CN103190067A - 驱动电路及逆变器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明利用常导通型的开关元件来构成半桥电路，并防止用作驱动电路或者逆变器电路时的桥臂短路，从而提供一种安全的电路。该电路是在输入输出端子对的一端与高压侧的第一电源电压(V1)相连的第一开关元件(14)与第二开关元件(15)进行串联连接的半桥电路中、在第二开关元件(15)与低压侧的第二电源电压(V2)之间***了常截止型的第三开关元件(16)后的驱动电路，当由控制电路用电源(13a、13b)所提供的工作电压(VH)或(VL)不足以使控制电路（11）进行动作时，第三开关元件(16)截止。

Description

驱动电路及逆变器电路
技术领域
本发明涉及驱动电路，尤其涉及一种在利用阈值电压为负电压的常导通特性的开关元件来构成半桥电路时、对该半桥电路的桥臂短路进行保护的方法。
背景技术
使用以GaN-FET(Gallium Nitride-Field Effect Transistor：氮化镓场效应晶体管)、SiC-JFET(Silicon Carbide-Junction Field Effect Transistor：碳化硅结型场效应晶体管)为代表的、带隙超过2eV的宽带隙半导体的器件与使用硅的MOSFET相比，具有高速开关、低导通电阻等优异特性，而大多数的阈值电压为-3V左右，因而具有即使栅极电压为0V、也会有电流流过漏极的常导通(normally on)特性。
另外，对于GaN、SiC，也开发了具有常截止(normally off)特性的器件，但由于其阈值电压低至2V左右，因此无法直接用其替换硅的MOSFET。
图5示出了现有结构的驱动电路(逆变器电路)30的电路结构图。图5是使用现有的常截止型硅MOSFET来作为开关元件14、15时的例子。由控制电路8基于来自输入控制端子3的输入信号来控制高压侧的MOSFET14的导通和截止，由控制电路9基于来自输入控制端子4的输入信号来控制低压侧的MOSFET15的导通和截止，其结果，将由电源12提供的电压V1和V2(此处为接地电位)之间的电压输出到输出端子23。控制电路8及9的工作电压由内部电源13所提供的电压VH、及电压VL(这里为接地电位)提供。
然而，若对于常导通型元件采用上述结构并用常导通型元件来替换图5中的常截止型MOSFET14、15，则常导通型器件会在驱动电路启动时、或控制电路31的内部电源13被切断时等栅极端子上没有输入控制信号的情况下变为导通状态。其结果，会存在开关元件14、15同时变为导通状态、从而引起大的短路电流流过、即所谓的桥臂短路的危险。
针对这种问题，专利文献1中揭示了以下方案：即，栅极驱动电路(驱动电路)具备与主电源的接地侧相连接并与主电源进行联动而建立的第二电源，并利用控制信号来对由该第二电源提供的负电压和由控制电源提供的栅极导通用电压进行切换，从而输出到开关元件的栅极。另外，专利文献1中，当控制电源在建立了主电源的状态下关闭时，向低压侧的开关元件的栅极施加来自第二电源的截止电压，由此来防止桥臂短路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2004-242475号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
如上所述，对于常导通型器件，在与高压电源相连接的逆变器电路那样的结构中，可能会因启动时、控制电路的电源被切断等无法避免的状况而引起桥臂短路，因此存在着难以用作功率器件的问题。
作为上述问题的解决对策，专利文献1中具备与主电源联动而建立的第二电源，使得在控制电源关闭的情况下也能将低压侧的开关元件维持在截止状态，但如果产生该第二电源本身的故障、失灵，则无法维持截止状态，从而无法处理桥臂短路的情况。
有鉴于上述情况，本发明的目的在于提供一种安全的驱动电路，能够消除在驱动电路中采用常导通型开关元件所引起的桥臂短路的危险性，尤其是不会破坏采用由宽带隙半导体构成的器件所带来的高速开关、低导通电阻等特征。
为解决问题所采用的技术方案
为实现上述目的，在本发明所涉及的驱动电路中，第一特征在于，输入输出端子对的一端与第一电源电压相连的第一开关元件的所述输入输出端子对的另一端与第二开关元件串联连接，并输出所述第一开关元件与所述第二开关元件之间的中间节点的电压，所述第一开关元件及所述第二开关元件分别由宽带隙半导体构成且具有常导通特性，
包括：第三开关元件，该第三开关元件具有常截止特性且该第三开关元件的输入输出端子对的一端与所述第二开关元件的输入输出端子对中未与所述第一开关元件相连的一端侧相连，另一端与比所述第一电源电压更低的第二电源电压相连；第一控制电路，该第一控制电路基于输入信号向所述第一开关元件的控制端子输出用于对所述第一开关元件的导通和截止进行控制的第一控制信号；第二控制电路，该第二控制电路基于输入信号向所述第二开关元件的控制端子输出用于对所述第二开关元件的导通和截止进行控制的第二控制信号；第三控制电路，该第三控制电路向所述第三开关元件的控制端子输出用于对所述第三开关元件的导通和截止进行控制的第三控制信号；以及控制电路用电源，该控制电路用电源向所述第一控制电路及所述第二控制电路提供工作所必需的工作电压，
所述第三控制电路将所述工作电压与规定值进行比较，基于其比较结果，当所述工作电压不足以使控制电路工作时，对所述第三开关元件进行截止控制。
根据上述第一特征的驱动电路，在第二开关元件与第二电源电压之间***常截止型的第三开关元件，当由控制电路所提供的工作电压不够时，第三开关元件截止。由此，当驱动电路启动时、或控制电路的内部电源13被切断时，第三开关元件会变为截止状态，由此来防止桥臂短路。
此外，通过使用由宽带隙半导体所构成的元件来作为第一开关元件、或第二开关元件，能够实现低导通电阻、且具有高速开关特性的开关元件，并能实现驱动电路的高速化、低耗电量化。
在上述第一特征的本发明所涉及的驱动电路中，其第二特征进一步在于，包括：第一电阻，该第一电阻的一端与所述第二开关元件的控制端子相连，另一端与所述第二电源电压相连；以及第二电阻，该第二电阻的一端与所述第三开关元件的控制端子相连，另一端与所述第二电源电压相连。
根据上述第二特征的驱动电路，具备第一及第二电阻，由此，当未向第二及第三开关元件的控制端子输入控制信号时，经由第一及第二电阻向控制端子提供第二电源电压。此时，由于第三开关元件截止，故第二开关元件与第三开关元件的连接节点的电位会上升，但由于维持着向第二开关元件的控制端子施加第二电源电压，因此，施加在第二开关元件的控制端子上的电压相对于该连接节点的电位为负电压。因此，在该连接节点的电位相对于第二电源电压上升到第二开关元件的阈值电压的绝对值以上后，第二开关元件会自动截止。
由此，可以使用低耐压的元件来作为第三开关元件，并能使用导通电阻、尺寸较小的元件，因而能使添加第三开关元件所带来的影响最小化。
在上述第一或第二特征的本发明所涉及的驱动电路中，其第三特征进一步在于，所述控制电路用电源将高于所述第二电源电压的第三电源电压作为所述工作电压，提供给所述第一控制电路、及所述第二控制电路，当由所述控制电路用电源提供的所述第三电源电压低于规定值时，所述第三控制电路对所述第三开关元件进行截止控制。
根据上述第三特征的驱动电路，当由控制电路用电源提供的第三电源电压(正电压)低于规定值、不足以作为控制电路的工作电压时，使第三开关元件截止，由此能防止因该正电压不良而引起的桥臂短路。
在上述第一至第三中任一特征的本发明所涉及的驱动电路中，其第四特征进一步在于，所述控制电路用电源将低于所述第二电源电压的第四电源电压作为所述工作电压，提供给所述第一控制电路、及所述第二控制电路，当由所述控制电路用电源提供的所述第四电源电压高于规定值时，所述第三控制电路对所述第三开关元件进行截止控制。
根据上述第四特征的驱动电路，当由控制电路用电源提供的第四电源电压(负电压)高于规定值、不足以作为控制电路的工作电压时，使第三开关元件截止，由此能防止因该正电压不良而引起的桥臂短路。
在上述第一至第四中任一特征的本发明所涉及的驱动电路中，进一步优选为，构成所述第一开关元件或所述第二开关元件的所述宽带隙半导体中，至少有一个是GaN或SiC。
另外，对于上述第一至第四中任一特征的本发明所涉及的驱动电路，优选将其用作将直流转换成交流的逆变器电路。
另外，更优选为，在上述第一至第四中任一特征的本发明所涉及的驱动电路中，具备多个所述第一开关元件与所述第二开关元件的串联电路，所述第三开关元件与所述多个串联电路中的所述第二开关元件的各个所述一端侧公共地相连接，由此来构成具备多个相的逆变器电路。
发明效果
因此，根据本发明，能够消除因采用常导通型开关元件而带来的桥臂短路的危险性，并能提供一种高速开关、低导通电阻、而且安全的驱动电路或者逆变器电路。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的驱动电路(逆变器电路)的结构例的电路图。
图2是表示本发明所涉及的驱动器电路中的、对第三开关元件进行控制的第三控制电路的其它结构例的电路图。
图3是表示本发明所涉及的驱动器电路中的、对第三开关元件进行控制的第三控制电路的其它结构例的电路图。
图4是表示利用本发明的驱动器电路所构成的、输出三相交流的逆变器的例子的电路结构图。
图5是表示现有结构的驱动电路(逆变器电路)的电路图。
具体实施方式
<实施方式1>
本发明的一个实施方式所涉及的驱动电路(逆变器电路)1(以下，酌情称为“本发明电路1”)的结构例如图1所示。另外，在下面的实施方式的说明所使用的附图中，对同一构成要素赋予相同的标号，此外，由于名称及功能也相同，因此不再重复同样的说明。
如图1的电路框图所示，本发明电路1包括控制电路11、高压电源12、由电源13a和13b所构成的控制电路用电源、高压侧的第一开关元件14、低压侧的第二开关元件15、第三开关元件16、电容器17、以及电阻18及19。
第一开关元件14的漏极(输入输出端子对的一端)与高压电源12所提供的正电压V1(第一电源电压)相连接，源极(输入输出端子对的另一端)与第二开关元件15的漏极相连接，由此构成第一开关元件14与第二开关元件15进行串联连接的半桥电路。另一方面，第二开关元件15的源极与第三开关元件16的漏极相连接。第一开关元件14、及第二开关元件15分别是阈值电压Vth为-3V左右的、由宽带隙半导体构成的常导通型的n沟道FET，作为宽带隙半导体，优选为使用GaN或SiC所构成的n沟道FET。例如，对于GaN的情况，可以使用GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)，而对于SiC的情况，可以使用SiC-JFET。正电压V1例如为600V左右。
第三开关元件16是常截止特性的FET，其漏极(输入输出端子对的一端)与第二开关元件15的源极相连接，源极(输入输出端子对的另一端)与第二电源电压V2(这里为接地电位)相连接。由此，本发明电路1在由第一电源电压V1、第一开关元件14、第二开关元件15、第二电源电压V2所构成的现有结构的逆变器电路的桥臂的第二开关元件15与第二电源电压V2之间，***了第三开关元件16。第三开关元件16例如是耐压为30V左右的通常的低耐压MOSFET即可。
电源13a的-侧与第二电源电压相连接，且其+侧与控制电路11的一个端子相连接，并经由控制电压端子5将+侧的端子电压、即第三电压VH提供给控制电路11。
电源13b的+侧与第二电源电压相连接，且其-侧与控制电路11的一个端子相连接，并经由控制电压端子6将-侧的端子电压、即第四电压VL提供给控制电路11。
另外，由于电源13a与电源13b的连接节点上的电压与第二电源电压V2相连接，因此第三电源电压VH相对于第二电源电压V2为正电压，第四电源电压VL相对于第二电源电压V2为负电压。另外，该负电压VL比常导通特性的第一开关元件15及第二开关元件16的负阈值电压Vth低，例如为-10V左右。也经由电源端子7将该第二电源电压V2提供给控制电路11。
控制电路11包括高压侧驱动器(第一控制电路)8、低压侧驱动器(第二控制电路)9、以及第三控制电路10(10a)，并将第二电源电压V2、来自电源13a的第三电压VH、以及来自电源13b的第四电压VL作为工作电压来进行工作。高压侧驱动器8基于来自高压侧驱动信号端子3的输入信号来生成用于控制第一开关元件14导通和截止的第一控制信号20，并将其输入到第一开关元件14的栅极。低压侧驱动器9基于来自低压侧驱动信号端子4的输入信号来生成用于控制第二开关元件15导通和截止的第二控制信号21，并将其输入到第二开关元件15的栅极。
第三控制电路10a包括比较器26、基准电压源27、以及串联连接的两个电阻28a、28b。将电阻28a和28b的连接节点的电压输入到比较器26的非反转输入端子，并将基准电压源27的正侧电压输入到比较器26的反转输入端子。电阻28a和28b对电源13a所提供的驱动电路11的工作电压VH进行分压，比较器26将该分压后的电压与基准电压源27的基准电压进行比较。当该分压后的电压低于该基准电压时，换言之，当工作电压VH低到不足以使驱动电路11工作时，比较器26将用于控制第三开关元件16截止的低电平信号(第三控制信号)22输出到第三开关元件16的栅极。另一方面，当该分压后的电压在该基准电压以上时，换言之，当工作电压VH是足以使驱动电路11工作的电压时，比较器26将用于控制第三开关元件16导通的高电平信号(第三控制信号)22输出到第三开关元件16的栅极。
电阻18的一端与第二开关元件15的栅极相连，另一端与第二电源电压V2相连，电阻19的一端与第三开关元件16的栅极相连接，另一端与第二电源电压V2相连。
电容器17使经由第一开关元件14流入输出端子23的电流的急剧变化而引起的高压电源12的电压变动缓和，从而具有向第一开关元件的漏极提供稳定的第一电源电压V1的作用。
接着，参照图1对本发明电路1的动作进行说明。
在启动本发明电路1、并由电源13a向控制电路11提供正电压(第三电压)VH、由电源13b向控制电路11提供负电压(第四电压)VL、以及经由电源端子7向控制电路11提供第二电压V2后，第三控制电路10a将基准电压源27、与由电阻28a和28b进行分压后得到的控制电压端子5的电压VH进行比较，当该电压VH在规定值以上时，生成用于控制第三开关元件16导通的输出信号22，从而使第三开关元件16导通。
另外，在使用耐压为30V的通常的低耐压MOSFET作为第三开关元件16时，该MOSFET的导通电阻为1.5mΩ，若漏极电流为10A，则会有0.15W左右的损耗，但若逆变器电路1以600V、10A进行工作，则该损耗为整体的0.0025%，因此第三开关元件16上的损耗可以忽略。
为了不引起桥臂短路，向高压侧驱动信号端子3、及低压侧驱动信号端子4输入具有互补关系的信号。
高压侧驱动器8例如以输出端子23的电压为基准，对来自高压侧驱动信号端子3的输入信号进行电平移位，将其转换为第一开关元件14的栅极的驱动信号，从而向第一开关元件14的栅极输出第一控制信号20。
低压侧驱动器9对来自低压侧驱动信号端子4的输入信号进行电平移位，来将其转换成第二开关元件15的栅极的驱动信号，从而向第二开关元件15的栅极输出第二控制信号21。其结果，向输出端子23输出对高压电源23的电压进行转换后得到的电压。
这里，考虑由电源13a提供给控制电路11的第三电压VH下降的情况。若该电压VH下降到规定值以下，则第三控制电路10a的比较器26的输出、即第三控制信号22变为低电平，因此第三开关元件16截止。由此，将桥臂短路防患于未然。
接着，考虑由电源13a向控制电路11提供的第三电压VH降低、或者在启动时等低电平下、控制电路11本身不进行工作的情况。此时，由于第二开关元件15的栅极连接有电阻18的一端，而电阻18的另一端与第二电源电压V2相连，因此，第二开关元件15的栅极上施加有第二电源电压V2。同样，由于第三开关元件16的栅极连接有电阻19的一端，而电阻19的另一端与第二电源电压V2相连，因此，第三开关元件16的栅极上施加有第二电源电压V2。由于第一及第二开关元件15、16具有常导通特性，第三开关元件16具有常截止特性，因此第一及第二开关元件15、16变为导通状态，第三开关元件16变为截止状态。由此，第三开关元件16的漏极电压(第二开关元件15的源极电压)上升。
然而，由于维持着经由电阻18向第二开关元件15的栅极施加电源电压V2，因此，伴随着第三开关元件16的漏极电压的上升，第二开关元件15的栅极电压相对于源极电压成为负电压。并且，在第三开关元件16的漏极电压相对于第二电源电压V2、上升到第二开关元件15的阈值电压Vth的绝对值以上后，第二开关元件15截止。
其结果，第一电源电压V1与第二电源电压V2之间的连接被第二开关元件15切断，即使在控制电路11本身不进行工作的情况下，也能防止桥臂短路。
这里，对于不设置电阻18、19的情况，在控制电路11不进行工作的状况下，第一及第二开关元件为导通状态，第三开关元件为截止状态，第三开关元件的源极-漏极之间施加有来自高压电源12的高电压V1。因此，要求第三开关元件16是高耐压的元件。
然而，在本发明电路1中，如上所述，具备电阻18、19，由此，第二开关元件会暂时导通，但此后，在第三开关元件16的源极-漏极间电压上升到第二开关元件15的阈值电压Vth的绝对值以上后，第二开关元件15会截止。并且，利用由宽带隙半导体所构成的第二开关元件15的高速开关特性来切断从高压电源12向第三开关元件16施加的电压。
由于第二开关元件15的阈值电压Vth的绝对值如上所述、最高在3V左右，故可由此使用低耐压的器件来作为第三开关元件16，从而能够使用与高耐压器件相比导通电阻更低、尺寸更小的器件。
在本发明电路1中，控制第三开关元件16的第三控制电路10的其它结构例如图2所示。图2所示的控制电路10b与上述控制电路10a相同，包括比较器26、基准电压源27、以及串联连接的两个电阻28a、28b，但将电阻28a与28b的连接节点的电压输入到比较器26的反转输入端子，而将基准电压源27的负侧电压输入到比较器26的非反转输入端子。并且，电阻28a和28b对电源13b所提供的控制电路11的工作电压VL(负电压)进行分压，比较器26将该分压后的电压与基准电压源27的负基准电压进行比较。当该分压后的电压高于该基准电压时，换言之，当工作电压VL未高到足以使驱动电路11工作时，比较器26将用于控制第三开关元件16截止的低电平信号(第三控制信号)22输出到第三开关元件16的栅极。另一方面，当该分压后的电压在该基准电压以下时，换言之，当工作电压VL是足以使驱动电路11工作的电压时，比较器26将用于控制第三开关元件16导通的高电平信号(第三控制信号)22输出到第三开关元件16的栅极。
通过该结构，在负电压VL高于规定值时使第三开关元件16截止，从而能防止因负电压不良而引起的桥臂短路。
另外，在本发明电路1中，控制第三开关元件16的第三控制电路10的其它结构例如图3所示。如图3所示，控制电路10c包括图1的控制电路10a以及图2所示的控制电路10b，利用“或”(OR)电路29来对各个比较器26的输出取逻辑和，并将该逻辑和的信号作为用于控制第三开关元件16的信号(第三控制信号)22。
由此，在正电压VH低于规定值时、或在负电压VL高于规定值时使第三开关元件16截止，从而能防止因正电压或者负电压的不良而引起的桥臂短路。
<实施方式2>
本发明的一个实施方式所涉及的驱动电路2(以下，酌情称为“本发明电路2”)的结构例如图4所示。如图4所示，本发明电路2是利用上述实施方式1中所说明的本发明电路1、来构成提供用于驱动三相交流电动机的三相交流电压的逆变器电路时的例子。与本发明电路1相同，本发明电路2包括控制电路11、电压电源12、由电源13a和13b所构成的控制电路用电源、高压侧的第一开关元件14U、14V、14W、低压侧的第二开关元件15U、15V、15W、第三开关元件16、电容器17、以及电阻18U、18V、18W及19。
控制电路11包括高压侧驱动器(第一控制电路)8、低压侧驱动器(第二控制电路)9、以及第三控制电路10(10a)，并将第二电源电压V2、来自电源13a的第三电压VH、以及来自电源13b的第四电压VL作为工作电压来进行工作。
从高压侧驱动信号端子3U、3V、3W分别向高压侧驱动器8输入相位偏移了120度的输入信号。高压侧驱动器8基于该输入信号来生成用于控制各个第一开关元件14U、14V、14W导通和截止的第一控制信号20U、20V、20W，并将其输出到各个第一开关元件的栅极。
从低压侧驱动信号端子4U、4V、4W分别向低压侧驱动器9输入相位偏移了120度、并与输入到高压侧驱动信号端子3U、3V、3W的信号具有互补关系的输入信号。低压侧驱动器9基于该输入信号来生成用于控制各个第二开关元件15U、15V、15W导通和截止的第二控制信号21U、21V、21W，并将其输出到各个第二开关元件的栅极。
作为第三控制电路10，可以使用上述控制电路10a、10b或10c中的任意一种电路结构。
本发明电路2中，第一开关元件14U与第二开关元件15U串联连接，第一开关元件14V与第二开关元件15V串联连接，第一开关元件14W与第二开关元件15W串联连接，从而构成三组第一及第二开关元件的串联电路。该串联电路中，分别将第一开关元件与第二开关元件的连接节点的电压输出到输出端子23U、23V、23W。另外，各个串联电路的第一开关元件侧与第一电源电压V1公共地连接，各个串联电路的第二开关元件侧与第三开关元件公共地连接。此外，第二开关元件15U、15V、15W、及第三开关元件分别经由电阻18U、18V、18W、及19与第二电源电压V2相连。第一开关元件14U、14V、14W、及第二开关元件15U、15V、15W分别是阈值电压Vth为-3V左右的、由宽带隙半导体构成的常导通型的n沟道FET，作为宽带隙半导体，优选为使用GaN或SiC所构成的n沟道FET。第一开关元件16例如是耐压为30V左右的通常的低耐压MOSFET。
关于本发明电路2的动作，除了使第一开关元件14U与第二开关元件15U、第一开关元件14V与第二开关元件15V、第一开关元件14W与第二开关元件15W分别组成对来进行导通和截止的控制以外，与上述本发明电路1的动作大致相同，当提供给控制电路11的电压VH或VL不足以使控制电路11进行工作时，或者，当控制电路11未进行工作时，防止因第三开关元件截止而引起桥臂短路。
另外，即使是三相逆变器，也能利用一个第三开关元件16来对所有相位进行切断，与分别在各个相位上进行切断相比，能实现小型化，且更安全。
另外，在上述第一及第二实施方式中，虽然第三控制电路10(10a～10c)内的分压电阻28b的一端、及基准电压源27的一端与第二电源电压(接地电位)相连，但只要它们的一端与规定的固定电位连接即可，其连接对象不作特别限定。另外，例如在图1的结构中，当由电源13b所提供的第四电源电压VL的变动可以忽略时，将比较器26的-侧输入端子与接地电位相连，并将电阻28b的一端与电压VL相连，由此可以不需要基准电压源27。
上述实施方式是本发明的优选实施方式的一个例子。本发明的实施方式并非限定与此，可以在不脱离本发明要点的范围内进行各种变形来实施。
工业上的实用性
本发明可用于向开关元件的控制端子提供用于进行控制的电压的驱动电路，尤其适用于具备将具备常导通特性的开关元件串联连接的半桥电路的、逆变器电路。
标号说明
1：本发明所涉及的驱动电路(逆变器电路)
2：本发明所涉及的逆变器电路
3、3U、3V、3W：高压侧驱动信号端子
4、4U、4V、4W：低压侧驱动信号端子
5：控制电压端子
6、7：电源端子
11：本发明所涉及的控制电路
8：第一控制电路(高压侧驱动器)
9：第二控制电路(低压侧驱动器)
10、10a～10c：第三控制电路
12：高压电源
13、13a、13b：控制电路用电源
14、14U、14V、14W：第一开关元件(高压侧)
15、15U、15V、15W：第二开关元件(低压侧)
16：第三开关元件
17：电容器
18U、18V、18W、19：电阻
20、20U、20V、20W：第一控制信号
21、21U、21V、21W：第二控制信号
22：第三控制信号
23、23U、23V、23W：输出端子
26：比较器
27：基准电压源
28a、28b：分压电阻
29：“或”电路
30：现有结构的驱动电路(逆变器电路)
31：现有结构的控制电路
V1：第一电源电压
V2：第二电源电压
VH：第三电源电压
VL：第四电源电压

Claims (7)

1.一种驱动电路，
在该驱动电路中，输入输出端子对的一端与第一电源电压相连的第一开关元件的所述输入输出端子对的另一端与第二开关元件串联连接，并输出所述第一开关元件与所述第二开关元件之间的中间节点的电压，该驱动电路的特征在于，
所述第一开关元件及所述第二开关元件分别由宽带隙半导体构成且具有常导通特性，
该驱动电路包括：
第三开关元件，该第三开关元件具有常截止特性且该第三开关元件的输入输出端子对的一端与所述第二开关元件的输入输出端子对中未与所述第一开关元件相连的一端侧相连，另一端与比所述第一电源电压更低的第二电源电压相连；
第一控制电路，该第一控制电路基于输入信号向所述第一开关元件的控制端子输出用于对所述第一开关元件的导通和截止进行控制的第一控制信号；
第二控制电路，该第二控制电路基于输入信号向所述第二开关元件的控制端子输出用于对所述第二开关元件的导通和截止进行控制的第二控制信号；
第三控制电路，该第三控制电路向所述第三开关元件的控制端子输出用于对所述第三开关元件的导通和截止进行控制的第三控制信号；以及
控制电路用电源，该控制电路用电源向所述第一控制电路及所述第二控制电路提供工作所必需的工作电压，
所述第三控制电路将所述工作电压与规定值进行比较，基于其比较结果，当所述工作电压不足以使控制电路工作时，对所述第三开关元件进行截止控制。
2.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，包括：
第一电阻，该第一电阻的一端与所述第二开关元件的控制端子相连，另一端与所述第二电源电压相连；以及
第二电阻，该第二电阻的一端与所述第三开关元件的控制端子相连，另一端与所述第二电源电压相连。
3.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述控制电路用电源将高于所述第二电源电压的第三电源电压作为所述工作电压，提供给所述第一控制电路及所述第二控制电路，
当由所述控制电路用电源提供的所述第三电源电压低于规定值时，所述第三控制电路对所述第三开关元件进行截止控制。
4.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述控制电路用电源将低于所述第二电源电压的第四电源电压作为所述工作电压，提供给所述第一控制电路及所述第二控制电路，
当由所述控制电路用电源提供的所述第四电源电压高于规定值时，所述第三控制电路对所述第三开关元件进行截止控制。
5.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
构成所述第一开关元件或所述第二开关元件的所述宽带隙半导体中，至少有一个是GaN。
6.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
构成所述第一开关元件或所述第二开关元件的所述宽带隙半导体中，至少有一个是SiC。
7.一种逆变器电路，该逆变器电路具备多个相，其特征在于，
在权利要求1所述的驱动电路中，
包括多个所述第一开关元件与所述第二开关元件的串联电路，
所述第三开关元件与所述多个串联电路中的所述第二开关元件的各个所述一端侧公共地相连接。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9035318B2 (en) 2013-05-03 2015-05-19 Texas Instruments Incorporated Avalanche energy handling capable III-nitride transistors
WO2015182175A1 (ja) 2014-05-28 2015-12-03 シャープ株式会社 ドライバ回路
US11152857B2 (en) * 2015-05-06 2021-10-19 Flextronics Ap, Llc Gate driver circuit for half bridge MOSFET switches providing protection of the switch devices
US9825519B2 (en) * 2015-06-30 2017-11-21 Stmicroelectronics International N.V. In situ overvoltage protection for active bridge applications
CN108649777A (zh) * 2018-04-12 2018-10-12 南京航空航天大学 一种eGaN HEMT桥臂串扰抑制驱动电路及其控制方法
DE102020201409A1 (de) * 2020-02-05 2020-11-26 Vitesco Technologies Germany Gmbh Elektromotor-Inverter und Fahrzeugbordnetz mit Traktionsantrieb

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4740713A (en) * 1985-01-26 1988-04-26 Kabushiki Kaisha Toshiba MOS semiconductor integrated circuit in which the production of hot carriers near the drain of a short n channel conductivity type MOS transistor is decreased
CN1470968A (zh) * 2002-06-13 2004-01-28 ��ķ�ɷ����޹�˾ 开关装置驱动设备及采用该驱动设备的dc/dc变流器
JP2004242475A (ja) * 2003-02-07 2004-08-26 Kri Inc スイッチング素子の駆動方式
JP2007159364A (ja) * 2005-12-08 2007-06-21 Furukawa Electric Co Ltd:The 変換器
CN101401289A (zh) * 2006-03-15 2009-04-01 株式会社东芝 电力变换装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3737755A (en) * 1972-03-22 1973-06-05 Bell Telephone Labor Inc Regulated dc to dc converter with regulated current source driving a nonregulated inverter
DE19943785A1 (de) * 1998-09-25 2000-03-30 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung mit mindestens zwei Halbleiterbauelementen
DE19855900B4 (de) * 1998-12-03 2004-04-08 Siemens Ag Verfahren zur Verringerung von Verlusten beim Kommutierungsvorgang
JP3833133B2 (ja) * 2002-02-19 2006-10-11 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置
JP5186095B2 (ja) * 2006-10-02 2013-04-17 株式会社日立製作所 ゲート駆動回路
JP5317413B2 (ja) * 2007-02-06 2013-10-16 株式会社東芝 半導体スイッチおよび当該半導体スイッチを適用した電力変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4740713A (en) * 1985-01-26 1988-04-26 Kabushiki Kaisha Toshiba MOS semiconductor integrated circuit in which the production of hot carriers near the drain of a short n channel conductivity type MOS transistor is decreased
CN1470968A (zh) * 2002-06-13 2004-01-28 ��ķ�ɷ����޹�˾ 开关装置驱动设备及采用该驱动设备的dc/dc变流器
JP2004242475A (ja) * 2003-02-07 2004-08-26 Kri Inc スイッチング素子の駆動方式
JP2007159364A (ja) * 2005-12-08 2007-06-21 Furukawa Electric Co Ltd:The 変換器
CN101401289A (zh) * 2006-03-15 2009-04-01 株式会社东芝 电力变换装置

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