电容（未图示）。

另外，图9是示出两个荧光灯与串联快速式稳定器串联连接的一例的图。

由于两个荧光灯串联连接，用一个稳定器点亮，所以一个灯用的稳定器当两个使用，比无闪烁稳定器构成简单且廉价。

如果输入电源，则在预热荧光灯A和荧光灯B的各自的电极的同时，由于启动用电容为高阻抗，所以二次侧的电压不会转变成正常放电，而成为微放电状态。向荧光灯B施加该微放电电流造成的启动电容两端的电压降，开始荧光灯B的放电。

如果两荧光灯发生放电，则高阻抗的启动用电容基本上是不工作状态，两荧光灯进行正常放电，维持点亮状态。

由于这样地串联连接，而且是一个灯一个灯地放电，所以可以用比较的低的二次侧的电压点亮两灯串联的荧光灯，但也存在为了节电而除去了一个荧光灯、或者一个荧光灯切断了时，两个荧光灯都不能点亮的缺点。

<专利文献1>日本特开2010-34012号公报

发明内容

（发明要解决的问题）

但是，因应对省电、延长灯寿命等的理由，替代现有的荧光灯而在前述那样的各种方式的稳定器上安装使用LED灯的情形越来越多。

此时，输入到LED灯的一对输入端子部的交流电流的峰值和频率因安装的点亮装置的稳定器的方式不同而大不相同，所以必须使用与各稳定器对应的LED灯。

例如，如果荧光灯的点亮装置是辉光起动式、快速起动式，则与电源侧输入的AC100V～240V（50Hz／60Hz）对应，稳定器的输出（二次侧输出）用约AC200V控制，但是由于没有进行将频率高频率化那样的控制，所以该频率与电源侧输入的频率相同。

因此，在LED灯内，为了可以使用与电源侧输入的频率一致的交流电流，用内部的整流电路整流成直流电流之后，固定LED灯的LED发光部的电路构成（多个LED连接起来的电路的构成，以下相同）以得到所希望的照度，使各LED中流动的电流落在所希望的规定范围内。

因此，现有技术中，在荧光灯的点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式的情况下，如果使用可以适合于荧光灯用的灯座的专用的LED灯，则可以点亮内置的各LED。

另一方面，如上所述，如果荧光灯的点亮装置是变换器式，则即使电源侧输入是AC100V～240V（50Hz／60Hz），也把稳定器的输出（二次侧输出）控制为约AC280V（无负载时）的恒压，进行恒流控制或恒定功率控制以使频率也落入20kHz～100kHz的范围，所以固定LED灯的LED发光部的电路构成以得到所希望的照度，使各LED中流动的电流落在所希望的规定范围内。

因此，上述荧光灯的点亮装置的稳定器是变换器式时，为了不通过该变换器式的稳定器（无需驱动动作）就可以直接向内置于LED灯的AC／DC变压器（整流电路）供给电源侧的电力，需要伴有点亮装置侧的电路变更处理或者使用直接连接所需的变换适配器等，在点亮装置侧或LED灯侧进行相应的处置。

另外，以变换器式点亮LED灯时，整套地更换内置了变换器式的稳定器的点亮装置和其专用的LED灯。

如上所述那样，还成为产生用户侧为了进行导入处理（例如，必须根据点亮装置的方式对LED灯进行取舍选择（确认合适性）或需要进行点亮装置侧的电路处理、直接连接操作等的附加操作等）而进行的现状掌握调查、工期调整等麻烦和与此相伴的导入成本增加的原因。

即，这些都是在家庭、工作场所中的现有的荧光灯点亮装置中采用LED灯所面临的障碍。

其结果，由于以前的荧光灯要继续使用，所以成为能够对省电、延长灯寿命贡献巨大的LED灯在市场上普及的很大阻碍因素。

本发明的目的在于提供一种LED灯和包含该LED灯的照明装置，无论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式等中的哪一种点亮方式，只要与以前安装的荧光灯（也可以是LED灯）进行替换，都可以以高的频率脉冲驱动而点亮。

（用来解决问题的方案）

为了解决上述现有的问题，根据本发明的LED灯，包含：一对输入端子部、把从外部输入到一对输入端子部的交流电流整流成直流电流的整流电路部、以及通过从整流电路部输出的直流电流的通电而发光的LED发光部，其特征在于：在整流电路部与LED发光部之间的电路中，设置有能够基于占空比对LED发光部中流动的电流进行PWM控制的PWM控制部；PWM控制部根据输入到一对输入端子部的外部的交流电流的频率，在对在LED发光部中流动的电流进行PWM控制的情形和不对在LED发光部中流动的电流进行PWM控制的情形之间进行切换。

由此，无论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式中的哪一种点亮方式，只要与以前安装的荧光灯（也可以是LED灯）进行替换，都可以作为能够通过利用脉冲驱动进行的PWM点亮的照明用进行点亮。

另外，根据本发明的LED灯，除了上述构成以外，优选地，PWM控制部在输入到一对输入端子部的外部的交流电流的频率比预定的频率低时，通过比预定的频率高的频率的脉冲驱动对在LED发光部中流动的电流进行PWM控制；在输入到一对输入端子部的外部的交流电流的频率比所述预定的频率高时，不对在LED发光部中流动的电流进行PWM控制。

通过该构成，无论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式中的哪一种点亮方式，只要与以前安装的荧光灯（也可以是LED灯）进行替换，都可以作为能够以比预定的频率高的频率脉冲驱动而点亮的照明用进行点亮。

因此，容易地消除了成为产生用户侧为了进行导入处理（例如，必须根据点亮装置的方式进行对LED灯取舍选择（确认合适性）或必须进行点亮装置侧的电路处理和直接连接操作等的附加操作等）而进行现状掌握调查、工期调整等麻烦和与此相伴的导入成本增加等问题。

其结果，在家庭、工作场所中的现有的荧光灯点亮装置（也可以是LED点亮装置）中采用LED灯所面临的障碍就消除了。

而且，可以在市场上普及对省电、延长灯寿命贡献巨大的LED灯。

例如，如果是荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光起动式或快速起动式的情况，则从一对输入端子部输入的交流电流的频率为民用频率50Hz／60Hz。

因此，由于PWM控制部通过至少比预定的频率（例如，5kHz）高的频率的驱动脉冲对流过LED发光部的电流进行PWM控制，所以对流过LED发光部的电流高速地反复进行接通／截止，可以得到不产生闪烁的稳定的有效值（RMS值）。

另一方面，如果是荧光灯用点亮装置的稳定器是变换器式的情况，则从一对输入端子部输入的交流电流是高的频率20kHz～100kHz，所以PWM控制部不进行PWM控制，使用通过整流电路部整流了的原样的频率（如果是全波整流的情况，则在直流上重叠的脉动电压波形部分为2倍的频率），所以流过LED发光部的电流通过外部的变换器式的稳定器的控制（例如，PWM控制），可以得到不产生闪烁的稳定的有效值（RMS值）。

因此，可靠地防止在外部和LED灯的内部同种的控制方式相重叠，消除了流过LED发光部的电流产生不稳定等的不协调的原因。

另外，根据本发明的LED灯，除了上述构成以外，优选地，在LED发光部的阴极侧端子与整流电路部的接地侧输出端子之间设置有旁路电路部；旁路电路部包含开关元件和输出开关元件的驱动电压的高通滤波电路；开关元件在输入到一对输入端子部的交流电流的频率比预定的频率低时，不从LED发光部的阴极侧端子向整流电路部的接地侧输出端子流动电流；在输入到一对输入端子部的交流电流的频率比预定的频率高时，从LED发光部的阴极侧端子向整流电路部的接地侧输出端子流动电流。

通过该构成，在从整流电路部的输入端子输入的交流电流比预定的频率高时，旁路电路部使流过LED发光部的电流绕过（迂回）用来进行PWM控制的PWM控制部的开关元件，可以不由LED灯内置的PWM控制部进行PWM控制。

另外，根据本发明的LED灯，除了上述构成以外，优选地，旁路电路部的开关元件是根据输入到栅极端子的栅极电压来控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET；漏极端子与LED发光部的阴极侧端子连接，源极端子与整流电路部的接地侧输出端子连接；栅极端子经由高通滤波电路与整流电路部的输入端子中的任一个连接；高通滤波电路在输入到一对输入端子部的交流电流的频率比预定的频率高时，向栅极端子输出驱动成从漏极端子向源极端子流动电流的栅极电压；在输入到一对输入端子部的交流电流的频率比预定的频率低时，向栅极端子输出驱动成不从漏极端子向源极端子流动电流的栅极电压。

通过该构成，由于N沟道MOS型FET作为旁路电路的开关元件起作用，所以可以具有充分裕量地使电流流过LED发光部，可以阻止电流流入PWM控制部。

即，从整流电路部的输入端子输入的交流电流比预定的频率高时，PWM控制部被绕过（迂回），所以流过LED发光部的电流不会流入PWM控制部，可以不由PWM控制部进行PWM控制。

另外，根据本发明的LED灯，除了上述构成以外，优选地，高通滤波电路包含：第1电容；一端子与第1电容的一端子连接，与第1电容串联连接的第1电阻；从第1电阻的另一端子向栅极端子正向连接的第1二极管；连接在源极端子与栅极端子之间的第2电容；连接在源极端子与栅极端子之间的第2电阻；从源极端子向栅极端子正向连接的齐纳二极管；以及从源极端子向第1电阻的另一端子正向连接的第2二极管，第1电容的另一端子与整流电路部的输入端子中的任一个连接。

通过该构成，可以发挥只有比预定的频率高的频率的电流能够通向下一级的滤波器功能，根据频率可靠地使旁路电路的开关元件进行ON／OFF动作。

其结果，只有在从整流电路部的输入端子输入的交流电流的频率比预定的频率高时，电流才流向下一级，所以可以可靠地使作为开关元件的N沟道MOS型FET变成ON状态，可以不对流过LED发光部的电流进行PWM控制。

另外，根据本发明的LED灯，除了上述构成以外，优选地，预定的频率是比65Hz大、比20kHz小的频率。

通过该构成，即使考虑包含电源频率的精度在内的偏差，也可以明显地区别稳定器的方式是辉光起动式或快速起动式时的频率（60±1Hz）还是市场上流通的变换器式时的频率（20～100kHz），所以可以根据该区别结果在进行基于脉冲驱动的PWM控制的情形和不进行基于脉冲驱动的PWM控制的情形之间进行切换，而作为能够以高的频率脉冲驱动而点亮的照明用途进行点亮。

尤其是，通过使要区别的预定的频率为比20kHz小的属于可听频段（作为声音能够被人感觉到的频带）的范围的频率，由于通过比它高的频段中的频率的脉冲驱动进行PWM控制，所以还缓解作为刺耳的噪声被感觉到的情况。

另外，根据本发明的照明装置，其特征在于包含具有上述任一种构成的LED灯。

通过该构成，由于本发明的照明装置中安装有本发明的LED灯，所以无须在照明装置侧重新设置用来对LED发光部调光的稳定器，仅向一对输入端子部供给外部的交流电流，就可以实现作为照明的点亮。

另外，照明装置自身上不搭载稳定器，所以照明装置的构成被简化，容易地消除了用户侧为了进行导入处理（例如，必须根据点亮装置的方式对LED灯进行取舍选择（确认合适性）或必须进行点亮装置侧的电路处理和直接连接操作等的附加操作等）的而进行的现状掌握调查、工期调整等麻烦和与此相伴的导入成本增加等问题。

（发明的效果）

根据本发明的LED灯和包含该LED灯的照明装置，可以提供无论荧光灯点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式中的哪一种点亮方式都可以以高的频率脉冲驱动而点亮的LED灯和包含该LED灯的照明装置。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式中的照明装置的电路整体的框图。

图2是本发明的实施方式中的LED灯的电路图。

图3是示出集成电路IC1的内部的框图。

图4（a）是输入电压Vin的波形，图4（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图4（c）是集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图4（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图4（e）是流过LED发光部24的电流i的波形。

图5（a）是输入电压Vin的波形，图5（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图5（c）是集成电路IC1的电流传感器端子的电压Vcs的波形，图5（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图5（e）是流过LED发光部24的电流i的波形。

图6（a）是输入电压Vin的波形，图6（b）是开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图6（c）是集成电路IC1的电流传感器端子的电压Vcs的波形，图6（d）是开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图6（e）是流过LED发光部24的电流i的波形。

图7（a）是示出可以根据高电压（HV）的大小改变阈值电压的电路的一部分的图，图7（b）是对串联快速式稳定器串联连接了本实施方式中的LED灯的整体构成图。

图9是示出串联快速式稳定器的一例的图。

（附图标记说明）

10：照明装置；11：栓塞；12：稳定器；20、50、60：LED灯；20a，20b，20c，20d：输入端子部；21：保护电路部；22：整流电路部；23：平滑电路部；24：LED发光部；25：PWM控制部；26：旁路电路部；C1、C2、C9、C10、C11、C12、C20：电容；C3、C4、C5：电解电容；C6：第1电容；C7：第2电容；D2、D3、D4、D5、D6、D7：二极管；D8：第2二极管；D9：第1二极管；D1、D10、D20：齐纳二极管；Z9、Z10、Z11、Z12：输入电路部；HV：高电压；F1：熔丝；IC1：集成电路；L1、L2、L3、L4：扼流线圈；L5：线圈；L6：线圈；Q1，Q2：开关元件；R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、R20、R21、R22：电阻；R13：第1电阻；R14：第2电阻；SA1：二极放电管；SA2：变阻器；T1、T2、T3、T4、T6、T8、T9：端子；T5：接地侧输出端子；T7：高电压（HV）侧输出端子；TA：阳极侧端子；TK：阴极侧端子；TG：GND端子；Vin：输入电压；Vcs：电流传感器端子电压；Vg1：开关元件Q1的栅极端子的电压；Vg2：开关元件Q2的栅极端子的电压；i：流过LED发光部的电流；t_OSC：振荡周期

具体实施方式

下面，参照附图说明用来实施本发明的方式。

（实施方式）

图1是示出本发明的实施方式中的照明装置的电路整体的框图，图2是本发明的实施方式中的LED灯的电路图，图3是示出集成电路IC1的内部的框图，图4（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用辉光起动式时的各测定点处的电压波形图，图5（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用快速起动式时的各测定点处的电压波形图，图6（a）～（e）是作为本发明的实施方式中的照明装置的稳定器使用变换器式时的各测定点处的电压波形图，图7（a）是示出可以根据高电压（HV）的大小改变阈值电压的电路的一部分的图，图7（b）是对串联快速式稳定器串联连接了本实施方式中的LED灯的整体构成图。

首先，像图1所示的那样，根据本发明的实施方式的照明装置10包括：为了从例如家庭用的AC电压100～240V（50Hz／60Hz）的外部电源供给电力而连接的栓塞11、为了荧光灯的点亮而控制从栓塞11输入的电力的稳定器12、根据稳定器12的方式向一对输入端子部间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）输入预定的电压的LED灯20。

在此，稳定器12可以是用来点亮现有的荧光灯的公知的辉光起动式、快速起动式或变换器式中的任一种。

另外，与栓塞11连接的外部电源，只要是AC电压100～240V（50Hz／60Hz），LED灯20就正常工作，所以即使是不经由稳定器12就向LED灯20直接输入该外部电力的构成也没有问题。

在此，从稳定器12输出交流电流的线被连接成：可以输入到一对输入端子部间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或一对输入端子部间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的任一方或两方。

另一方面，在LED灯20的输入端子部20a与端子T1之间连接有由电阻R9和电容C9的RC并联电路构成的输入电路部Z9（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20b与端子T1之间连接有由电阻R10和电容C10的RC并联电路构成的输入电路部Z10（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20c与端子T2之间连接有由电阻R11和电容C11的RC并联电路构成的输入电路部Z11（参照图2）。

同样地，在LED灯20的输入端子部20d与端子T2之间连接有由电阻R12和电容C12的RC并联电路构成的输入电路部Z12（参照图2）。

由此，输入端子部20a与输入端子部20b之间的电阻R9和电阻R10的电阻值分别选择约几Ω～约100Ω，以与荧光灯的灯丝的电阻分量相当。

同样地，输入端子部20c与输入端子部20d之间的电阻R11和电阻R12的电阻值分别选择约几Ω～约100Ω，以与荧光灯的灯丝的电阻分量相当。

如果像上述那样选择电阻R9～R12的电阻值，则假如稳定器12是变换器式，自动检测负载侧是否安装有荧光灯（有无灯丝电阻进行的导通），即使是在未安装荧光灯时（没有灯丝电阻进行的导通时）不输出电力那样的类型，由于这些电阻R9～R12作为虚拟电阻起作用，所以也向LED灯20正常地供给电力。

另外，在端子T1与端子T2之间***有保护电路部21（参照图2）。

保护电路部21由封入了氖、氩等的不活泼气体的二极放电管SA1和变阻器SA2串联连接而成。

通过适当设定二极放电管SA1的放电开始电压、变阻器SA2的限制电压，可以把从电源侧进入端子T1与端子T2之间的浪涌电压抑制到例如约400V的峰值以下。另外，通过把二极放电管SA1和变阻器SA2串联组合，可以通过变阻器SA2有效地防止浪涌电压结束后因二极放电管SA1继续放电造成的续流（follow current）。

由此，即使在假如从外部的输入电源侧进入了例如雷涌、感应雷涌时，也可以吸收浪涌电流，阻止浪涌电流进入整流电路部22侧。

因此，可以保护构成整流电路部22、LED发光部24的二极管、电容等的电子部件。

另外，在端子T1与整流电路部22的一个输入侧的端子T3之间***有线圈L5，同样地在端子T2与整流电路部22的另一个输入侧的端子T6之间***有线圈L6。

由此，线圈L5和线圈L6对于高频率的脉冲，作为阻抗起作用。

因此，如果是例如稳定器12是辉光起动式或快速起动式的情况，则可以阻止由于开关元件Q1进行接通／截止动作，其开关噪声（高频率的噪声脉冲）通过输入端子部20a～20d中的任一个向外部的交流电流侧（输入电源）侧流出。

另外，如果是稳定器12是变换器式的情况，则由于输入高频率的20kHz～100kHz的交流电流，所以线圈L5和线圈L6作为不伴随有效电力损失的（无效电力损失的）负载起作用。

由此，从一对输入端子部间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或一对输入端子部间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的任一方或两方看，如果LED灯20的负载阻抗落在预定的范围内，则可以从变换器式的稳定器12稳定地输出电力。

另外，整流电路部22包括：由4个二极管D4～D7构成的桥二极管、和为了把该输出级中的全波整流波形平滑化而并联连接的电解电容C4和电解电容C5（参照图2）。

而且，在整流电路部22的输出侧端子中，在高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间输出直流电压。

而且，高电压（HV）侧输出端子T7经由平滑电路部23与LED发光部24的阳极侧端子TA连接，LED发光部24的阴极侧端子TK经由平滑电路部23与PWM控制部25连接。

在此，LED发光部24由把30个正向电压为约3V的LED（发光二极管）串联连接的LED组分3个电路并联连接得到的电路构成，从阳极侧端子TA向阴极侧端子TK的方向（箭头方向）流动电流i。

而且，PWM控制部25的GND端子TG与整流电路部22的输出侧的接地侧输出端子T5连接。

通过上述的电路构成，PWM控制部25通过比预定的频率高的频率的脉冲驱动对流过LED发光部24的电流i进行PWM控制，把它控制在预定的电流值范围内。

另一方面，在LED发光部24的阴极侧端子TK与整流电路部22的接地侧输出端子T5之间连接有旁路电路部26。

由此，输入到整流电路部22的一个端子T3的交流电流的频率比预定的频率高时，即使开关元件Q1为接通状态（电流从漏极端子向源极端子流动的状态，以下相同），由于电阻R3、电阻R4和电阻R5并联连接在端子T9与端子TG之间，所以PWM控制部25被绕过（迂回），流过LED发光部24的电流i从阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG直接流到整流电路部22的接地侧输出端子T5。

因此，电流i几乎不会流到PWM控制部25，所以不对电流i进行PWM控制。

另外，在以上和以下的说明中，基于占空比对电流i进行PWM控制（PWM是PULSE WIDTH MODULATION（脉冲宽度调制）的简称，以下相同）被定义为：使驱动脉冲的周期一定，根据输入信号的大小（本实施方式的情况下是由作为电流传感器端子的#2管脚检测的电压的大小），基于驱动脉冲的占空比（脉冲宽度对脉冲周期的比，与接通占空比同义，以下相同），对电流i进行接通／截止控制，此时的占空比大于0％、小于100％。

由此，可以使流过LED发光部24的电流i的大小稳定化。

另一方面，不基于占空比对电流i进行PWM控制被定义为：PWM控制部不基于占空比对电流i进行接通／截止控制，除了如上所述几乎没有电流i流到PWM控制部的情况以外，还包括驱动脉冲的占空比为0％且开关元件Q1在动作中一直处于截止状态的情况、和驱动脉冲的占空比为100％且开关元件Q1在动作中一直处于接通状态的情况。

下面，参照图2和图3，更详细地说明各构成部。

如上所述，输入端子部20a与端子T1之间的电阻R9作为与荧光灯的灯丝相当的虚拟电阻起作用，电容C9在通常的动作状态（LED发光部24的点亮中）下可以使交流电流通过。

由此，由于可以以与由该交流电流的频率和电容C9的容量确定的容量电抗与电阻R9的电阻值的比成反比的方式被分流，所以该分电阻R9的发热被抑制。

同样地，输入端子部20c与端子T2之间的电阻R11作为与灯丝相当的虚拟电阻起作用，电容C11在通常的动作状态下可以使交流电流通过，所以电阻R11的发热被抑制。

另外，熔丝F1用于输入到一对输入端子部间（输入端子部20a与输入端子部20c之间）、或一对输入端子部间（输入端子部20b与输入端子部20d之间）中的任一方或两方的电源电流的过电流保护。

然后，整流电路部22具有由二极管D4、D5、D6、D7构成的桥二极管，在前级，二极管D4的阳极与端子T3连接、阴极与高电压（HV）侧输出端子T7连接，二极管D5的阳极与端子T6连接、阴极与高电压（HV）侧输出端子T7连接，二极管D6的阳极与接地侧输出端子T5连接、阴极与和端子T3同电位的端子T4连接，二极管D7的阳极与接地侧输出端子T5连接、阴极与端子T6连接。

另外，在上述桥二极管的后级，为了把全波整流波形平滑化，在高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间以高电压（HV）侧输出端子T7侧为正（＋）端子、接地侧输出端子T5侧为负（-）端子地将电解电容C4和电解电容C5并联连接。

由此，被平滑而直流化了的输出电压向高电压（HV）侧输出端子T7输出，并向低电压侧的接地侧输出端子T5进行输出。

然后，输出到高电压（HV）侧输出端子T7的高电压的直流电压被平滑电路部23去除脉动分量，它被称为所谓的扼流线圈输入型平滑电路，所以相对于LED发光部24由扼流线圈L1～L4的串联电路和电解电容C3的并联电路构成。

而且，因通过平滑电路部23而被去除脉动分量的电流i，从LED发光部24的阳极侧端子TA流向阴极侧端子TK，用来使前述了的构成LED发光部24的共90个LED（发光二极管）发光。

而且，从LED发光部24通过了平滑电路部23的电流i，由构成PWM控制部25的集成电路IC1和与各管脚（#1～#8）连接的电阻R1～R8、电容C1、电容C2、齐纳二极管D1、二极管D2和开关元件Q1通过预定的振荡周期t_OSC（μs）的脉冲驱动进行PWM控制。

例如，作为集成电路IC1使用了市售的SUPERTEX INC.制造的HV9910B型号（参照图3）时，振荡周期t_OSC（μs）以根据与#8管脚连接的电阻R1的电阻值R_T（kΩ）通过下面的式1得到的时间进行控制。

t_{OSC} (μs) = \frac{R_{T} (kΩ) + 22}{25}

（式1）

另外，在本实施方式中，如果例如电阻R1设定为约499（kΩ），则作为振荡周期t_OSC（μs）通过上述式1求得约20.84（μs）。

因此，如果假如振荡周期为计算值那样的约20.84（μs），则可以得到约48kHz的高频率的脉冲驱动。

另外，进行流过LED发光部24的电流i的接通／截止控制的开关元件Q1是可以根据栅极端子的输入电压来控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET。

在此，在集成电路IC1中，开关元件Q1的漏极端子与构成平滑电路部23的一部分的二极管D3的阳极端子连接，源极端子与经由电阻R6与作为集成电路IC1的电流传感器端子的#2管脚连接的端子T9连接，向栅极端子输入从集成电路IC1的#4管脚输出了的电压被电阻R2和电阻R7分压了的电压，即与电阻R7相当的部分的电压。

另外，集成电路IC1的#1管脚经由电阻R8和齐纳二极管D1与高电压（HV）侧输出端子T7连接，所以向该#1管脚供给从整流电路部22输出的直流的高电压。

由此，从#1管脚供给的电压（约DC8V～约DC450V）通过内部的调压器降低到预定的VDD电压（约DC12V），整流并稳定化，作为集成电路IC1的内部电路的驱动用电源起作用，同时，把该VDD电压输出到#6管脚（参照图3）。

通过上述那样的连接，如果通过集成电路IC1的脉冲驱动，由作为电流传感器端子的#2管脚检测的电压超过作为阈值电压的约DC250mV，则向开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压，成为接通状态，如果由作为电流传感器端子的#2管脚检测的电压到达作为阈值电压的约DC250mV，则向开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压，成为截止状态（不从漏极端子向源极端子流动电流的状态，以下相同）。

这样，流过LED发光部的电流i通过集成电路IC1的动作使输出开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的驱动脉冲的周期一定，可以根据由#2管脚检测的电压（电流传感器端子电压Vcs）的电平，改变栅极端子的电压Vg1的脉冲宽度的占空比，控制电流i。

即，通过PWM控制部25的高频率的脉冲驱动对电流i进行PWM控制，所以根据反复进行接通／截止的开关元件Q1，以由上述式1得到的振荡周期t_OSC（μs）脉冲状（三角波）地反复进行增减。

在本实施方式中，由于#7管脚与#6管脚连接（共用），所以向#7管脚输入超过上述的阈值电压（约DC250mV）的电压VDD（约DC12V）。

另外，在本实施方式中，作为与由作为电流传感器端子的#2管脚检测的电压相比较的上述的阈值电压，设定为在集成电路IC1的内部产生的上述的约DC250mV（参照图3）。

另一方面，作为向集成电路IC1的#7管脚输入的电压，如果设定不超过约DC250mV的范围的电压，则由于该电压可以作为与由电流传感器端子（#2管脚）检测的电压比较的阈值电压来设定阈值，所以还可以朝进一步降低占空比的方向改变。

由此，还可以降低流过LED发光部24的电流i的有效值（RMS值）来进行调光（减光）。

在此，如果开关元件Q1变成截止状态，则在扼流线圈L1～L4的串联电路中激励出与电流i的流动方向相同的逆电势，用来吸收该逆电势造成的电流的二极管D3被连接成从扼流线圈L1的终端的端子T8到LED发光部24的阳极侧端子TA成为正向。

另一方面，如上所述，在LED发光部24的阴极侧端子TK与整流电路部22的接地侧输出端子T5之间设置有旁路电路部26。

旁路电路部26包含：开关元件Q2、和向该开关元件Q2输出驱动电压（栅极端子电压）的高通滤波电路。

在此，旁路电路部26的开关元件Q2是根据输入到栅极端子的电压来控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET，漏极端子与LED发光部24的阴极侧端子TK连接，源极端子与整流电路部22的接地侧输出端子T5连接，栅极端子经由高通滤波电路与整流电路部22的端子T4连接。

该高通滤波电路包含：第1电容C6；一端子与第1电容C6的一端子连接、与第1电容串联连接的第1电阻R13；从第1电阻R13的另一端子朝开关元件Q2的栅极端子正向连接的第1二极管D9；在开关元件Q2的源极端子与栅极端子之间连接的第2电容C7；在源极端子与栅极端子之间连接的第2电阻R14；从源极端子朝栅极端子正向连接的齐纳二极管D10；和从源极端子朝第1电阻R13的另一端子正向连接的第2二极管D8。

然后，第1电容C6的另一端子与整流电路部22的输入端子（经由端子T4与端子T3或端子T6）中的任一个连接。

该高通滤波电路如果选择第1电容C6、第1电阻R13和第2电阻R14的电路常数以使得输入到端子T3的交流电流在预定的频率以下时截止，则由电容和电阻构成的CR电路作为高通滤波器起作用，所以只有频率超过预定频率的交流电流通过后级。

即，通过输入到端子T3的具有比预定频率高的频率的交流电流，在第2电容C7、第2电阻R14和齐纳二极管D10的高电压侧产生直流电压，向栅极端子输出可以使开关元件Q2成为接通状态的电压。

该栅极端子的电压也可以根据第1电阻R13与第2电阻R14的分压比和限制输入到栅极端子的电压的齐纳二极管D10的齐纳电压适当设定，只要设定在可以使开关元件Q2成为接通状态的高电平的栅极端子的电压范围内即可。

另外，高通滤波电路是在交流电流的频率比预定的频率高时，使该交流电流通过且使开关元件Q2的栅极端子成为高电平（例如，约DC14V）用的滤波用的输入电路，所以也可以与输入与整流电路部22的接地侧输出端子T5相同的交流电流（只是相位相差180度）的端子T6连接。

通过以上的构成，高通滤波电路在输入到整流电路部22的输入端子的交流电流比预定的频率（在本实施方式中，通过把第1电容C6的容量选择为100PF、第1电阻R13的电阻值选择为51kΩ、第2电阻R14的电阻值选择为51kΩ，将截止频率设定成在实测中为约5kHz，以下相同）高时，输出从漏极端子向源极端子流过电流的预定的栅极电压；在交流电流比预定的频率低时，输出不会从漏极端子向源极端子流过电流的栅极电压。

即，开关元件Q2在从整流电路部22的输入端子输入的交流电流为比预定的频率（约5kHz）低的频率时，不会从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG向整流电路部22的接地侧输出端子T5流动电流；在从整流电路部22的输入端子输入的交流电流为比预定的频率（下面，称为截止频率，约5kHz）高的频率时，可以从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG向整流电路部22的接地侧输出端子T5流动电流。

其结果，在输入到一对输入端子部的外部的交流电流的频率比预定的频率低时（例如，从辉光起动式或快速起动式的稳定器输入时），流过LED发光部24的电流i被PWM控制部25通过比预定的频率高的频率的脉冲驱动进行PWM控制，成为脉冲波（三角波）。

另一方面，在输入到一对输入端子部的外部的交流电流的频率比预定的频率高时（例如，从变换器式的稳定器输入时），PWM控制部25，由于被旁路电路部26绕过（迂回），所以流过LED发光部24的电流i不被PWM控制部25进行PWM控制，原样流动到整流电路部22的接地侧输出端子T5。

因此，输入一对输入端子部的高频率的交流电流只通过整流电路部22、平滑电路部23和LED发光部24，所以流过LED发光部24的电流i因输入到一对输入端子部的交流电流被全波整流而成为直流化了的波形（例如，参照图6（e））。

下面，参照图4～图6，根据稳定器12的各方式，说明一对输入端子部（输入端子部20a与输入端子部20c之间）的输入电压Vin、开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1、集成电路IC1的#2管脚即电流传感器端子电压Vcs、开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2、和流过LED发光部24的电流i的各观测波形。

另外，栅极端子的电压Vg1、Vg2和电流传感器端子电压Vcs都是以PWM控制部25的GND端子TG为基准（接地电平）来测量的。

另外，图4（e）、图5（e）、图6（e）所示的流过LED发光部24的电流i是使流过LED发光部24（共90个LED）的总电流流入***电阻（1Ω），观测该电阻上的电压降而得到的，图4（e）和图5（e）的纵轴与500mA／div相当，图6（e）的纵轴与200mA／div相当。

首先，图4（a）～（e）是使用辉光起动式（二次电压200V／二次电流0.42A）作为稳定器12时的情况，图4（a）表示输入电压Vin的波形，图4（b）表示开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图4（c）表示集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图4（d）表示开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图4（e）表示流过LED发光部24的电流i的波形。

首先，像图4（a）所示的那样，作为输入电压Vin的波形的频率，观测到民用频率即60.1Hz。

该频率比设定为约5kHz的截止频率低，所以通过PWM控制部25的集成电路IC1的脉冲驱动输出像图4（b）所示的那样实测中振荡周期t_OSC（μs）为约22.78（μs）的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1。

在此，开关元件Q1，以约33％的占空比向栅极端子交互输入高电平（约DC7.5V）和低电平（约0V）的电压，以频率约43.9kHz被脉冲驱动。

这是通过如下的集成电路IC1的PWM控制的动作来实现的，即，像图4（c）所示的那样，在电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV之前，向开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压；如果电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV，则向开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压。

在此，如果向开关元件Q1的栅极端子输入高电平（约DC7.5V）的电压，开关元件Q1变成接通状态，则电阻R3～R5中流动电流，流过LED发光部24的电流i线性上升；如果向开关元件Q1的栅极端子输入低电平（约0V）的电压，则开关元件Q1变成截止状态，所以电流传感器端子电压Vcs下降到接地电平（0V）。

另一方面，由于输入电压Vin的波形的频率比设定为约5kHz的截止频率低，所以像图4（d）所示的那样，通过前述的高通滤波电路向开关元件Q2的栅极端子只输入约DC50mV，开关元件Q2变成截止状态，所以不会从漏极端子向源极端子流动电流。

因此，像图4（e）所示的那样，流过LED发光部24的电流i，与开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1同步地流动，在开关元件Q1为接通状态时上升，在开关元件Q1为截止状态时开始下降（由于扼流线圈L1～L4造成的逆电势，电流i不会立即下降到0A）。

即，像图4（b）所示的那样，通过PWM控制部25的频率约43.9kHz的脉冲驱动对流过LED发光部24的电流i进行PWM控制。

其结果，像图4（e）所示的那样，流过LED发光部24的电流i，在频率测定时以比截止频率即5kHz高的43.7kHz的脉冲状（三角波）输出，在有效值（RMS值）测定中观测到约192.2mA。

然后，图5（a）～（e）是使用快速起动式（二次电压190V／二次电流0.42A）作为稳定器12时的情况，图5（a）表示输入电压Vin的波形，图5（b）表示开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图5（c）表示集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图5（d）表示开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图5（e）表示流过LED发光部24的电流i的波形。

首先，像图5（a）所示的那样，作为输入电压Vin的波形的频率，观测到民用频率即60.1Hz。

该频率比设定为约5kHz的截止频率低，所以通过PWM控制部25的集成电路IC1的脉冲驱动输出像图5（b）所示的那样实测中振荡周期t_OSC（μs）为约22.78（μs）的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1。

在此，开关元件Q1以约33％的占空比向栅极端子交互输入高电平（约DC7.5V）和低电平（约0V）的电压，以频率约43.9kHz被脉冲驱动。

这是通过如下的集成电路IC1的PWM控制的动作来实现的，即，像图5（c）所示的那样，在电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV之前，向开关元件Q1的栅极端子输出高电平（约DC7.5V）的电压；如果电流传感器端子电压Vcs到达约DC250mV，则向开关元件Q1的栅极端子输出低电平（约0V）的电压。

另一方面，由于输入电压Vin的波形的频率比设定为约5kHz的截止频率低，所以像图5（d）所示的那样，通过前述的高通滤波电路向开关元件Q2的栅极端子只输入约DC50mV，开关元件Q2变成截止状态，所以不会从漏极端子向源极端子流动电流。

因此，像图5（e）所示的那样，流过LED发光部24的电流i，与开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1同步地流动，在开关元件Q1为接通状态时上升，在开关元件Q1为截止状态时开始下降（由于扼流线圈L1～L4造成的逆电势，电流i不会立即下降到0A）。

即，像图5（b）所示的那样，通过PWM控制部25的频率约43.9kHz的脉冲驱动对流过LED发光部24的电流i进行PWM控制。

其结果，像图5（e）所示的那样，流过LED发光部24的电流i以在频率测定时为比截止频率即5kHz高的43.6kHz的脉冲状（三角波）输出，在有效值（RMS值）测定中观测到约195.7mA。

最后，图6（a）～（e）是使用变换器式（无负载时二次电压280V／二次电流0.225A）作为稳定器12时的情况，图6（a）表示输入电压Vin的波形，图6（b）表示开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1的波形，图6（c）表示集成电路IC1的电流传感器端子电压Vcs的波形，图6（d）表示开关元件Q2的栅极端子的电压Vg2的波形，图6（e）表示流过LED发光部24的电流i的波形。

首先，像图6（a）所示的那样，在输入电压Vin的波形中，周期t1为约13.7（μs），作为频率观测到73.0kHz。

该频率比设定为约5kHz的截止频率高，所以像图6（d）所示的那样，向开关元件Q2的栅极端子输入高电平（约DC14V）的电压Vg2，所以开关元件Q2一直是接通状态。

但是，如前所述，电阻R3、电阻R4和电阻R5并联连接在端子T9与端子TG之间，所以流过LED发光部24的电流i几乎不流到PWM控制部25，而是从LED发光部24的阴极侧端子TK经由PWM控制部25的GND端子TG直接流向整流电路部22的接地侧输出端子T5。

其结果，在电阻R3～R5中不流动电流i，所以像图6（c）所示的那样，电流传感器端子电压Vcs为接地电平（0V），是恒定的，所以像图6（b）所示的那样，驱动脉冲的占空比为100％，PWM控制部25中的开关元件Q1的栅极端子的电压Vg1一直是高电平（约DC7.5V），开关元件Q1成为接通状态。

因此，PWM控制部25不对流过LED发光部24的电流i进行PWM控制。

然后，图6（e）像所示的那样，流过LED发光部24的电流i不被PWM控制部25 PWM控制，是输入电压Vin被全波整流了的波形，在有效值（RMS值）测定中观测到约199.3mA。

另外，由于不被PWM控制部25的脉冲驱动PWM进行控制，所以直流上重叠的脉动电压波形部分的周期t2为约6.9（μs），流过LED发光部24的电流i的频率观测到输入电压Vin的频率的2倍，约145.4kHz。

因此，可以确认，流过LED发光部24的电流i的脉动电压波形部分的频率通过全波整流而成为输入电压Vin的波形频率的约2倍的频率。

通过以上的观测确认了，无论照明装置10的稳定器12是辉光起动式、快速起动式或变换器式中的哪一种点亮方式，作为流过LED发光部24的电流i的执行值（RMS值），都在实际测定中得到190mA～200mA，可以作为照明用进行点亮。

同时还确认了，如果是稳定器12是辉光起动式、快速起动式的情况，则输入电压Vin的频率为约60Hz，所以流过LED发光部24的电流i，被PWM控制部25通过比截止频率的5kHz高的约43.6～43.7kHz的频率的脉冲驱动进行PWM控制。

另一方面，确认了，如果是稳定器12是变换器式的情况，则输入电压Vin的频率是比截止频率的5kHz高的约73.0kHz，所以流过LED发光部24的电流i为约145.4kHz，不通过PWM控制部25的脉冲驱动进行PWM控制。

另外，本发明的技术范围不限于上述中的任一种实施方式，可以在权利要求书所示的范围内进行各种变形，而且，像把不同的实施方式中分别示出的技术手段适当组合得到的那样的实施方式的变形例也包含在本发明的技术范围中。

例如，一对输入端子部指包含至少一对输入端子部，例如像直管型荧光灯的两端部的端子那样共有4个（一侧两个）输入端子部时，只要向至少其中的两个输入端子部（可以是一侧的两个端子，也可以是两侧的两个端子中的任一个）输入外部的交流电流即可。

另外，在本实施方式的说明中，在某两个端子间经由别的端子简单地用布线连接时，忽略布线电阻等，视为该两个端子间直接连接（电位相同）而进行说明。

另外，与输入到一对输入端子部的交流电流的频率相区别的预定的频率，作为可以与稳定器是辉光起动式、快速起动式时的民用频率（50Hz／60Hz）和是变换器式时的高频率（约20～100kHz）相区别的频率（截止频率），约5kHz是优选的，但只要在比65Hz大、比20kHz小的频率范围中，通过变更高通滤波电路的电路常数来适当设定成所希望的频率即可。

同样地，PWM控制部进行的脉冲驱动的频率、占空比只要考虑流过LED发光部的电流（照度）、PWM控制部的开关元件的发热等，通过在集成电路IC1的规格范围内适当设定与各管脚连接的电阻、驱动电压等即可。

尤其是，作为参照使用的电路图中的电路构成、电路常数，只要可以实现本发明的所期望的目的且获得所希望的效果，则即使未在上述实施方式的说明中明示，也可以在本发明的技术范围所包含的范围内适当选择。

另外，像图7（a）所示的那样，在高电压（HV）侧输出端子T7与接地侧输出端子T5之间串联连接多个电阻R20、电阻R21、齐纳二极管D20和电阻R22，如果向集成电路IC1的#7管脚输入被电阻R22分压了的直流电压（比约DC250mV小，与高电压（HV）的大小成正比的电压），则也可以根据输入到一对输入端子部的电压的大小成正比地改变阈值电压。

例如，如果作为电阻R20的电阻值选择1MΩ、作为电阻R21的电阻值选择1MΩ、作为齐纳二极管D20的齐纳电压选择51V、作为电阻R22的电阻值选择3.65kΩ、作为电容C20的容量选择1μF，则向高电压（HV）侧输出端子T7输出了165V时，在集成电路IC1的#7管脚处实测到输入约215mV。

这样，输入到一对输入端子部的电压与流过被PWM控制的LED发光部的电流具有成正比地增减的关系，所以从一对输入端子部侧看LED灯整体的输入阻抗为正性的（随着输入电压增大，流动的电流也成正比地增大）。

因此，即使像图7（b）所示的那样，在串联快速式稳定器中把根据本实施方式的LED灯50和LED灯60串联连接时，也根据各输入阻抗按比例分配从串联快速式稳定器输入的电压，所以很容易在二者中流过相同的驱动电流，也可以把本实施方式中的LED灯串联连接。

产业上的应用性

像以上那样，根据本发明的LED灯和包含该LED灯的照明装置，作为用途，可以用作这样的LED灯和包含该LED灯的照明装置，即，无论荧光灯用点亮装置的稳定器是辉光起动式、快速起动式或变换器式等中的哪一种点亮方式，只要与以前安装的荧光灯（也可以是LED灯）进行替换，都可以以高的频率脉冲驱动而点亮。

Claims

1.一种LED灯，包含：一对输入端子部、把从外部输入到上述一对输入端子部的交流电流整流成直流电流的整流电路部、以及通过从上述整流电路部输出的直流电流的通电而发光的LED发光部，其特征在于：

在上述整流电路部与上述LED发光部之间的电路中，设置有能够基于占空比对上述LED发光部中流动的电流进行PWM控制的PWM控制部；

上述PWM控制部根据输入到上述一对输入端子部的外部的交流电流的频率，在对在上述LED发光部中流动的电流进行上述PWM控制的情形和不对在上述LED发光部中流动的电流进行上述PWM控制的情形之间进行切换。

2.如权利要求1所述的LED灯，其特征在于：

上述PWM控制部在输入到上述一对输入端子部的外部的交流电流的频率比预定的频率低时，通过比上述预定的频率高的频率的脉冲驱动对在上述LED发光部中流动的电流进行上述PWM控制；在输入到上述一对输入端子部的外部的交流电流的频率比上述预定的频率高时，不对在上述LED发光部中流动的电流进行上述PWM控制。

3.如权利要求2所述的LED灯，其特征在于：

在上述LED发光部的阴极侧端子与上述整流电路部的接地侧输出端子之间设置有旁路电路部；

上述旁路电路部包含开关元件和输出上述开关元件的驱动电压的高通滤波电路；

上述开关元件在输入到上述一对输入端子部的交流电流的频率比上述预定的频率低时，不从上述LED发光部的上述阴极侧端子向上述整流电路部的上述接地侧输出端子流动电流；在输入到上述一对输入端子部的交流电流的频率比上述预定的频率高时，从上述LED发光部的上述阴极侧端子向上述整流电路部的上述接地侧输出端子流动电流。

4.如权利要求3所述的LED灯，其特征在于：

上述旁路电路部的上述开关元件是根据输入到栅极端子的栅极电压来控制漏极端子与源极端子之间的电流的流动的N沟道MOS型FET；

上述漏极端子与上述LED发光部的上述阴极侧端子连接，上述源极端子与上述整流电路部的上述接地侧输出端子连接；

上述栅极端子经由上述高通滤波电路与上述整流电路部的输入端子中的任一个连接；

上述高通滤波电路在输入到上述一对输入端子部的交流电流的频率比上述预定的频率高时，向上述栅极端子输出驱动成从上述漏极端子向上述源极端子流动电流的栅极电压；在输入到上述一对输入端子部的交流电流的频率比上述预定的频率低时，向上述栅极端子输出驱动成不从上述漏极端子向上述源极端子流动电流的栅极电压。

5.如权利要求4所述的LED灯，其特征在于：

上述高通滤波电路包含：

第1电容；

第1电阻，该第1电阻的一端子与上述第1电容的一端子连接，且该第1电阻与上述第1电容串联连接；

第1二极管，从上述第1电阻的另一端子向上述栅极端子被正向连接；

第2电容，连接在上述源极端子与上述栅极端子之间；

第2电阻，连接在上述源极端子与上述栅极端子之间；

齐纳二极管，从上述源极端子向上述栅极端子被正向连接；以及

第2二极管，从上述源极端子向上述第1电阻的上述另一端子被正向连接，

上述第1电容的另一端子与上述整流电路部的输入端子中的任一个连接。

6.如权利要求2～5中任一项所述的LED灯，其特征在于：

上述预定的频率是比65Hz大、比20kHz小的频率。

7.一种照明装置，其特征在于包含：权利要求1～6中任一项所述的LED灯。