CN103503298A - 用于产生输出电压的方法及用于实施该方法的设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于产生具有电容性的能量存储器（M2C）的模块化的多电平转换器的输出电压的方法，以及用于实施该方法的设备，其中，在给定负载电流的情况下降低电容器和半导体件成本以及与之关联的费用，简化在ω₁<ω₀<ω₂的运行范围内的控制和调节成本以及减少功率变换器中的损耗。在此，根据处在等于或大于零的低的角频率（ω₁）和高的角频率（ω₂）的范围之间的角频率（ω₀），控制或调节转换器的输入电压（U_d）以使得输入电压随频率（f₀，ω₀）的增大而增大。由此降低了功率变换器中的电容器成本。

Description

用于产生输出电压的方法及用于实施该方法的设备

技术领域

本发明涉及一种借助模块化的多电平功率变换器（Multilevel-Stromrichter）（M2C）产生频率可变（frequenzveraenderlich）的输出电压u_a的方法，其中，该功率变换器（Stromrichter）通过接通和切断子模块由输入电压U_d产生通过离散电压级近似的、带有第一角频率ω₀的正弦状的交流电压，该第一角频率位于零频率ω_0，min和第二角频率ω₀，_max之间。

本发明还涉及用于实施借助模块化的多电平功率变换器（M2C）由输入电压U_d产生频率可变的输出电压u_a的方法的设备，在多电平功率变换器中，为了产生输出电压，布置有由多个子模块的串联电路组成的支路。

背景技术

多电平功率变换器可在其输出端子上产生带有极小的谐波含量的电压，其获得非常接近于期望的正弦状的电压变化曲线。

现在已经有多种多电平拓扑结构，例如公开在Bin Wu，“High-PowerConverters And AC Drives”，John Wiley&Sons Inc.Hoboken，New Jersey，USA，2006中的三电平NPC，飞跨电容变换器（Flying-Capacitor-Converter），级联型H桥变换器（Cascaded-H-Bridge-Converter）。

一种相对较新的拓扑结构是模块化多电平功率变换器（M2C，M²LC），例如在R.Marquardt，A.Lesnicar，J.Hildinger，“ModularesStromrichterkonzept für Netzkupplungsanwendung bei hohen Spannungen”，ETG-Fachtagung，Bad Nauheim，2002所描述的与R.Marquardt，A.Lesnicar，“New Concept for High Voltag-Modular Multilever Converter”，Proc.of IEEE-Power Electronics Specialists Conference（PESC），Aachen，2004所描述的。

前述功率变换器是目前应用与研究的对象。M2C的基本特征在于多个单元、即所谓的子模块的串联电路。

对于所述工作方式所必需的是，每个这样的单元均具有能够作为直流电压电容器来实现的蓄能器。

跟据现有技术，在多电平功率变换器运行时，应注意以下列举的各项条件。

因为不会通过外部的布线网络例如通过电位分离式整流器（Gleichrichter）对蓄能器进行充电或放电，所以存储的能量的时间变化曲线与变频器（Umrichter）的运行和/或负载有极大的关系。因此，与布线有关的能量波动根据[R.Marquardt，...“在高电压下用于联网应用的模块化功率变换器方案（Modulares Stromrichterkonzept fürNetzkupplungsanwendung bei hohen Spannungen）”...]在所谓的“无回路电流运行”情况下与负载电流的基波振荡频率成反比。

变频器支路内的电流部分在此被称为回路电流，其既不流经在DC中间回路上的接口，也不流经负载。由此可见，“无回路电流运行”特征在于，变频器支路内的电流只包含流经DC中间回路和负载的电流部分。

因此，“无回路电流运行”在“低”基波振荡频率时是不可能的，或者只有在某些条件下才可能。这种情况在电机运行时应尤为注意。

特别是在应用电动机或发电机时，必须实现将机器非常快速地起动至计算频率f_N，以便能量输入限制在子模块电容器中。因此，基于被驱动的机械***性能产生对应用范围的进一步的限制条件。

将变频器的工作频率f₀限制在f_0，min<f₀<f_0，max范围内。在应用机器时，这种情况意味着机器从停机状态中“硬”起动。

实现快速起动的一种可行方案是将变频器的工作频率限制在0<f_0，min<=f₀<=f_0，max范围内。这种情况，特别是对于异步电机，意味着从停机状态“硬”起动至：

$f_{\mathrm{Mech}}=\frac{f_{0,\min }}{p}*(1-s_x)$

其中，p代表极对数，f_Mech代表机器的机械转速，s_x代表转差率。

因此，当频率f₀<f_0，min时，无法进行稳定的运行，也就是说，从停机状态不能进行直流制动和软起动。必须注意的是，下游连接的机械***不得由于可能出现的转矩撞击受损。

减少能量波动的另一种可行方案是根据频率f₀，匹配负载电流的振幅以达到能量输入限制在子模块电容器中的目的。因此带来M2C功率的降低，这在驱动时相当于降低转矩。在使用电网时，相当于降低待传输的功率。

此外，必须注意由于变频器内附加的电流部分对输入子模块电容器的能量造成的影响，其中，所述的电流部分未流经DC接口或负载。这种影响往往导致在半导体组件内附加的线路和开关损耗，在变频器内在欧姆电阻上的附加损耗，半导体组件的硅面积的增加以及效率的降低。

负载或电网的接线端子的上方子模块的端电压总和与下方子模块的端电压总和之间的差值变化对输入子模块电容器的能量有影响。这种变化与同模电压的调制相对应。

这些措施并不是对于任何***均可实现的。即使可能，平均的电压调节的调制也会因应用时的技术要求而常常受到限制。对此，以绝缘要求为例进行说明。通过子模块平均的电压调节的调制改变开关损耗。

由于回路电流造成的能量输入影响和同同模电压的变化通过恰当组合，使得即使在f₀<<f_N情况下也可以根据[Korn，Winkelnkemper，“Lowoutput frequ...”]运行功率变换器。特别是，当f₀=0Hz时，运用上述方法可实现运行。

对此的技术要求可参见在A.J.Korn，M.Winkelnkemper，and P.Steimer，“Low output frequency operation of the modular multi-leverconverter”，in Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE），2010IEEE，Sept.2010，pp.39933997中。

另一种可能性是按照最小的连续运行频率f_0，min设计子模块电容器。超出额定频率f_N的部分会增加成本。此外，存储在变频器内的附加能量也会增加用于满足安全性要求所需的成本。

总的来说，以下原则适用：

·在变频器额定电流条件下，当f₀<f_N时，模块化多电平功率变换器（M2C）的运行会导致电容器和/或大功率半导体件的费用提高，和/或对负载提出附加要求，例如涉及机器的星形接点的绝缘。

·在电流减小情况下，当f₀<f_N时，运行会明显限制变频器的特性数值，使可能的应用范围急剧减小。例如，无法完成一个4象限的驱动，在所述的驱动中要求在机器的转矩的整个范围内M=M_N。

发明内容

因此，本发明的基本目的在于，提供一种产生输出电压的方法，并给出用于实施该方法的设备，由此降低电容器费用和半导体件费用，并且在给定的负载电流时降低了与其连接的成本，达到在ω₁<ω₀<ω₂运行范围内的控制和调节费用的简化以及减少功率变换器中的损耗。

此外，涉及到变频器的附加应用范围的开发，例如不采用前述措施的情况下在低频率时连续运行或在具有恒定转矩的电机运行时在大的转速范围内的连续运行。

根据本发明，这一目的在前述类型的方法中由此来实现，即根据处在等于或大于零频率ω₀的角频率ω₁和用于降低功率变换器中的电容器成本的角频率ω₂的范围之间的角频率ω₀，控制或调节输入电压U_d以使得输入电压随频率的增大而增大。

这里，ω=2πf，特别是ω₀=2πf₀。

在此，角频率ω₀反映出功率变换器的基波振荡频率或工作频率，位于频率范围下限ω_0，min和第二个角频率ω_0，max之间，将后者标记为频率范围的上限。

现在对角频率值进行探讨。

最小频率ω_0，min因此代表功率变换器运行时可实现的最小频率，并且其是大于或等于0的。

0≤ω_O，min≤ω₀≤ω_0，max

根据基波振荡回路的频率ω₀控制或调节变频器的连接点上的DC电压U_d时，在低的最小频率ω₁和第二个角频率ω₂之间实现所述的控制或调节。

ω_l≤ω_O≤ω₂

根据本发明，在考虑到负载电流振幅

和/或端电压的前提下，根据基波振荡回路频率ω₀或功率变换器的基波振荡频率f₀设置在直流电压中间回路上的DC电压U_d的变化。根据本发明，借助于DC电压U_d的变化，根据本发明将影响在M2C的子模块电容器中的能量输入。

可选地通过附加的电流部分能实现共模电压（Gleichtaktspannung）的附加的调制以及能量转移。中间回路中的DC电压U_d的变化取决于可提供可变电压U_d的电路。在实施例中对此类电路的选择作出进一步的说明。

本发明还涉及一种在DC中间回路中借助于模块化的多电平功率变换器（M2C）从频率可变的输入电压U_a中产生电压U_d的方法。

在本发明的一个设计方案中提出，至少一个所述子模块的接通和切断分级地实现。

在另一个设计方案中提出，通过PWM调制控制地实现至少一个子模块的接通和切断。

子模块的控制方式在于，借助PWM（脉冲宽度调制）控制信号来控制一个或多个模块。

在本发明的另一个设计方案中提出，电压U_d根据角频率ω₀单调增加。

在本发明的一个特殊的实施方案中提出，电压U_d根据角频率ω₀至少在一个区间内线性增加。

在本发明的一个实施方式中提出，输入电压U_d根据角频率ω₀至少在一个区间内非线性增加。

根据本发明，电压U_d的电压过程曲线能够根据角频率ω₀单调增加。因此，在U_d和ω₀之间非强制性地存在一种线性依赖关系，电压U_d根据ω₀或者保持本身的值，或者变得更大。

但是，电压过程曲线也可以至少在一个待观测区间内具有线性的增长。

在本发明的一个实施变体中提出，附加地根据M2C的负载电流和/或端电压或负荷电压和/或由输出电压u_a控制的机器的转矩来控制或调节输入电压U_d。

输入电压U_d除了与角频率有关外，还可能取决于其它因素，例如取决于待控制的机器的负载电流或端电压。还有一种可行方案，就是考虑产生电压U_d时机器所需要的转矩。

在本发明的变体中提出，附加地根据负载的共模电压的调制来控制或调节输入电压U_d。

在本发明的另一种实现方式中提出，附加地根据功率变换器的蓄能器之间的能量转移通过功率变换器的支路电流中的附加的电流部分控制输入电压U_d。

DC中间回路中的电压U_d也可称之为输入电压。

根据本发明，该目的在前述类型的设备中由此来实现，即为了降低功率变换器中的电容器成本，在功率变换器的上游在输入侧连接有用于改变输入电压U_d的装置。

输入电压U_d的变化可由此实现，即在功率变换器的上游在输入侧连接有用于改变输入或DC中间回路电压U_d的一个或多个装置。

在本发明的一个设计方案中提出，用于改变输入电压U_d的装置由可可调式变压器和整流器组成。

其中最简单的一种方式是使用二极管整流器。另一种可行方案是使用两个M2C功率变换器或其它带有电压中间回路的功率变换器或者带有电流中间回路的功率变换器。其起到了整流器或逆变器的作用。

在另一个设计方案中提出，用于改变输入电压U_d的装置由带有电流中间回路的功率变换器组成。

在一个特殊的实施方式中提出，用于改变输入电压U_d的装置由在电网侧的功率变换器和DC/DC转换器组成。

在本发明的一个改进方案中提出，用于改变输入电压U_d的装置由带有电压中间回路的功率变换器组成。

在另一个设计方式中提出，带有电压中间回路的功率变换器由2电平变频器、3电平NPC、3电平级飞跨电容器（Flying-Capacitor）或任意的多电平飞跨xxx电容型xxx电压源变换器或有源中点钳位型多电平变换器（ANPC）组成。

下文给出了一些现有技术的文献出处：

·Wu Bin，“High-Power Converters And AC Drivers”，JohnWiley&Sons Inc.，Hoboken，New Jersey，USA，2006

·M.Hagiwara，H.Akagi，“PWM control and experiment ofmodular multilevel converters”，Power Electronics SpecialistsConference（PESC）2008，PESC2008，IEEE，Page154-161

·R.Marquardt，A.Lesnicar，J.Hildinger，“在高电压下用于联网应用的模块化功率变换器方案（ModularesStromrichterkonzept für Netzkupplungsanwendung bei hohenSpannungen）”，ETG-Fachtagung，Bad Nauheim，2002

·R.Marquardt，A.Lesnicar，“New Concept for HighVoltag-Modular Multilevel Converter”，Proc.of IEEE-PowerElectronics Specialists Conference（PESC），Aachen，2004

·A.J.Korn，M.Winkelnkemper，and P.Steimer，“Low outputfrequency operation of the modular multi-lever converter”，in EnergyConversion Congress and Exposition（ECCE），2010IEEE，Sept.2010，pp.39933997.

附图说明

在下文中，根据实施例对本发明进行进一步详细描述。在附图中示出：

图1是现有技术中M2C的子模块的电路技术的实现，

图2是现有技术中每条支路上带有N个子模块的M2C的可能的电路构造，

图3a是电压U_d关于ω₀的原理性的示意图，

图3b是电压

关于ω₀的原理性的示意图，

图4是用于改变电压U_d的线路实例（负载：电机/发电机（异步电机，同步电机，...）/三相电网）-电路组合由（可能分级的）可调式变压器、二极管整流器和M2C组成，

图5是另一用于改变电压U_d的带有由CSR（current-source-rectifier，电流源整流器）和M2C组成的电路组合的电路实例，

图6是第三个用于改变电压U_d的电路实例，其带有由电网侧功率变换器NSR，DC/DC转换器和M2C组成的电路组合和

图7是变频器的输出电压（导体－星形节点电压）关于电压U_d的示意图；不进行子模块的PWM调制。

具体实施方式

用于M2C的不同的调节和控制方法已经广为人知，如同例如在M.Hagiwara，H.Akagi，“PWM control and experiment of modular multilevelconverters”，Power Electronics Specialists Conference（PESC）2008，PESC2008，IEEE，Page154-161中所描述的，该方法具有影响子模块电容器中的能量波动的效果。除了执行的控制或调节方法外，功率变换器的运行方式对能量波动也有决定性的影响。出于这种原因，示例性的针对一种方法阐述能量波动的基本相关性，以及示出电压U_d的影响。

在图1中示出了在串联电路中布置的单元的结构或M2C的所谓的子模块的结构，其它的电路变体也是可能的。

图2以示例的方式给出了用于在端子U，V，W上产生三相电压***M2C的电路结构。然而，所阐述的内容适合任意的相位数m，m∈{1，2，3，...}。对于工作原理而言重要的是支路电抗器L_z，以便避免在接通单元的那一时刻变频器的子模块的能量补偿。在此，相位（U，V，W）的支路电抗器可以是磁性耦合的。可能有的电阻在图2中未示出。例如通过电网端的功率变换器（passive-front-end（PFE）或active-front-end（AFE））来提供电压U_d并且可以通过在直流电压中间回路内的电容器来平滑电压。

已知的M2C的组合是

·M2C与二极管电桥（PFE），

·M2C与M2C（AFE），

·M2C与作为AFE的3L-NPC-VSC，

其它变体也是可能的。M2C电路的特别有利之处在于下列特性：

·通过冗余实现的高的可用性

·坚固的模块结构

·低振荡输出电压，输出电压的质量可通过子模块的数量加以提高

·简单适配于不同的功率和电压

·短时电源故障管理

·从无电压状态中安全启动（“black start”）

·电网应用：电网可以孤岛式运行（Inselnetzbetrieb）

·电网应用：极少或没有过滤成本

·电机应用：任意电机类型（异步、同步、...）均可使用

·对于标准电机均无过滤运行

·可以实施DC总线配置

·可以使用标准变压器或者不使用变压器。

在下文中总结了电路的主要缺点：

·电容蓄能器成本昂贵

·控制和/或调节的成本昂贵

·蓄能器内的能量波动取决于负载电流和负载的基波振荡频率f0，以及功率变换器的运行类型

·当输出频率较低时

-电容器成本增加

-必要时，提高星形接点电压

-必要时，支路电流中含有附加电流部分（增加损耗）

-输出电压严重失真

在所谓的无回路电流运行的情况下，现有技术的已知缺点在于，对于M2C而言，子模块的电容器中的能量波动取决于负载电流的振幅

和基波振荡频率f₀。

因此，在不采取恰当的辅助措施的情况下，当=常数，U_d=常数，且在基波振荡频率f₀降低时，估计会出现子模块电容器内能量波动增大

本发明可解决这种技术问题。

以下实施对M2C深度简化的研究。其在描述真实的运行特性方面是不够的，但对于描述发明申请的核心是足够的。实施方案的目的在于，以一种运行方式作为实例示出可变电压U_d的影响。

从逆变变频器的对称结构出发，如支路电抗器L_z或者子模块（SM）的配属的组件具有相同的参数。在图2中表示了具有在每条支路上的N个子模块的变频器结构。在使用的模型中，一个相位内的支路电抗器非磁性耦合。关于M2C上能量波动的论据与磁性耦合的支路电抗器相类似，因此未单独进行说明。

在文献中已经知道用于调节M2C的不同方法。本说明书未从中作出任何引用。对于稳定的运行模式，简单的物理研究即足够。这里只涉及基波振荡。通过子模块调制没有实现共模电压的的影响，此外也没有加入附加的支路电流部分。此外，支路电抗器L_z上的电压降也忽略不计。

将停滞对称运行作为运行方式。其特征在于，所有6条支路必须实现模块的总电压相近，然而其在时间上错开。在变频器的对称运行时，相位的上模块和下模块提供在时间上平均的电压

$u_{\mathrm{dsM}}=\frac{u_d}{2N}---1$

分别在端子上。此外，对于在端子U，V，W上形成的旋转场，形状的正弦形的调制

是必需的。因此，以下的是在子模块的端子上的待实现的电压

3至8

其中忽略在支路电抗器上的电压降和可能存在的电阻。

如果考虑在端子U，V，W上的负载，正弦状电流

流过该负载。假定分配到支路1至6的负载电流是均匀的。通过以下公式计算得出支路中的电流

$\begin{array}{c}{i}_{z1}=\frac{1}{3}{i}_d+\frac{1}{2}{i}_{L1}\\ i_{z2}=\frac{1}{3}{i}_d-\frac{1}{2}{i}_{L1}\\ i_{z3}=\frac{1}{3}{i}_d+\frac{1}{2}{i}_{L2}\\ i_{z4}=\frac{1}{3}{i}_d-\frac{1}{2}{i}_{L2}\\ i_{z5}=\frac{1}{3}{i}_d+\frac{1}{2}{i}_{L3}\\ i_{z6}=\frac{1}{3}{i}_d-\frac{1}{2}{i}_{L3}\end{array}$ 10至15

其中，i_d是DC接口上的电流。由于稳定运行，对于经过电抗器L_d的电压降而言

从而u_Ld=0。

同样在实际应用中也常常忽略电阻R_d上的电压降，从而在下文中由u_d=U_d出发。

在时间上的平均值中，支路i的j个子模块的（i∈{1，2，…6}，j∈{1，2，…N}）每一个上的功率

$p_{\mathrm{SM},\mathrm{ij}}=u_{{\mathrm{Kl},\mathrm{ij}}^i\mathrm{SM},i}=u_{\mathrm{Kl},i{j}^i\mathrm{zi}}---16$

被转换。下面讨论的公式涉及支路1的模块，类似的，其也适用于其余支路2和3上的模块。在支路1的模块上功率

被转换。

为了使在子模块的蓄能器内经过一个周期的能量保持稳定，必须

被满足。通过这一条件，公式17为：

为了进一步简化讨论过程，有感应负载出发，也即然而在下文中的推论也是涉及一般负载情况的。

将电流角度

确定为

因此依据公式19得到：

$p_{\mathrm{SM},1j}=\frac{{\hat{I}}_L}{4N}(U_d\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)-{\hat{U}}_{\mathrm{LN}}\sin \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right))---20$

这种关联性描述的是在一个子模块中的周期性的能量输入。其与负载电流

成正比，且导出在子模块的蓄能器中的蓄能量的周期性改变。蓄能量可以通过对公式20积分来确定，

$W_{\mathrm{SM},1j}=-\frac{U_d{\hat{I}}_L}{4N{\mathrm{\&omega;}}_0}(\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)-\frac{1}{2}\frac{{\hat{U}}_{\mathrm{LN}}}{U_d}\cos \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right))+w_{\mathrm{ij}0}---21$

然后再加上在稳定的工作模式下平均地储存的能量W_ij0。取决于时间的蓄能量份额与负载电流成正比，并且与角频率ω₀成反比。

在特殊情况下下，公式21可以如下

$W_{\mathrm{SM},1j}\&ap;-\frac{U_d{\hat{I}}_L}{4N{\mathrm{\&omega;}}_0}\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)+w_{\mathrm{ij}0}---22$

简化。在这种情况下，能量变化振幅与电压U_d成正比。这就说明，电压U_d不是恒定的，而是可变的。与此同时，U_d又不可以任意改变。通过M2C的结构将在共模电压不受影响时通过调制得到的最大可实现的导体星形接点电压限定在：

$0\&le;\left|{\hat{U}}_{\mathrm{LN}}\right|\&le;\frac{1}{2}{U}_d---23$

该公式也可以表现为其他形式。在要求的电压

时，必须满足：

$U_d\&GreaterEqual;2{\hat{U}}_{\mathrm{LN}}---24$

可以保持的是，可以通过电压U_d变化适当影响在蓄能器内的能量波动。除了降低电流

外，其表示为在角频率ω₀可变的情况下限制蓄能器内能量波动的另一种可能性。然而特别在应用电机时，由于降低电流

会减小转矩，其大多数情况下仅可以受限地使用。

跟据本发明，根据U_d=U_d（ω₀）将电压U_d设计为可变的。通过恰当选择U_d（ω₀）可以相应地影响应用模块中的能量波动。

将DC电压相对于角频率ω₀的线性关系作为解决途径

$U_d\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)=U_{d,n}\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0}{{\mathrm{\&omega;}}_N}---25$

来看待，其中，其它的解决途径也是可能的。在实际使用中，这一线性关系不是对于任意角频率ω₀均可实现的，所以必须对有效范围对于

ω₂＝ω_N   ω₁＜ω₀＜ω₂

              26

进行讨论。图3中对这一关系进行了概略地描绘。将电机视作在端子U，V，W上的负载。为简化讨论过程，由电机的U/f-控制出发。可通过以下公式

${\hat{U}}_{\mathrm{LN}}\left({\mathrm{\&omega;}}_0\right)={\hat{U}}_{\mathrm{LN},n}\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0}{{\mathrm{\&omega;}}_N}---27$

对导体星形接点电压的相关性作近似的描述。在图3b中概略的绘制了变化曲线。为确定支路1的子模块的蓄能器中的能量波动，需要对公式19进行积分

其中振幅

通过相应的数值

${\hat{u}}_{\mathrm{LN}}=2\frac{{\hat{U}}_{\mathrm{LN}}}{U_d}---29$

来表示。将公式25和27代入公式28中

其中， ${\hat{u}}_{\mathrm{LN},n}=2\frac{{\hat{U}}_{\mathrm{LN},n}}{U_{d,n}},.$

由此得出，若角频率ω₀满足

ω_l<ω₀<ω₂

当

同时是常数时，子模块中能量波动的振幅不取决于角频率ω₀。

接下来介绍用于电压U_d变化的电路实例。在前面的讨论中对可变电压U_d的效果进行了说明。在图4，5和6中概略地绘制了示例性的实现可变电压U_d的一些电路原理。其没有提出对于完整性的要求。对可行方案的优缺点也未作讨论。

如果通过二极管整流器提供电压U_d，那么通过改变整流器的输入电压就可以获得可变电压U_d。这种情况在图4中示出。

图5示出了用于电压U_d变化的电路实例，其在没有变压器的情况下也可以运行。在这种情况下，可变电压U_d通过带有可接通或者可接通和断开的半导体件的电流源整流器（CSR）实现。

根据图6也可以采用电路组合。这里电网侧的功率变换器（NSR）的直流电压通过DC/DC转换器再一次调整。

对于多电平变频器已知的是，输出电压的质量随着控制度的降低而降低。为了说明参考图7（实线、虚线和点状线）。

电压质量的改善可通过单个等级的不同电压水平和子模块的不同电压水平而实现。这种分级的不同电压水平可通过子模块电容器中不同的电压实现。考虑到模块性的点，确切地说，这种解决方法是不利的。

提高电压质量的另一种解决方案是，通过改变子模块蓄能器中存储的能量，使得子模块平均的子模块电压与电压U_d相适配。

平均电压的匹配与输出电压的改变的“分级高度”相一致。图7中用虚线简略绘制出在经过匹配的子模块电容器电压下自行设定的输出电压变化曲线。

能量波动的减小使得子模块电容器成本降至最低、简化了M2C的控制和调节、降低了总损耗、避免共模电压和/或附加的支路电流部分（回路电流）的大的调制以及扩大M2C的应用范围，例如在低频率下的连续运行。

电容器电压与可变电压U_d相适配是附加的优点。这能实现利用现有的子模块在更低的输出电压振幅情况下更高的输出电压质量。可能会出现附加的冗余信息，但不是必需的。

参考标号表

f₀负载电流的基波振荡频率或功率变换器的工作频率

f_N逆变器的额定频率

i_d流经DC中间回路的电流

负载电流（振幅）

i₁，i₂变频器内的回路电流，也就是说，既没有流经DC源，也不流经负载的电流部分

m变频器的相位数

M转矩

M_N额定转矩

N每条支路上子模块的数量

U_d功率变换器接线点上的DC电压

联结的负荷电压（振幅）

导体星形接点电压（振幅）

u_x共模电压

p极对数

支路N个子模块、一个电抗器以及可能的电阻的串联电路。为了向三相负载供电，需要使用2*3=6条支路

u_a端电压或功率变换器的输出电压

ω任意的角频率。

Claims (15)

1.一种借助于模块化的多电平功率变换器（M2C）产生频率可变的输出电压u_a的方法，其中，所述功率变换器通过接通和切断子模块由输入电压U_d产生通过离散电压级近似的、带有第一角频率ω₀的正弦的交流电压，所述第一个角频率位于零频率ω_0，min和第二角频率ω_0，max之间，其特征在于，根据处在等于或大于所述零频率ω₀的角频率ω₁和用于降低所述功率变换器中的电容器成本的角频率ω₂的范围之间的角频率ω₀，控制或调节所述输入电压U_d以使得所述输入电压随频率的增大而增大。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，至少一个所述子模块的接通和切断分级地实现。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，通过PWM调制控制地实现至少一个所述子模块的所述接通和所述切断。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，所述电压U_d根据所述角频率ω₀单调增加。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，所述电压U_d根据所述角频率ω₀至少在一个区间内线性增加。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，所述输入电压U_d根据所述角频率ω₀至少在一个区间内非线性增加。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，附加地根据所述M2C的负载电流和/或端电压或负荷电压和/或由所述输出电压u_a控制的机器的转矩来控制或调节所述输入电压U_d。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，其特征在于，附加地根据负载的共模电压的调制来控制或调节所述输入电压U_d。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的方法，其特征在于，附加地根据所述功率变换器的蓄能器之间的能量转移通过在所述功率变换器的支路电流中的附加的电流部分控制所述输入电压U_d。

10.一种用于实施借助模块化的多电平功率变换器（M2C）由输入电压U_d产生频率可变的输出电压u_a的根据权利要求1的方法的设备，其中，对于每个待产生的输出电压，布置有由多个子模块的串联电路组成的支路，其特征在于，为了降低所述功率变换器中的电容器成本，在所述功率变换器的上游在输入侧连接有用于改变所述输入电压U_d的装置。

11.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，用于改变所述输入电压U_d的所述装置由可调式变压器和整流器组成。

12.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，用于改变所述输入电压U_d的所述装置由带有电流中间回路的功率变换器组成。

13.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，用于改变所述输入电压U_d的所述装置由在电网侧的功率变换器和DC/DC转换器组成。

14.根据权利要求10所述的设备，其特征在于，用于改变所述输入电压U_d的所述装置由带有电压中间回路的功率变换器组成。

15.根据权利要求14所述的设备，其特征在于，带有所述电压中间回路的所述功率变换器由2电平变频器、3电平NPC、3电平飞跨电容器或多电平飞跨电容型电压源变换器或有源中点钳位型多电平变换器（ANPC）组成。

Images