CN103269197B - 一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***及方法。通过优化变频供电电源输出脉冲序列，利用电机内部的磁场耦合关系，降低引起高频振动的电磁激振力，达到抑制电机高频振动的目的。本发明提出的抑制大功率电机高频振动的方法可有效降低电机高频振动，减小噪声，适用于大功率工业电气传动、轨道交通以及船舶电力推进等领域。

Description

一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***及方法

技术领域

本发明涉及一种抑制高频振动***及方法，尤其是涉及一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***及方法。

背景技术

现代交流传动***，大都采用PWM(Pulse Width Modulation)电压源逆变器供电。逆变器输出为一系列等幅值脉冲序列，除了包含需要的基波分量之外，还包含一系列开关频率及其倍数次边频带谐波分量。该电压施加到电机绕组端，产生高频电磁激振力，进而激发电机高频振动。对于大功率的交流电气传动***，由于设备容量较大，高频振动问题突出，且高频振动通过电机结构传递出去形成高频噪声，带来严重噪声污染。

对于高频振动噪声的处理，目前主要有提高PWM开关频率、加装输出滤波器以及采用随机调制等方法，但这些方法在低压大功率交流传动领域应用受到限制，主要体现在：a）提高PWM开关频率可有效抑制PWM逆变器输出的高频电流谐波分量，进而降低高频振动噪声，但对于低压大功率交流传动***，考虑到器件特性、装置效率、重量及设备可靠性，开关频率受到限制，不能采用此种方法达到抑制高频振动噪声的效果；b）变频器输出端加装输出滤波器，能够将输出电压序列中高次谐波滤除，但是滤波器的体积重量相当可观，同时滤波器也是一种振动噪声源，对于低压大功率传动场合，这种方法应用受到极大限制；c）随机PWM调制方法，是将局部集中的高频振动噪声特征分散为一定频率内的特征谱，但是由于振动能量无明显变化，实际研究表明对高频振动加速度总量级无明显改变。

针对PWM供电的低压大功率电机，本发明提出一种抑制高频振动的方法，可有效抑制高频振动。

发明内容

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***，包括两台三相电压源逆变器及双三相电机；其中双三相电机每套三相绕组为Y型连接，两个三相中性点相互隔离；电压源逆变器由两台相同三相逆变器组成，各桥臂输出端与电机输出相连接，两台逆变器采用共母线形式。

一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动的方法，包括电流/位置采样步骤；转速调节步骤；磁场调节步骤；电流调节步骤以及PWM调制步骤；具体方法是：经过转速调节及磁场调节，得到转矩、磁场电流分量给定值；采样电流经过坐标变换之后得到反馈电流，经过电流调节得到给定电压；给定电压经过坐标变换之后，经过PWM调制，得到功率开关器件控制信号，用于控制功率器件开通和关断，使电压源逆变器输出适当电压，实现电机调速运行；PWM调节受到载波调节控制，调节输出电压中高频谐波相位，通过调节两台逆变器输出电压中高频谐波相位，抑制高频电磁激振力，降低高频振动噪声。

因此，本发明具有如下优点：可有效降低电机高频振动，减小噪声，适用于大功率工业电气传动、轨道交通以及船舶电力推进等领域。

附图说明

图1双三相电机及逆变器***拓扑结构图

图2 控制***框图

图3 双三相电机***1/3倍频程振动加速度图谱。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

一、首先介绍一下本发明所涉及的理论基础。

变频电机的高频振动主要是由电磁力波激发，特别是电机气隙中的径向麦克斯韦力，该作用力是定子磁场与转子磁场作用产生的，力波次数低，幅值大，激发的振动噪声较大。

作用于电机定子上麦克斯韦力可以用气隙中压力分布表征，气隙中压力分布可以表示为：

（1）

上式中，Bg和μ₀分别表示气隙中径向磁感应强度和空气磁导率。其中气隙中径向磁感应强度又可以表示为：

（2）

表示磁导，f_mm表示为磁动势。因此，当改变磁动势时，会引起气隙中径向磁感应强度变化，从而导致系中径向压力发生变化，从而影响电机振动噪声，对于变频电机，主要是其中高频分量的变化。

采用变频供电的三相桥逆变器，其输出线电压可以表示为：

（3）

其中：

M 表示调制比；

θ_c表示载波角度；

J_n表示n阶贝赛尔函数；

式（3）表明，输出电压中除了期望的低频电压之外，还包含有一系列开关频率及其倍数次边带谐波。该谐波幅值由母线电压、调制比、谐波次数决定，谐波相位受谐波次数及载波相位决定。

对于PWM调制，当载波频率为f_sw、调制波频率为f时，三相桥输出电流高次时间谐波f_n可以表示为k₁f_sw±k₂f，其中k₁和k₂具有相反的奇偶性，具体表现为载波频率及其倍数附近的一系列边带频率。幅值最大的谐波对应频率取决于载波波形和调制比，并且随着k₁增加，谐波幅值急剧减小。一般而言，幅值最大的谐波的频率出现在第一、二边带频率中，即幅值最大的谐波对应频率为f_sw±2f和2f_sw±f。PWM高次时间谐波导致的谐波磁动势与基波磁动势相互作用产生高频电磁力波，其力波频率为f(r,n)= (±f_n)-f，力波阶数r =0。

以双三相绕组为例，两个三相绕组的合成磁动势如下式（4）所示。

（4）

其中：

α表示空间角度；

F_mn表示n次谐波磁动势幅值；

上式表明，采用PWM逆变器供电的电机，每套逆变器供电的绕组，都会导致上述频率和阶数的振动特征。采用多台逆变器供电时，从逆变器硬件和软件上优化电机控制算法，保持多台逆变器输出电压载波保持合适的相位关系，使不同逆变器供电的绕组产生电磁力波在对应频率上相互抵消，有效降低变频器供电电机的高频振动。

大功率电气传动***，大多采用多相电机，因此对于采用多台变频器供电的多相电机，可以采用相同的办法，使得高频电磁力波相互抵消，达到降低***高频振动目的。

二、下面是本发明的具体实施方法。

如图1所示，双三相电机***由两台三相电压源逆变器及双三相电机构成，其中双三相电机每套三相绕组为Y型连接，两个三相中性点相互隔离；电压源逆变器由两台相同三相逆变器组成，各桥臂输出端与电机输出相连接，两台逆变器采用共母线形式。

双三相电机控制方式采用矢量控制策略，具体控制框图如图2所示。整个控制可以分为电流/位置采样步骤；转速调节步骤；磁场调节步骤；电流调节步骤以及PWM调制步骤；经过转速调节及磁场调节，得到转矩、磁场电流分量给定值；采样电流经过坐标变换之后得到反馈电流，经过电流调节得到给定电压；给定电压经过坐标变换之后，经过PWM调制，得到功率开关器件控制信号，用于控制功率器件开通和关断，使电压源逆变器输出适当电压，实现电机调速运行；PWM调制受到载波调节控制，调节输出电压中高频谐波相位，通过调节两台逆变器输出电压中高频谐波相位，抑制高频电磁激振力，降低高频振动噪声。

在这种运行模式下，两套三相绕组通过软件控制算法，按照常规变频调速策略，保证电机正常运行。利用两套三相绕组多余的控制自由度，使得逆变器在每套绕组产生高频电流频率相同、相位相反，双三相电机对应频率高频磁动势相互抵消，降低高频电磁激振力，实现多相电机高频振动噪声有效抑制。

图3所示为双三相电机采用上述控制方法前后的1/3倍频程振动加速度图谱，1为采用常规控制方法，2采用本发明所述方法。在5000Hz频段内，振动加速度有将近20dB的降低，充分验证了本发明所述方法的有效性。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (2)

1.一种抑制低压大功率多相变频电机高频振动***，其特征在于，包括两台三相电压源逆变器及双三相电机；其中双三相电机每套三相绕组为Y型连接，两个三相中性点相互隔离；电压源逆变器由两台相同三相逆变器组成，各桥臂输出端与电机输出相连接，两台逆变器采用共母线形式；

所述***其抑制低压大功率多相变频电机高频振动的方法包括电流/位置采样步骤，转速调节步骤，磁场调节步骤，电流调节步骤以及PWM调制步骤；具体方法是：经过转速调节及磁场调节，得到转矩、磁场电流分量给定值；采样电流经过坐标变换之后得到反馈电流，经过电流调节得到给定电压；给定电压经过坐标变换之后，经过PWM调制，得到功率开关器件控制信号，用于控制功率器件开通和关断，使电压源逆变器输出适当电压，实现电机调速运行；PWM调制受到载波调节控制，调节输出电压中高频谐波相位，通过调节两台逆变器输出电压中高频谐波相位，抑制高频电磁激振力，降低高频振动噪声。

2.根据权利要求1所述的抑制低压大功率多相变频电机高频振动***，其特征在于，所述调节输出电压中高频谐波相位，是采用变频供电的三相桥逆变器，其输出线电压为：

$v_{ab}=\sqrt{3}{V}_{dc}M\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\frac{\mathrm{\π}}{6})+\frac{8V_{dc}}{\mathrm{\π}}\underset{m=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}\underset{n=-\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\Σ}}\frac{1}{m}{J}_n\left(m\frac{\mathrm{\π}}{2}M\right)\sin \frac{n\mathrm{\π}}{3}\sin (m+n)\frac{\mathrm{\π}}{2}\cos \[m\left({\mathrm{\ω}}_{c}t-{\mathrm{\θ}}_c\right)+n\left({\mathrm{\ω}}_{0}t-\frac{\mathrm{\π}}{3}\right)\]$

其中：

M表示调制比；

θ_c表示载波角度；

J_n表示n阶贝赛尔函数；

式中，输出电压中除低频电压之外，还包含有一系列开关频率及其倍数次边带谐波，该谐波幅值由母线电压、调制比、谐波次数决定，谐波相位受谐波次数及载波相位决定。