CN103181086A - 传输电路的匹配网络 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及无线通信设备的传输电路。所述传输电路包括功率放大电路、输出匹配网络和阻抗控制电路。功率放大电路放大射频（RF）输入信号以提供放大的RF输出信号，RF输出信号通过输出匹配网络且经由一个或多个天线发送。随着RF输入信号的中心频率和操作参数条件改变，阻抗控制电路以期望方式调整输出匹配网络的一个或多个可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络在RF输入信号的中心频率和一个或多个谐波同时且动态呈现期望负载阻抗，以实现给定性能标准。

Description

传输电路的匹配网络
本申请要求2010年11月1日提交的第12/917,112号美国专利申请的优先权，通过参照将其全部内容合并于此。
技术领域
本公开涉及无线通信，具体地，涉及随着操作条件改变动态控制传输路径的可变匹配网络以在射频（RF）输入信号的中心频率以及在RF输入信号的中心频率的一个或多个谐波提供期望的阻抗。
背景技术
在无线通信***中，当设计通信设备诸如移动设备或基站的传输路径时，设计者常常被迫在竞争性能参数之间作出妥协。参照图1，示出无线通信设备的典型传输路径。传输路径通常包括：控制和调制电路10，用于对数据进行编码以通过调制的RF输入信号RFIN发射；功率放大电路（PA）12，用于对调制的RF输入信号RFIN进行放大；阻抗匹配网络14，下面将详细描述；以及天线16，用于向远程设备传输调制和放大的RF输出信号RFOUT。在几乎任何传输路径设计中，设计者被迫在效率和线性度的普通竞争参数之间作出权衡。为了最小化功耗和热生成，需要效率最大化。为了最大化发射信号的质量，通常需要保持线性度。
不幸地是，更加准确的传输路径设计通常效率低。尽管在传输路径设计中线性度和效率很重要，但是诸如有效操作频谱范围（即，带宽）和信号增益对于全局设计也非常重要且往往彼此竞争。不同设计者可能对这些各种参数进行不同地加权。例如，移动设备中，可能与线性度相比，传输效率和带宽优先级更高，而在基站中，可能与效率和带宽相比，线性度优先级更高。此外，基于通信设备的特定应用或价格点，特定类型的通信设备的一个设计者可能与另一设计师相比，对各种参数使用不同优先级。
值得注意的是，通信设备提供的操作频率、输出功率和调制方案的类型都明显影响性能。例如，采用给定类型放大器的功率放大电路12在第一操作带宽或第一输出功率范围内可能相对高效，但是在第二操作带宽或第二输出功率范围内可能相对低效。类似地，相同功率放大电路12可能在放大使用一个调制方案调制的信号方面相对高效，但是在放大使用第二调制方案调制的信号方面相对低效。这些相互矛盾的设计参数对于采用不同调制方案，支持不同或宽的操作带宽且需要在宽范围的输出功率水平操作的通信设备，最容易出现问题。在本质上，没有哪种放大设计在宽的带宽操作以不同调制方案调制的信号的同时在不同功率水平保持高效。其结果是，设计者正在开发基于RF输入信号RFIN的特性动态改变传输路径的各个方面的配置，努力改进整体***性能。
在操作期间动态配置的传输路径的一个方面是阻抗匹配网络14的实际阻抗。如图1所示，阻抗匹配网络14位于功率放大电路12与天线16之间，且通常用于将功率放大电路12的输出阻抗与天线16呈现的负载阻抗进行匹配。理论上，将功率放大电路12的输出阻抗与天线16呈现的负载阻抗进行匹配获得从功率放大电路12到天线16的最大功率传输。然而，实际上，这种理论匹配充其量是近似，因为阻抗匹配网络14也影响功率放大电路12的许多操作参数。例如，呈现给功率放大电路12的有效负载的阻抗可能大大影响功率放大电路12的线性度、输出功率和效率，因此，呈现给功率放大电路12的有效负载可能比将功率放大电路12的输出阻抗与天线16呈现的负载阻抗进行完美匹配更加重要。
因此，基于RF输入信号RFIN的特性（诸如RF输入信号RFIN的中心频率、幅度和调制）以及期望的输出功率，可以在操作期间动态调整阻抗匹配网络14的阻抗。如图2和图3所示，阻抗控制电路18可以添加到传输路径，用于基于操作期间RF输入信号RFIN的特性以及期望的输出功率动态调整阻抗匹配网络14的可变阻抗。对于图2所示的传输路径，阻抗控制电路18被配置为接收和分析RF输入信号RFIN，且基于分析的RF输入信号RFIN的特性以及期望的输出功率，使用阻抗控制信号SZC以限定的方式动态调整阻抗控制电路18的阻抗。例如，阻抗控制电路18可以基于RF输入信号RFIN的幅度和中心频率连续调整阻抗匹配网络14的一个或多个可变阻抗元件。
传输路径被设计为支持多种信道，其中，每个信道通常与不同中心频率相关联。对于每个中心频率或信道，阻抗控制电路18可以包括与RF输入信号RFIN的不同可能幅度值和不同可用输出功率水平相应的多个控制值。在操作中，阻抗控制电路18将基于RF输入信号RFIN的中心频率和幅度连续识别控制值，且产生相应的阻抗控制信号SZC，其用于调整阻抗匹配网络14，以对RF输入信号RFIN的给定中心频率和幅度以及期望的输出功率水平提供期望的阻抗。
对于图3所示的传输路径，控制和调制电路10被配置为向阻抗控制电路18呈现参数信号SP，其提供与RF输入信号RFIN的一个或多个特性有关的信息，RF输入信号RFIN同时被呈现给功率放大电路12用于放大。基于参数信号SP，阻抗控制电路18将产生相应的阻抗控制信号SZC以调整阻抗匹配网络14，从而对于RF输入信号RFIN的给定中心频率和幅度以及选择的输出功率水平提供期望的阻抗。对于图3的实施例，阻抗控制电路18不需要如图2的实施例提供那样分析实际的RF输入信号RFIN。而是，阻抗控制电路18仅需要基于参数信号SP确定选择适当的阻抗，并且向阻抗匹配网络14提供适当的阻抗控制信号SZC。
采用呈现给功率放大电路12的调制阻抗的现有传输路径设计聚焦在RF输入信号RFIN的中心频率的阻抗。已经忽略了RF输入信号RFIN的各种谐波的阻抗。作为一个高度简化的示例，假设传输路径用于发送第一中心频率f1 C的第一信号和第二中心频率f2 C的第二信号。第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C是不同限定操作带宽中的不同频率。还假设为了满足期望的性能标准，设计者已经确定当在第一中心频率f1 C提供RF输入信号RFIN时，阻抗匹配网络14应该“理想地”提供第一阻抗z1 C，当在第二中心频率f2 C提供RF输入信号RFIN时，阻抗匹配网络14应该“理想地”提供第二阻抗z2 C。在操作中，阻抗控制电路18将调整阻抗匹配网络14，以当RF输入信号RFIN在第一中心频率f1 C时，提供第一阻抗z1 C，当RF输入信号RFIN在第二中心频率f2 C时，提供第二阻抗z2 C。参照图4，在史密斯圆图上，将在第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C提供的第一阻抗z1 C和第二阻抗z2 C表示为阻抗点（f1 C和f2 C）。
注意到，现有负载切换设计未能考虑操作的中心频率的谐波的阻抗。然而，申请人发现中心频率的谐波的阻抗明显影响特别是功率放大电路12以及一般是传输路径的性能。为了满足给定的性能标准，申请人发现对于任何给定的操作条件，除了对于RF输入信号RFIN的中心频率的“理想的”阻抗之外，对于中心频率的谐波存在“理想的”阻抗。对于特定设计，这些给定操作条件的“理想的”阻抗可能基于期望的性能标准改变。
继续现有技术示例，假设设计者确定当在第一中心频率f1 C提供RF输入信号RFIN时，阻抗匹配网络14应该“理想地”提供第一阻抗z1 C，当在第二中心频率f2 C提供RF输入信号RFIN时，阻抗匹配网络14应该“理想地”提供第二阻抗z2 C。再者，阻抗控制电路18将调整阻抗匹配网络14，以当RF输入信号RFIN在第一中心频率f1 C时，提供第一阻抗z1 C，当RF输入信号RFIN在第二中心频率f2 C时，提供第二阻抗z2 C。参照图5，在史密斯圆图上，将在第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C提供的第一阻抗z1 C和第二阻抗z2 C表示为阻抗点（f1 C和f2 C）。
如果当设计阻抗匹配网络14时仅考虑第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C的阻抗，则申请人已经发现与第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C相关联的谐波的实际阻抗点可能明显不同于所认为的各个谐波的“理想”阻抗点。此结果是受害性能。继续参照图5的史密斯圆图，假设作为仅考虑操作的第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C的阻抗的结果，与第一中心频率f1 C相关联的二次谐波f1 2H和三次谐波f1 3H的实际阻抗点以及与第二中心频率f2 C相关联的二次谐波f2 2H和三次谐波f2 3H的实际阻抗点不被认为是“理想的”且被提供。如史密斯圆图上所示，示出对于与第一中心频率f1 C相关联的二次谐波f1 2H和三次谐波f1 3H的实际阻抗点以及与第二中心频率f2 C相关联的二次谐波f2 2H和三次谐波f2 3H的示例性“理想”阻抗点或范围（f1 2H(IDEAL)、f1 3H(IDEAL)、f2 2H(IDEAL)和f2 3H(IDEAL)）。正如所见，对于不同谐波，实际阻抗与期望阻抗之间的差异变化非常大。
尽管对于给定性能标准，操作的中心频率的阻抗可能被认为是“理想的”，但是如果阻抗匹配网络14被配置且被控制为提供在任何给定RF输入信号RFIN的中心频率以及与该中心频率相关联的至少一个谐波的“理想”阻抗，则传输路径可能明显性能更佳，如图6所示。在此示例中，对于第一中心频率f1 C的RF输入信号RFIN，阻抗匹配网络14可以优选地在第一中心频率f1 C以及与第一中心频率f1 C相关联的二次谐波f1 2H(IDEAL)和三次谐波f1 3H(IDEAL)提供“理想”阻抗。对于第二中心频率f2 C的RF输入信号RFIN，阻抗匹配网络14可以优选地在第二中心频率f2 C以及与第二中心频率f2 C相关联的二次谐波f2 2H(IDEAL)和三次谐波f2 3H(IDEAL)提供“理想”阻抗。
因此，需要动态控制传输路径的阻抗匹配网络以便除了在射频（RF）输入信号的中心频率提供期望的阻抗之外也在与RF输入信号的中心频率相关联的一个或多个谐波提供期望的阻抗。
发明内容
本公开的一方面涉及无线通信设备的传输电路。所述传输电路包括功率放大电路、输出匹配网络和阻抗控制电路。功率放大电路放大RF输入信号以提供放大的RF输出信号，RF输出信号通过输出匹配网络且经由一个或多个天线发送。输出匹配网络包括可变阻抗元件，可变阻抗元件可以包括一个或多个可变电容器、电感器和电阻器，它们由阻抗控制电路控制。随着RF输入信号的中心频率和操作参数条件改变，阻抗控制电路以期望方式调整输出匹配网络的一个或多个可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络在RF输入信号的中心频率和一个或多个谐波同时且动态呈现期望负载阻抗，以实现给定性能标准。
值得注意的是，本领域的普通技术人员将理解，给定RF输入信号的中心频率和谐波与相应放大的RF输入信号或RF输出信号实际相同。因此，基于RF输入信号的中心频率以及一个或多个谐波设置阻抗元件的阻抗或值用于基于RF输出信号的相同中心频率和谐波设置这些阻抗或值。参照RF输入信号的中心或谐波频率仅为了澄清频率值本身，而不认为属于推出与这些频率有关的信息用于处理的来源。此外，注意到，操作参数可以包括期望的输出功率，RF输入信号的幅度或相位，操作模式等。操作模式可以涉及用于产生RF输入信号的调制类型，操作的频带或其组合。
例如，假设在操作期间特别控制RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波的阻抗。还假设存在RF输入信号可以以其为中心的n个中心频率。对于RF输入信号的给定中心频率和给定操作参数条件组，在RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波存在输出匹配网络的期望阻抗。随着RF输入信号的中心频率或者操作参数条件的任何改变，有必要调整输出匹配网络的可变阻抗元件的值，以保证输出匹配网络在RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波的每一个向功率放大电路的输出呈现期望阻抗。在任何给定时间，RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波的各个阻抗将可能不同，因此努力确定RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波的各个阻抗，以基于当前中心频率和操作参数条件实现给定性能标准。
在一个配置中，在RF输入信号的可用中心频率呈现给功率放大电路的阻抗被配置为通过RF输入信号的中心频率。相比之下，对于每个可用中心频率的第二和二次谐波的每一个的阻抗被配置为向功率放大电路反射各个谐波。当在特定相位反射第二和三次谐波时，效率被最佳化。
值得注意的是，在给定传输期间，某些操作条件的条件可能改变，而其他可能保持相对静态。对于经历改变的那些操作参数，改变率可能非常大。在上述示例的情况下，RF输入信号的幅度对于调制RF输入信号的幅度的调制方案可能连续不断地改变。相比之下，期望的输出功率可能改变，但是通常将没有RF输入信号的幅度的改变那样频繁。在特定通信方案中，RF输入信号的中心频率和调制类型可能保持相对静态，而在其他通信方案中，中心频率可能频繁改变。
为了确定对于不同中心频率和操作参数如何控制一个或多个阻抗元件的值，阻抗控制电路可以包括一个或多个查找表。对于操作参数条件和RF输入信号的可用中心频率的每个组合，一个或多个查找表将存储控制信息，其用于调整输出匹配网络的一个或多个可用阻抗元件的值，从而输出匹配网络在RF输入信号的中心频率以及一个或多个谐波动态呈现期望负载阻抗，以实现给定性能标准。本质上，查找表中的控制信息是被放大的RF输入信号的中心频率以及至少一个操作参数的函数。
具体地，查找表中的每一项提供用于操作参数条件和中心频率的可能组合的阻抗控制数据。例如，假设指示呈现给放大电路的输出的负载阻抗的相关操作参数是RF输入信号的中心频率、RF输入信号的幅度、期望输出功率和用于产生RF输入信号的调制类型。因此，每个查找表项的阻抗控制数据与RF输入信号的可用中心频率、RF输入信号的可用幅度、可用输出功率水平和可用调制类型的唯一组合相应。在操作期间，阻抗控制电路将基本连续监控RF输入信号的当前中心频率，RF输入信号的幅度，期望输出功率水平和用于产生RF输入信号的调制类型，且从查找表项中选择与RF输入信号的中心频率以及当前操作参数条件相应的阻抗控制数据。从查找表项中选择的阻抗控制数据用于设置一个或多个阻抗元件的值，从而对于当前操作参数条件，输出匹配网络动态呈现在RF输入信号的中心频率以及一个或多个谐波的期望负载阻抗。
作为查找表的替代，阻抗控制电路可以采用一个或多个算法来动态计算给定中心频率以及操作参数条件组的阻抗控制参数。该算法实际上是被放大的RF输入信号的中心频率以及一个或多个操作参数的函数。该算法被设计为产生阻抗控制数据，其将设置一个或多个阻抗元件的值，从而对于中心频率和操作参数条件的各种组合提供在RF输入信号的中心频率以及一个或多个谐波的期望负载阻抗。
本公开的另一方面涉及在功率放大电路前面设置输入匹配网络。输入匹配网络包括可变阻抗元件，按照与控制输出匹配网络基本相同的方式也通过阻抗控制电路控制可变阻抗元件。随着RF输入信号的中心频率和操作参数改变，阻抗控制电路按照期望方式调整输入匹配网络的一个或多个可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络在RF输入信号的中心频率以及一个或多个谐波同时且动态提供期望阻抗，以实现给定性能标准。值得注意的是，输入匹配网络和输出匹配网络将通常不同，且在实现给定性能标准方面将扮演不同角色。因此，在RF输入信号的中心频率、二次谐波和三次谐波，在功率放大电路的源和负载在任何给定时间呈现的阻抗将可能不同。
可变输入和输出匹配网络有利于几乎任何类型的功率放大设计。对于单路径放大器设计，可以在功率放大电路之前和之后放置输入和输出匹配网络。对于并行路径放大器设计，诸如采用Doherty放大配置的那些设计，在并行路径的每一个中在功率放大电路之前和之后设置输入和输出匹配网络。不管放大器的设计如何，与现有设计相比，采用根据本公开的输出匹配网络可以提供高达50%的效率改善。采用除了公开的输出匹配网络之外的根据本公开的输入匹配网络已经证明提供了在通过仅结合输出匹配网络而提供的那些之上的增量而显著的效率增益。
在阅读下面结合附图进行的详细描述之后，本领域的技术人员将理解公开的范围并意识到其附加方面。
附图说明
并入说明书且构成说明书的一部分的附图示出本公开的若干方面，并与描述一起用于解释本发明的原理。
图1示出根据相关领域的第一实施例的传输电路。
图2示出根据相关领域的第二实施例的传输电路。
图3示出根据相关领域的第三实施例的传输电路。
图4是示出两个不同中心频率处的阻抗点的史密斯圆图。
图5是示出各种中心频率及其相关谐波处的阻抗点的史密斯圆图，其中，谐波的阻抗点不是理想地定位的。
图6是示出各种中心频率及其相关谐波处的阻抗点的史密斯圆图，其中，谐波的阻抗点是理想地定位的。
图7示出具有输出匹配网络的传输电路。
图8是示出各种中心频率及其相关谐波处的阻抗点的史密斯圆图，其中，根据本公开的概念，谐波的阻抗点是理想地定位的。
图9示出具有输入和输出匹配网络的传输电路。
图10示出合并Doherty放大器配置的传输电路，其中，每个放大器路径包括输入和输出匹配网络。
图11示出合并增强Doherty放大器配置的传输电路，其中，每个放大器路径包括输入和输出匹配网络。
图12示出输入或输出匹配网络的集总元件阻抗网络。
图13示出输入或输出匹配网络的分布式阻抗网络。
图14示出传输电路，其中，在单片集成电路上设置放大器电路以及输入和输出匹配网络。
图15示出支持无线通信的基站或类似接入点。
图16示出支持无线通信的移动设备。
具体实施方式
下面阐述的实施例表示了使本领域技术人员能够实现本公开的必要信息且示出实现本公开的最佳实施例。在阅读下面参照附图的描述之后，本领域的技术人员将理解本公开的概念且将认识到这些概念的未特别在此提及的应用。应该理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
参照图7，根据本公开的第一实施例示出传输电路20。传输电路20包括控制和调制电路22、功率放大电路（PA）24、输出匹配网络26、天线28和阻抗控制电路30。控制和调制电路22可以表示单独的或集成的控制和调制架构。不管实现如何，控制和调制电路22提供传输电路20的总体控制以及根据选择的调制方案调制基带数据以提供调制的射频（RF）输入信号RFIN。示例性调制方案可以包括，但不限于：相移键控（PSK）、频移键控（FSK）、幅移键控（ASK）、正交幅度调制（QAM）、连续相位调制（CPM）、正交频分调制（OFDM）、扩频调制及其任意变型。如本领域技术人员所知，在不同多址接入技术中可以采用多个调制方案，多址接入技术诸如时分多址（TDMA）、码分多址（CDMA）、频分多址（FDMA）和正交频分多址（OFDMA）技术，以支持无线通信。这些调制方案和多址接入技术支持当前以及语音和数据通信的下一代无线通信标准。这些标准包括，但不限于：CDMA One/2000、全球移动通信***（GSM）、个人通信服务（PCS）、通用移动电信***（UMTS）、全球微波接入互操作性（WiMAX）、长期演进（LTE）等。
功率放大电路24被配置为将RF输入信号RFIN放大，以在期望的功率水平提供放大的RF输出信号RFOUT。功率放大电路24可以采用几乎任何类型的功率放大设计，且可以被设置为根据不同的放大类操作，诸如A, B, A/B, C, D, E, F, G, H, J, T等，取决于传输电路20的给定的性能要求和设计。
输出匹配网络26提供可变阻抗网络且位于功率放大电路24与天线28之间。多个静态和可变阻抗元件可以用于形成输出匹配网络26的可变阻抗网络。可变阻抗网络可以采取电阻-电容（RC）、电感-电容（LC）或电阻-电感-电容（RLC）网络的形式。可变阻抗网络的阻抗元件可以包括电感、电容和电阻元件（诸如分别为电感器、电容器和电阻器）或适当的等同物。例如，可变电容器通常被称为变容二极管。如图所示，输出匹配网络26的一部分被示出为包括电感器L1和三个变容二极管V1、V2和V3。简单描述三个变容二极管V1、V2和V3，以表示输出匹配网络26的被动态调谐为对于不同RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波中的每一个呈现期望阻抗的能力。如图所示，输出匹配网络26可以被动态调谐为对于当前RF输入信号RFIN的中心频率fC、二次谐波f2H和三次谐波f3H中的每一个，呈现期望阻抗。
示出由阻抗控制电路30使用一个或多个阻抗控制信号SZC控制的变容二极管V1、V2和V3。在示出的实施例中，变容二极管V1、V2和V3中的每一个接收唯一的阻抗控制信号SZC。尤其，给定的输出匹配网络26可以包括任何数量的可变阻抗元件，由阻抗控制电路30控制。稍后将结合图12和图13描述输出匹配网络26的示例性配置。
在操作期间，RF输入信号RFIN的中心频率可能随着通信信道或操作模式的改变而改变。此外，传输电路20在其下操作的各种操作参数的条件也可能改变。示例性操作参数可以包括期望的输出功率、RF输入信号RFIN的幅度或相位、操作模式等。操作模式可以与用于产生RF输入信号RFIN的调制类型、操作的频带或其组合相关联。这些操作参数的条件的改变可以相应于期望输出功率的增加或减小、RF输入信号RFIN的相位分量的幅度的改变或从一个操作模式切换到另一个操作模式。列出的操作模式和条件改变仅是示例性的而非详尽无遗。
随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波处呈现给功率放大电路24的各个阻抗也可能需要改变，以维持最低性能标准，通常被称为给定性能标准。因此，随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，阻抗控制电路30以期望的方式动态调整输出匹配网络26的一个或多个可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络26在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波处同时且基本上连续呈现所需的负载阻抗，以实现给定性能标准。实际上，在阻抗控制电路30的操作期间以期望的方式调制可变阻抗元件（诸如变容二极管V1、V2和V3）的值。通常或在特定操作条件下，对于一个或多个尺度，诸如线性度、效率、功能带宽和功率增益，给定性能标准可以设置最低性能要求。
阻抗控制电路30被配置为基本连续根据RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件确定设置输出匹配网络26的可变阻抗元件的相对值。可以通过控制和调制电路22经由参数信号SP提供RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件，参数信号SP可以识别RF输入信号RFIN的当前中心频率以及相关操作参数条件。例如，参数信号SP可以呈现与RF输入信号RFIN的中心频率、RF输入信号RFIN的幅度、RF输入信号RFIN的相位、期望输出功率水平和操作模式中的一个或多个有关的信息。此外，处理电路32也可以动态地监控RF输入信号RFIN，以检测这些操作参数条件中的特定条件，诸如RF输入信号RFIN的中心频率、幅度或相位。在一个实施例中，处理电路32从参数信号SP检索RF输入信号RFIN的当前中心频率、期望输出功率水平和操作模式。响应于分析RF输入信号RFIN，确定RF输入信号RFIN的任何当前幅度或相位信息。
一旦获得RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件，处理电路32根据RF输入信号RFIN的中心频率以及当前操作参数条件确定设置输出匹配网络26的可变阻抗元件的相对值。为了确定如何控制可变阻抗元件的值，处理电路32将基于当前中心频率以及操作参数条件访问一个或多个查找表（LUT）34。对于RF输入信号RFIN的可用中心频率以及操作参数条件的每个组合，查找表34将存储控制数据。控制数据用于调整输出匹配网络26的一个或多个可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络26在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波连续呈现期望的负载阻抗，以实现给定的性能标准。
对于图7的实施例，查找表34中每项的控制数据相应于特定中心频率和操作参数条件的特定组合。控制数据包括对于将三个变容二极管V1、V2和V3的每一个的电容值设置为最适合相应中心频率和操作参数条件的值来说足够的信息。具体地，向数模转换器（DAC）36的相应信道发送三个变容二极管V1、V2和V3的每一个的控制数据，数模转换器（DAC）36将产生相应的模拟阻抗控制信号SZC，以设置各个变容二极管V1、V2和V3的电容值。因此，基于RF输入信号RFIN的中心频率以及相关操作参数条件设置输出匹配网络26的变容二极管V1、V2和V3的电容值。此处理基本上连续重复，其中，有效地调制输出匹配网络26中可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波给功率放大电路24连续呈现期望的阻抗。
例如，假设指示呈现给功率放大电路24的输出的负载阻抗的相关操作参数是RF输入信号RFIN的中心频率、RF输入信号RFIN的幅度、期望输出功率和用于产生RF输入信号RFIN的调制类型。预先确定每个查找表项的控制数据，且有效地，该控制数据为RF输入信号RFIN的可用中心频率、RF输入信号RFIN的可用幅度、可用输出功率水平和可用调制类型的函数。在操作期间，阻抗控制电路30将基本连续监控RF输入信号RFIN的当前中心频率、RF输入信号RFIN的即时幅度、期望输出功率水平和用于产生RF输入信号RFIN的调制类型。基于RF输入信号RFIN的当前中心频率以及列出的操作参数条件，阻抗控制电路30将从查找表项选择与RF输入信号RFIN的中心频率、RF输入信号RFIN的即时幅度、期望输出功率水平和用于产生RF输入信号RFIN的调制类型相相应的控制数据。选择的控制数据被呈现给DAC 36，DAC 36提供相应的阻抗控制信号SZC，以设置输出匹配网络26的一个或多个阻抗元件的值。由于重复此处理，响应于中心频率和操作参数条件的不断改变，基本连续地改变RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波处的期望负载阻抗。
作为查找表34的一种替代，阻抗控制电路30可以采用一个或多个算法来动态实时地计算控制数据。有效地，该算法是被放大的RF输入信号RFIN的中心频率以及相关操作参数的函数。对于填充查找表34的控制数据，通过算法产生的控制数据用于如上所述设置输出匹配网络26中的可变阻抗元件的值，从而根据当前操作参数条件在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波处提供期望的阻抗。
通过测试、实验、建模等在操作之前表征在各种操作参数条件下在每个可能中心频率及其相关谐波处输出匹配网络26呈现给功率放大电路24的阻抗值。由于不同性能标准将指示不同阻抗值，因此没有通用的阻抗值组。然而，对于线性度、效率、功率增益和带宽中的一个或多个应用特定加权或相对优先级的性能标准，除了仔细选择RF输入信号RFIN的中心频率处的阻抗之外，仔细选择RF输入信号RFIN的谐波处的阻抗将比仅控制RF输入信号RFIN的中心频率处的阻抗提供显著的性能增益。一旦表征了阻抗，输出匹配网络26被设计为或合成为具有足够的可变性，以对于中心频率和操作参数条件的每个可用组合在中心频率和选择的谐波呈现必要的阻抗。接下来，阻抗控制电路30被配置有适当的查找表34或算法来控制输出匹配网络26，从而根据当前中心频率和操作参数条件在RF输入信号RFIN的中心频率和选择的谐波处提供期望的阻抗。
例如，考虑控制RF输入信号RFIN的中心频率、二次谐波和三次谐波处的阻抗且在给定性能标准中效率是主要重点的实施例。在一个配置中，在RF输入信号RFIN的可用中心频率中的每一个处呈现给功率放大电路24的阻抗被配置为通过RF输入信号RFIN的中心频率。相比之下，可用中心频率中的每一个的二次和三次谐波中的每一个处的阻抗被配置为向功率放大电路24反射回各个谐波。当在特定相位发射二次和三次谐波时，效率最佳。该特定相位将基于实现而改变。反射谐波可用通过功率放大电路24的固有反馈电容从功率放大电路24的输出电容耦合到功率放大电路24的输入。由此，来自反射谐波的能量将加强RF输入信号RFIN，并因此提高***的操作效率。已经证明加强属性显著影响效率和其他性能尺度。
也可以在不损失效率和线性度的情况下优先考虑带宽。申请人已经示出，输出阻抗网络26提供的阻抗可以按照这样的方式被控制：允许功率放大电路24的单个功率放大器在极宽的带宽和输出功率范围内准确且有效地操作。在适当的输出阻抗调制的情况下，单个功率放大器可以准确且有效地放大UMTS、PCS、WiMAX和LTE信号。由于PCS在1.8千兆赫（GHz）周围操作，UMTS在2.11与2.17GHz之间操作，WiMAX在2.5 GHz周围操作，并且LTE在2.6和2.7 GHz周围操作，因此单个功率放大器的操作带宽超过1GHz。在可从40dBm扩展到50dBm的平均功率范围内，效率可以接近80%。在类别J（单路径）放大器的情况下，可以在高达65%的效率下实现2 GHz的带宽。
本公开的概念修正了现有设计的仅考虑和控制在RF输入信号RFIN的中心频率处提供的阻抗的缺陷。具体地，本公开的概念涉及除了控制在RF输入信号RFIN的中心频率处提供的阻抗之外通过特别控制在RF输入信号RFIN的特定谐波处提供的阻抗，动态调整或调制呈现给功率放大电路24的负载阻抗。下面结合图8的史密斯圆图示出此概念。通常，圆圈表示由设计者预先确定或表征以满足性能标准的可接受的阻抗范围。点表示输出匹配网络26提供的实际阻抗。具体地，史密斯圆图示出在其他操作参数条件保持静态的同时RF输入信号RFIN从第一中心频率f1 C改变到第二中心频率f2 C之前和之后的理想阻抗范围和实际阻抗点。如图所示，第一中心频率f1 C和第二中心频率f2 C处的实际阻抗（点）分别落入期望的阻抗范围（圆圈）内。根据本公开的概念，第一中心频率f1 C的二次谐波f1 2H和三次谐波f1 3H处的实际阻抗（点）落入其期望的阻抗范围（圆圈）内。第二中心频率f2 C的二次谐波f2 2H和三次谐波f2 3H处的实际阻抗（点）也落入其期望的阻抗范围（圆圈）内。由于各个中心频率及相关谐波处的阻抗中的每一个都落入其期望范围内，因此与没有考虑中心频率的谐波处的阻抗且该阻抗可能远远落在期望范围之外的***相比，总体性能得到改进。
参照图9，本公开的另一实施例在功率放大电路24的源处提供输入匹配网络38。输入匹配网络38按照与输出匹配网络26相同的方式被配置和控制。具体地，输入匹配网络38是可变阻抗网络，位于功率放大电路24的源且包括多个静态和可变阻抗元件。如图所示，示出包括电感器L2和三个变容二极管V4、V5和V6的输入匹配网络38的一部分。描述三个变容二极管V4、V5和V6，以表示输入匹配网络38的被动态调谐为对于不同RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波中的每一个呈现期望阻抗的能力。如图所示，输入匹配网络38可以被动态调谐为对于当前RF输入信号RFIN的中心频率fC、二次谐波f2H和三次谐波f3H中的每一个，呈现期望阻抗。
也由阻抗控制电路30使用一个或多个阻抗控制信号SZC控制的变容二极管V4、V5和V6。在示出的实施例中，变容二极管V4、V5和V6中的每一个接收唯一的阻抗控制信号SZC。再次，仅提供示出的输入匹配网络38的配置来表示能够对不同RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波中的每一个设置期望阻抗的概念。因此，给定的输入匹配网络38可以包括阻抗控制电路30控制的任何数量的可变阻抗元件。
随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波处输入匹配网络38呈现的各个阻抗也可能需要改变，以维持给定的性能标准。随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，阻抗控制电路30以期望的方式动态调整输入匹配网络38的一个或多个可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络38在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波基本上连续呈现所需的负载阻抗，以实现给定性能标准。
对于图9的实施例，阻抗控制电路30被配置为根据RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件基本连续确定设置输入匹配网络38和输出匹配网络26的可变阻抗元件所至的相对值。可以通过控制和调制电路22经由参数信号SP提供RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件，参数信号SP可以特别识别RF输入信号RFIN的当前中心频率以及操作参数条件中的一个或多个。再者，处理电路32也可以动态地监控RF输入信号RFIN，以检测特定操作参数条件，诸如RF输入信号RFIN的中心频率、幅度或相位。
一旦获得当前中心频率、RF输入信号RFIN以及操作参数条件，处理电路32根据中心频率以及操作参数条件确定设置输入匹配网络38和输出匹配网络26的可变阻抗元件到的相对值。对于图9的实施例，查找表34中的每项的控制数据相应于特定中心频率和操作参数条件的特定组合。控制数据包括对于将输出匹配网络26中的三个变容二极管V1、V2和V3的每一个以及输入匹配网络38中的三个变容二极管V4、V5和V6的每一个的电容值设置为最适合相应的中心频率和操作参数条件的值足够的信息。向DAC 36的相应信道发送六个变容二极管V1至V6的每一个的控制数据，DAC 36将产生相应的模拟阻抗控制信号SZC，以设置各个变容二极管V1至V6的电容值。因此，基于当前中心频率以及操作参数条件设置输出匹配网络26的变容二极管V1、V2和V3以及输入匹配网络38中的三个变容二极管V4、V5和V6的电容值。此过程基于连续重复，其中，有效地调制输入匹配网络38和输出匹配网络26中可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波给功率放大电路24连续呈现期望的阻抗。
注意，输入匹配网络38和输出匹配网络26将通常不同，且在实现给定性能标准方面将扮演不同角色。因此，在RF输入信号RFIN的中心频率以及各种谐波，在功率放大电路24的源和负载在任何给定时间呈现的阻抗将可能不同。在一个配置中，在RF输入信号RFIN的可用中心频率的每一个呈现给功率放大电路24的源的阻抗被配置为通过RF输入信号RFIN的中心频率。相比之下，可用中心频率的每一个的第二和三次谐波的每一个处的阻抗被配置为向功率放大电路24反射从输出反馈的各个谐波。再者，可以在特定相位反射或以其他方式操纵第二和二次谐波以最佳化效率。该特定相位将基于实现方式改变。
如上所述地提供和控制可变输入匹配网络38和输出匹配网络26对几乎任何类型的功率放大器设计都是有益的。对于单路径放大器设计，可以在功率放大电路24之前和之后放置可变输入匹配网络38和输出匹配网络26。对于并行路径放大器设计（诸如采用Doherty放大器配置的那些），可以在并行路径的每一个中在功率放大电路24之前和之后提供输入匹配网络38和输出匹配网络26。下面结合图10描述采用本公开的概念的Doherty放大器配置。
如所示，RF输入信号RFIN送入功率分配器40，诸如正交耦合器，其将RF输入信号RFIN沿“载波路径”和“峰值路径”进行分路。载波路径包括载波输入匹配网络42、载波功率放大电路44、载波输出匹配网络46和90°相移元件48，诸如传输线，并且在Doherty组合节点终止。Doherty组合节点连接到转换器50，转换器50连接到天线28。峰值路径包括90°相移元件52、峰值输入匹配网络54、峰值功率放大电路56和峰值输出匹配网络，并且终止于Doherty组合节点。
在传统Doherty方式中，载波功率放大电路44提供AB（或B）类放大器，峰值功率放大电路56提供C类放大器。在RF输入信号RFIN的水平低于给定阈值的时段期间，载波功率放大电路44的AB类放大器有效地放大沿载波路径流动的RF输入信号RFIN的一部分。当RF输入信号RFIN低于给定阈值时，峰值功率放大电路56的C类放大器关闭且消耗很少功率。在RF输入信号RFIN高于给定阈值的时段期间，载波功率放大电路44的AB类放大器在放大沿载波路径流动的RF输入信号RFIN的部分时传递它的最大功率。当RF输入信号RFIN低于给定阈值时，峰值功率放大电路56的C类放大器打开且在放大沿峰值路径流动的RF输入信号RFIN的部分时传递上至它的最大功率。通过采用90°相移元件48和52，来自载波路径和峰值路径的放大信号同相到达Doherty组合节点，电抗地组合，然后在传递到天线28进行发射之前通过转换器50增强。在Doherty配置的情况下，与单路径或其他平衡放大器相比，在后退功率水平（backed-off power level）明显提高了功率增加效率。
尽管Doherty放大器有效，但是本公开的概念能够进一步将传统Doherty放大器的效率增加高达50%。继续参照图10，沿载波路径在载波功率放大电路44的源和负载设置载波输入匹配网络42和载波输出匹配网络46。沿峰值路径在峰值功率放大电路56的源和负载设置峰值输入匹配网络54和峰值输出匹配网络58。按照与上述输入匹配网络38相同的方式配置和控制载波输入匹配网络42和峰值输入匹配网络54。类似地，按照与上述输出匹配网络26相同的方式配置和控制载波输出匹配网络46和峰值输出匹配网络58。这些匹配网络42, 46, 54, 58的每一个可以包括静态和可变阻抗元件，由阻抗控制电路30经由阻抗控制信号SZC动态控制这些元件的值。
随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波由这些匹配网络42, 46, 54, 58呈现的各个阻抗也可能需要改变，以维持给定性能标准。随着RF输入信号RFIN的中心频率以及操作参数的条件改变，阻抗控制电路30以期望的方式动态调整匹配网络42, 46, 54, 58的可变阻抗元件的值。调整可变阻抗元件的值，从而匹配网络42, 46, 54, 58 在RF输入信号RFIN的中心频率以及一个或多个谐波基本连续呈现期望的负载阻抗，以实现给定性能标准。
除了控制匹配网络42, 46, 54, 58中的可变阻抗元件的值之外，阻抗控制电路30也可以被配置为控制与转换器50相关联的可变阻抗元件。在一些情况下，基于特定操作参数条件动态改变转换器50的有效阻抗可能进一步增加传输电路20的性能。在示出的实施例中，在转换器50的输出设置分流变容二极管VT，以提供在各种频率改变与转换器50相关联的阻抗的装置。
上述这些概念可以延伸到任何数量的并行放大器路径。例如，图11示出包括三个路径的修改Doherty配置：载波路径、峰值路径和补充峰值路径。按照与结合图10描述的相同方式设置载波路径和峰值路径。补充峰值路径包括90°相移元件60、补充峰值输入匹配网络62、补充峰值功率放大电路64和补充峰值输出匹配网络66，且终止于Doherty组合节点中。
补充峰值功率放大电路64提供C类放大器。在RF输入信号RFIN的水平低于第一阈值的时段期间，载波功率放大电路44的AB类放大器有效地放大沿载波路径流动的RF输入信号RFIN的部分。当RF输入信号RFIN低于第一阈值时，峰值功率放大电路56和补充峰值功率放大电路64的C类放大器关闭且消耗很少功率。在RF输入信号RFIN高于第一阈值且低于第二阈值的时段期间，载波功率放大电路44的AB类放大器在放大沿载波路径流动的RF输入信号RFIN的部分时传递它的最大功率。峰值功率放大电路56的C类放大器打开且在放大沿峰值路径流动的RF输入信号RFIN的部分时传递上至它的最大功率。补充峰值功率放大电路64的C类放大器保持关闭。在RF输入信号RFIN高于第二阈值的时段期间，载波功率放大电路44的AB类放大器和峰值功率放大电路56的C类放大器传递最大功率。另外，补充峰值功率放大电路64的C类放大器打开且在放大沿补充峰值路径流动的RF输入信号RFIN的部分时传递上至它的最大功率。
来自载波路径、峰值路径和补充峰值路径的放大信号同相到达Doherty组合节点，电抗地组合，然后在传递到天线28进行发射之前通过转换器50增强。在Doherty配置的情况下，与传统Doherty配置相比，在后退功率水平下进一步提高了功率增加效率。此外，按照与峰值输入匹配网络54和峰值输出匹配网络58基本相同的方式配置和动态控制补充峰值输入匹配网络62和补充峰值输出匹配网络66。
参照图12，示出集总元件网络。可以通过图12的集总元件网络或其变型至少部分地形成上述输入或输出匹配网络的任何一个。通常使用无源组件来表征集总元件网络。示出的网络包括串联电感器L3、L4和L5；分流电感器L6和L7；串联变容二极管V7，旁通串联变容二极管V8和分流变容二极管V9和V10。示出通过阻抗控制电路30的阻抗控制信号控制的变容二极管V7至V10中的每一个。本领域的技术人员将认识到几乎无限数量的集总元件网络配置以及集总元件网络可以包含任何数量的静态和可变电阻器、电感器和电容器的事实。示出的示例仅描述了输入或输出匹配网络的可变阻抗网络的全部或一部分的一个示例性配置。
图13示出将图12的集总元件阻抗网络实现为分布式网络。通常通过使用传输线来表征分布式阻抗网络。在示出的示例中，用传输线TL1至TL5替换电感器L3至L7，传输线TL1至TL5提供了与电感器L3至L7等同的电感。
在本公开的一个实施例中，在图14所示的相同微波单片集成电路上至少形成输入匹配网络38、输出匹配网络26和功率放大电路24。如所示，输入匹配网络38、输出匹配网络26和功率放大电路24可以全部形成在相同的氮化镓（GaN）半导体管芯上，并且剩余控制和处理电路，诸如控制和调制电路22以及阻抗控制电路30，可以形成在一个硅（Si）半导体管芯上或者分布于多个硅半导体管芯上。在一个实施例中，阻抗控制电路30实现在现场可编程门阵列（FPGA）中。尽管氮化镓和硅材料***作为示例被使用，但是其他材料***，诸如砷化镓（GaA）、硅锗（SiGe）等可以用于形成传输电路20的各个部分。
在特定情况下，特别在平均输出功率处于十（10）瓦特范围内时，采用单片微波集成电路（MMIC）解决方案已经证明非常有益。具体地，与非单片解决方案相关联的相位延迟的引入可能影响呈现阻抗的正确分辨率和准确度，从而对即时带宽和其他性能尺度带来不利影响。此外，使用GaN材料***形成MMIC，已经证明进一步增加了***的分辨率和准确度。
在此解决方案中，可以在单个集成电路或管芯内集成单级或多级单端放大器或Doherty放大器布置。功率放大电路24的输入和输出上的谐波终止变得高度可控，并且可以被定位电接近形成功率放大电路24的晶体管。功率放大性能的再现性以及MMIC解决方案的便于制造和高产量可以优于采用裸晶体管管芯或其他芯片组件或者具有印制电路板匹配的封装晶体管的混合方法。
附加益处是与混合电路相比MMIC解决方案在尺寸上的减小，从而可以组合多个“低平均功率”集成电路以支持要求较高平均功率的应用。因此，合并晶体管、变容二极管和其他无源组件的单个MMIC可以单独用于“低功率”（分布式架构、微微小区或相控阵列）应用，而多个组合的MMIC用于“高功率”（固定塔和微/宏小区）应用。
另外如图14所示，可以采用从输出匹配网络26或在输出匹配网络26周围经由反馈信号FS到阻抗控制电路30的反馈。具体地，可以与输出匹配网络26相关联地采用“监听”电路，或者在阻抗控制电路30中采用“监听”电路，以允许阻抗控制电路30监控RF输出信号RFOUT，以保证输出匹配网络26按照期望执行。因此，可以精细调谐输出匹配网络26的可变阻抗元件的值，以保证在RF输出信号RFOUT和RF输入信号RFIN的适当中心频率和谐波频率提供适当的阻抗。
参照图15，示出根据本公开的一个实施例的基站。基站可以用作任何无线接入点，其支持无线通信以及可以支持任何类型的无线通信技术，诸如采用OFDMA、CDMA和TDMA的传统蜂窝技术以及本地无线技术。基站通常包括控制***68、基带处理器70、如上所述的传输电路20、接收电路72、一个多个天线74和网络接口76。控制***68将具有存储器，用于存储必需的软件以及操作所需的数据。在一个实施例，在FPGA中实现控制***68。接收电路72从移动设备的一个或多个远程发射机接收承载信息的射频信号。优选地，低噪声放大器和滤波器（未示出）合作以放大和从处理的信号去除宽带干扰。下转换和数字化电路（未示出）然后将滤波的接收信号下转换到中频信号或基带频率信号，然后将其数字化到一个或多个数字流。
基带处理器70处理数字化的接收信号，以提取接收信号中传递的信息或数据比特。此处理通常包括解调、解码和纠错操作。因此，基带处理器70通常实现在一个或多个数字信号处理器（DSP）中。然后通过网络接口76向核心网络发送接收的信息，或者向基站服务的另一移动设备发送接收的信息。网络接口76通常将通过基站控制器（未示出）与核心网络进行交互。
在发送侧，基带处理器70在控制***68的控制下从网络接口76接收可以表示语音、数据或控制信息的数字化数据。在一个实施例中，在FPGA中实现控制***68。基带处理器70对数据进行编码用于传输。编码的数据输出到传输电路20，其中，调制器使用编码的数据，以对处于一个或多个期望发射频率的载波信号进行调制。功率放大电路24（图7）将调制的载波信号放大到适合于传输的水平，并且通过输出匹配网络26向一个或多个天线74传递调制的载波信号（图7）。
参照图16，示出根据本公开的一个实施例配置的移动设备。移动设备将支持与各种类型基站兼容的通信技术。移动设备将包括控制***78、基带处理器80、如上所述的传输电路20、接收电路82、一个或多个天线84和接口电路86。控制***78将具有存储器，用于存储必需的软件以及操作所需的数据。接收电路82从基站提供的一个或多个远程发射机接收承载信息的射频信号。优选地，低噪声放大器和滤波器（未示出）合作以放大和从信号去除宽带干扰以进行处理。下转换和数字化电路（未示出）然后将滤波的接收的信号下转换到中频信号或基带频率信号，然后将其数字化到一个或多个数字流。基带处理器80处理数字化的接收的信号，以提取接收信号中传递的信息或数据比特。此处理通常包括解调、解码和纠错操作。基带处理器80通常实现在一个或多个DSP中。
对于传输，基带处理器80从控制***78接收可以表示语音、数据或控制信息的数字化数据，基带处理器80对其进行编码用于传输。编码的数据输出到传输电路20，其中，调制器使用编码的数据，以对处于一个或多个期望发射频率的载波信号进行调制。功率放大电路24（图7）将调制的载波信号放大到适合于传输的水平，并且通过匹配网络向一个或多个天线84传递调制的载波信号。
本领域的技术人员将认识到对本发明的实施例的改进和修改。所有这种改进和修改将被认为落入在此公开的概念以及所附权利要求的范围内。

Claims (37)

1.传输电路，包括：
功率放大电路，被配置为放大用于传输的射频（RF）输入信号；
输出匹配网络，连接到功率放大电路的输出，且包括第一多个可变阻抗元件；以及
阻抗控制电路，被配置为产生至少一个阻抗控制信号以动态控制第一多个可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率改变而在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望负载阻抗。
2.如权利要求1所述的传输电路，其中，控制第一多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的信号。
3.如权利要求2所述的传输电路，其中，在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗操作以按照为进一步增强功率放大电路的输出信号所设计的方式反射RF输入信号的一个或多个谐波。
4.如权利要求3所述的传输电路，其中，在预定相位反射RF输入信号的一个或多个谐波，以增强功率放大电路的输出信号。
5.如权利要求1所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波包括RF输入信号的二次谐波。
6.如权利要求5所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波还包括RF输入信号的三次谐波。
7.如权利要求1所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波包括RF输入信号的二次谐波和三次谐波。
8.如权利要求1所述的传输电路，还包括：输入匹配网络，连接到功率放大电路的输入，且包括第二多个可变阻抗元件，其中，通过至少一个阻抗控制信号控制第二多个可变阻抗元件的值，且其中，阻抗控制电路还被配置为产生至少一个阻抗控制信号以动态控制第二多个可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率基本连续提供期望源阻抗以及在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望源阻抗。
9.如权利要求8所述的传输电路，其中，
控制第一多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的信号；以及
控制第二多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望源阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望源阻抗向功率放大电路基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的反馈信号。
10.传输电路，包括：
功率放大电路，被配置为放大射频（RF）输入信号；
输出匹配网络，连接到功率放大电路的输出，且包括第一多个可变阻抗元件，其中，通过至少一个阻抗控制信号控制第一多个可变阻抗元件的值；以及
阻抗控制电路，被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件来动态控制第一多个可变阻抗元件的值，从而输出匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率基本连续提供期望负载阻抗且在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望负载阻抗。
11.如权利要求10所述的传输电路，其中，功率放大电路和输出匹配网络形成在单个单片集成电路上。
12.如权利要求11所述的传输电路，其中，至少一个阻抗控制电路形成在与单片集成电路分离的集成电路上。
13.如权利要求12所述的传输电路，其中，单片集成电路基本由氮化镓材料***形成。
14.如权利要求10所述的传输电路，其中，对于RF输入信号的中心频率的可用频率以及至少一个操作参数条件的可用状态的各种组合，在实现给定性能标准的操作之前，表征在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗和在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗的相应值。
15.如权利要求10所述的传输电路，其中，控制第一多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的信号。
16.如权利要求15所述的传输电路，其中，RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗操作以按照进一步增强功率放大电路的输出信号的设计方式反射RF输入信号的一个或多个谐波。
17.如权利要求16所述的传输电路，其中，在预定相位反射RF输入信号的一个或多个谐波，以增强功率放大电路的输出信号。
18.如权利要求10所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波包括RF输入信号的二次谐波。
19.如权利要求22所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波还包括RF输入信号的三次谐波。
20.如权利要求23所述的传输电路，其中，控制第一多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的二次谐波和三次谐波中的每一个的期望负载阻抗基本反射RF输入信号的二次谐波和三次谐波周围的信号。
21.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及输出功率，至少一个操作参数条件包括期望输出功率水平。
22.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及RF输入信号的特性，至少一个操作参数条件包括RF输入信号幅度。
23.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及RF输入信号的特性，至少一个操作参数条件包括RF输入信号相位。
24.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及传输电路操作于的操作频带，至少一个操作参数条件包括传输电路当前操作所处的特定一个操作频带。
25.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及传输电路操作于的操作模式，至少一个操作参数条件包括传输电路当前操作所处的特定一个操作模式。
26.如权利要求10所述的传输电路，其中，操作条件涉及调制数据以产生RF输入信号的可用调制类型，至少一个操作参数条件包括用于调制数据且产生RF输入信号的特定一个调制类型。
27.如权利要求10所述的传输电路，还包括：输入匹配网络，连接到功率放大电路的输入，且包括第二多个可变阻抗元件，其中，通过至少一个阻抗控制信号控制第二多个可变阻抗元件的值，且其中，阻抗控制电路还被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件来动态控制第二多个可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率基本连续提供期望源阻抗以及在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望源阻抗。
28.如权利要求27所述的传输电路，其中：
控制第一多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望负载阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望负载阻抗基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的信号；以及
控制第二多个可变阻抗元件的值，从而在RF输入信号的中心频率的期望源阻抗基本通过RF输入信号的中心频率周围的信号，而在RF输入信号的一个或多个谐波的期望源阻抗向功率放大电路基本反射RF输入信号的一个或多个谐波周围的反馈信号。
29.如权利要求28所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波包括RF输入信号的二次谐波。
30.如权利要求29所述的传输电路，其中，所述一个或多个谐波还包括RF输入信号的三次谐波。
31.如权利要求27所述的传输电路，其中，功率放大电路、输入匹配网络和输出匹配网络形成在单个单片集成电路上。
32.如权利要求10所述的传输电路，其中，功率放大电路和输出匹配网络形成Doherty放大器架构的载波路径，且还包括
峰值路径，包括峰值功率放大电路和峰值输出匹配网络；
分路电路，被配置为接收RF输入信号且沿峰值路径和载波路径使RF输入信号进行分路；
Doherty组合节点，来自载波路径和峰值路径的放大信号电抗地组合以形成组合的输出信号，其中：
    峰值输出匹配网络连接到峰值功率放大电路的输出且包括第二多个可变阻抗元件，其中，通过至少一个阻抗控制信号控制第二多个可变阻抗元件的值；以及
    阻抗控制电路被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件动态控制第二多个可变阻抗元件的值，从而至少在采用峰值功率放大电路放大RF输入信号时，峰值输出匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率基本连续提供期望负载阻抗且在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望负载阻抗。
33.如权利要求32所述的传输电路，还包括Doherty组合节点与另一节点之间连接的转换器电路，其中，转换器电路与可变阻抗元件相关联，可变阻抗元件的值由至少一个阻抗控制电路控制，所述阻抗控制电路还被配置为动态控制可变阻抗元件的值，以按照期望方式控制转换器电路的阻抗。
34.如权利要求32所述的传输电路，还包括：
在载波路径中，输入匹配网络，连接到功率放大电路的输入，且包括第三多个可变阻抗元件，其中，至少一个阻抗控制信号控制第三多个可变阻抗元件的值，且其中，阻抗控制电路还被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件来动态控制第三多个可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率在载波路径中基本连续提供期望源阻抗以及在RF输入信号的一个或多个谐波在载波路径中基本连续提供期望源阻抗；以及
在峰值路径中，峰值输入匹配网络，连接到峰值功率放大电路的输入，且包括第四多个可变阻抗元件，其中，至少一个阻抗控制信号控制第四多个可变阻抗元件的值，且其中，阻抗控制电路还被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件来动态控制第四多个可变阻抗元件的值，从而至少在采用峰值功率放大电路放大RF输入信号时，峰值输入匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率在峰值路径中基本连续提供期望源阻抗以及在RF输入信号的一个或多个谐波在峰值路径中基本连续提供期望源阻抗。
35.传输电路，包括：
功率放大电路，包括输入和输出且被配置为放大射频（RF）输入信号，RF输入信号包括为传输已经调制的数据；
输入匹配网络，连接到功率放大电路的输入，且包括第一多个可变阻抗元件，其中，通过至少一个阻抗控制信号控制第一多个可变阻抗元件的值；以及
阻抗控制电路，被配置为产生至少一个阻抗控制信号以基于RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件来动态控制第一多个可变阻抗元件的值，从而输入匹配网络在操作期间随着RF输入信号的中心频率和至少一个操作参数条件改变而在RF输入信号的中心频率基本连续提供期望源阻抗且在RF输入信号的一个或多个谐波基本连续提供期望源阻抗。
36.如权利要求35所述的传输电路，其中，功率放大电路和输入匹配网络形成在单个单片集成电路上。
37.如权利要求35所述的传输电路，其中，对于RF输入信号的中心频率的可用频率以及至少一个操作参数条件的可用状态的各种组合，在实现给定性能标准的操作之前，表征在RF输入信号的中心频率的期望源阻抗和在RF输入信号的一个或多个谐波的期望源阻抗的相应值。
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Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104617893A (zh) * 2014-12-31 2015-05-13 深圳市华信天线技术有限公司 多频带射频功率放大器
CN106067830A (zh) * 2016-06-03 2016-11-02 广东欧珀移动通信有限公司 一种射频信号发送装置及移动终端
CN106100652A (zh) * 2016-05-31 2016-11-09 广东欧珀移动通信有限公司 杂散抑制装置及方法
CN107112972A (zh) * 2014-12-19 2017-08-29 麻省理工学院 具有相位切换元件的可调谐匹配网络
CN108259008A (zh) * 2016-12-29 2018-07-06 恩智浦美国有限公司 具有无源相位补偿电路的多尔蒂放大器
WO2019015667A1 (zh) * 2017-07-21 2019-01-24 华为技术有限公司 功率放大器
CN111404500A (zh) * 2019-01-03 2020-07-10 三星电子株式会社 电子装置
CN111406366A (zh) * 2017-09-20 2020-07-10 克里公司 宽带谐波匹配网络
CN111525941A (zh) * 2020-04-28 2020-08-11 维沃移动通信有限公司 一种信号处理电路、方法和电子设备
US10790784B2 (en) 2014-12-19 2020-09-29 Massachusetts Institute Of Technology Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications
CN112367285A (zh) * 2015-12-15 2021-02-12 华为技术有限公司 具有可调谐匹配网络的极化发射器
CN112701807A (zh) * 2020-12-23 2021-04-23 华南理工大学 一种实现宽输入功率范围的高效率多音信号整流器
CN115549702A (zh) * 2021-06-29 2022-12-30 中电长城圣非凡信息***有限公司 一种甚低频发信机及发信方法
WO2023197116A1 (zh) * 2022-04-11 2023-10-19 海能达通信股份有限公司 一种射频功率放大电路及通信设备

Families Citing this family (79)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9582981B2 (en) * 2014-10-08 2017-02-28 Rfmicron, Inc. Radio frequency identification (RFID) moisture tag(s) and sensors with extended sensing via capillaries
US11817637B2 (en) 2006-11-18 2023-11-14 Rfmicron, Inc. Radio frequency identification (RFID) moisture tag(s) and sensors with extended sensing via capillaries
JP5367744B2 (ja) * 2011-02-28 2013-12-11 株式会社東芝 Ａｂ級増幅器
JP5367743B2 (ja) * 2011-02-28 2013-12-11 株式会社東芝 Ｃ級増幅器
JP5450479B2 (ja) * 2011-02-28 2014-03-26 株式会社東芝 Ａｂ級増幅器
CN102761310B (zh) * 2011-04-29 2015-06-10 中兴通讯股份有限公司 一种多合体功率放大器及其实现方法
US9306502B2 (en) 2011-05-09 2016-04-05 Qualcomm Incorporated System providing switchable impedance transformer matching for power amplifiers
JP5679921B2 (ja) * 2011-07-01 2015-03-04 株式会社東芝 アンテナ装置および無線通信装置
WO2013009640A2 (en) 2011-07-08 2013-01-17 Skyworks Solutions, Inc. Signal path termination
US9007142B1 (en) * 2011-08-02 2015-04-14 Anadigics, Inc. Integrated output combiner for amplifier system
US9679869B2 (en) 2011-09-02 2017-06-13 Skyworks Solutions, Inc. Transmission line for high performance radio frequency applications
US9876478B2 (en) 2011-11-04 2018-01-23 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for wide local area network power amplifiers
CN104011998B (zh) 2011-11-04 2016-12-14 天工方案公司 用于功率放大器的装置和方法
KR101899509B1 (ko) 2011-11-11 2018-09-20 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 높은 전력 부가 효율을 갖는 플립칩 선형 전력 증폭기
WO2013094416A1 (ja) * 2011-12-22 2013-06-27 株式会社村田製作所 高周波モジュール及びそれを用いた携帯端末
US8970297B2 (en) 2012-03-19 2015-03-03 Qualcomm Incorporated Reconfigurable input power distribution doherty amplifier with improved efficiency
CN104410373B (zh) 2012-06-14 2016-03-09 西凯渥资讯处理科技公司 包含相关***、装置及方法的功率放大器模块
JP2014072557A (ja) * 2012-09-27 2014-04-21 Sumitomo Electric Ind Ltd 高調波処理回路、及びこれを用いた増幅装置
JP2014082749A (ja) * 2012-09-28 2014-05-08 Fordan Kk 複合電力増幅器を有する複合送信機
US20140122756A1 (en) 2012-10-30 2014-05-01 Anayas360.Com, Llc Address based serial communication interface for control and monitoring of system-on-chip implementations
US20140162568A1 (en) * 2012-12-07 2014-06-12 Anayas360.Com, Llc On-chip calibration and built-in-self-test for soc millimeter-wave integrated digital radio and modem
US9031518B2 (en) 2012-12-17 2015-05-12 Qualcomm Incorporated Concurrent hybrid matching network
US9054653B2 (en) * 2013-01-11 2015-06-09 Rfaxis, Inc. On-die harmonics filtering for radio frequency power amplifiers
FR3002708A1 (fr) * 2013-02-28 2014-08-29 Thales Sa Systeme d'amplification de signaux
US9160289B2 (en) * 2013-05-10 2015-10-13 Raytheon Company Broadband power amplifier having high efficiency
KR101872451B1 (ko) * 2013-05-13 2018-06-29 삼성전자주식회사 복수 개의 무선 주파수 디지털-아날로그 변환기들을 이용하여 다중 모드 및 다중 대역을 지원하는 송신기 및 송신기의 제어 방법
US9154094B2 (en) * 2013-05-21 2015-10-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Efficient power amplification over large operating average power range
CA2820441C (en) * 2013-06-05 2017-01-03 Research In Motion Rf, Inc. Method and apparatus for reducing charge and discharge time of capacitive elements
US9407214B2 (en) * 2013-06-28 2016-08-02 Cree, Inc. MMIC power amplifier
TWM470398U (zh) * 2013-07-19 2014-01-11 Chi Mei Comm Systems Inc 天線裝置
US9209754B2 (en) * 2013-12-03 2015-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Amplifier with adjustable load
EP2882097A1 (en) * 2013-12-09 2015-06-10 Alcatel Lucent Method for optimizing operation of a doherty amplifier and doherty amplifier
JP2015142270A (ja) * 2014-01-29 2015-08-03 株式会社東芝 半導体装置及び送受信回路
US9565642B2 (en) * 2014-04-11 2017-02-07 Cree, Inc. GaN amplifier for WiFi applications
US9912298B2 (en) 2014-05-13 2018-03-06 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods related to linear load modulated power amplifiers
US9472480B2 (en) * 2014-05-28 2016-10-18 Cree, Inc. Over-mold packaging for wide band-gap semiconductor devices
EP2958232A1 (en) * 2014-06-18 2015-12-23 Nxp B.V. Doherty amplifier
US9800207B2 (en) * 2014-08-13 2017-10-24 Skyworks Solutions, Inc. Doherty power amplifier combiner with tunable impedance termination circuit
US10177744B2 (en) * 2014-10-30 2019-01-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Wireless communication unit, integrated circuit and method for antenna tuning
US9425742B2 (en) * 2014-12-10 2016-08-23 Intel Corporation Method and apparatus for correcting inconvenient power amplifier load characteristics in an envelope tracking based system
KR20160098742A (ko) * 2015-02-11 2016-08-19 한국전자통신연구원 위상지연 특성을 보상하는 전력증폭기 및 이를 이용하는 전력 합성장치
US10686423B2 (en) * 2015-03-30 2020-06-16 Hitachi Metals, Ltd. Phase-shifting circuit and antenna device
JP6336504B2 (ja) 2015-03-31 2018-06-06 スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. 多重帯域電力増幅器
JP6606877B2 (ja) * 2015-06-09 2019-11-20 富士通株式会社 無線通信装置
US9667216B2 (en) * 2015-08-12 2017-05-30 Shure Acquisition Holdings, Inc. Wideband tunable combiner system
KR101664737B1 (ko) * 2015-08-26 2016-10-12 고려대학교 산학협력단 증폭기 회로
US10382004B2 (en) * 2015-10-21 2019-08-13 Mediatek Inc. Matching network circuit, and associated apparatus with shared matching network circuit
US9774301B1 (en) * 2016-05-17 2017-09-26 Nxp Usa, Inc. Multiple-path RF amplifiers with angularly offset signal path directions, and methods of manufacture thereof
US9899976B2 (en) * 2016-06-17 2018-02-20 Infineon Technologies Americas Corp. Compact chireix combiner and impedance matching circuit
FR3058602B1 (fr) * 2016-11-08 2021-02-12 Centre Nat Rech Scient Circuit d'adaptation d'impedance entre un generateur et une charge a des frequences multiples, ensemble comportant un tel circuit et utlisation liee.
US10432164B2 (en) 2016-12-08 2019-10-01 Electronics And Telecommunications Research Institute Impedance matching circuit of communication apparatus
US20180183388A1 (en) * 2016-12-23 2018-06-28 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. N-way star configuration power amplifier with peaking amplifier impedance inverters
US11233483B2 (en) 2017-02-02 2022-01-25 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. 90-degree lumped and distributed Doherty impedance inverter
CN108736842A (zh) * 2017-04-13 2018-11-02 天津大学（青岛）海洋工程研究院有限公司 一种基于改进型宽带低通阻抗转换网络的高效功率放大器
EP3616320B1 (en) 2017-04-24 2023-11-08 MACOM Technology Solutions Holdings, Inc. Inverted doherty power amplifier with large rf and instantaneous bandwidths
EP3616318B1 (en) 2017-04-24 2023-11-22 MACOM Technology Solutions Holdings, Inc. Inverted doherty power amplifier with large rf fractional and instantaneous bandwidths
WO2018197918A1 (en) 2017-04-24 2018-11-01 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Improved efficiency, symmetrical doherty power amplifier
US10418994B1 (en) * 2017-07-12 2019-09-17 Xilinx, Inc. Circuit for and method of extending the bandwidth of a termination block
FR3070100A1 (fr) 2017-08-14 2019-02-15 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Architecture d'amplificateur de puissance sans modulation, a large bande et a haut rendement
JP2019057809A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 株式会社東芝 増幅器及び送信機
US11283410B2 (en) 2017-10-02 2022-03-22 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. No-load-modulation, high-efficiency power amplifier
EP3480945A1 (en) * 2017-11-06 2019-05-08 NXP USA, Inc. Multiple-stage power amplifiers implemented with multiple semiconductor technologies
US10389311B1 (en) * 2018-01-31 2019-08-20 Qorvo Us, Inc. Load modulation amplifier
KR102397541B1 (ko) * 2018-03-15 2022-05-13 한국전자통신연구원 신호 전달용 전송 선로를 이용한 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법
US11018628B2 (en) * 2018-03-31 2021-05-25 Skyworks Solutions, Inc. Antenna impedance prediction via power amplifier parameter
US10951183B2 (en) * 2018-09-13 2021-03-16 Qorvo Us, Inc. PA output memory neutralization using baseband I/O capacitance current compensation
US11705869B2 (en) 2018-10-05 2023-07-18 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Low-load-modulation power amplifier
US10742174B2 (en) * 2018-12-21 2020-08-11 Nxp Usa, Inc. Broadband power transistor devices and amplifiers with input-side harmonic termination circuits and methods of manufacture
WO2020170429A1 (ja) * 2019-02-22 2020-08-27 三菱電機株式会社 高周波電力増幅器
CN113632372A (zh) * 2019-04-01 2021-11-09 新唐科技日本株式会社 高频放大器
US11469725B2 (en) 2019-06-07 2022-10-11 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for power amplifier output matching
CN112202508B (zh) * 2019-07-08 2022-09-27 中兴通讯股份有限公司 一种无线信号性能调整装置及方法和无线通信终端
IT201900011967A1 (it) * 2019-07-17 2021-01-17 Gatesair S R L Metodo per realizzare un amplificatore a banda larga di tipo doherty di ridotta larghezza in pianta e relativo amplificatore
US11070173B2 (en) * 2019-08-08 2021-07-20 Honeywell International Inc. Wide band Doherty power amplifier
CN110518887B (zh) * 2019-08-23 2023-05-30 杭州电子科技大学温州研究院有限公司 一种宽带高效率j类功率放大器的设计方法
WO2021137951A1 (en) 2019-12-30 2021-07-08 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Low-load-modulation broadband amplifier
KR20210090429A (ko) * 2020-01-10 2021-07-20 삼성전자주식회사 광대역 rf 신호를 처리하는 증폭기 회로를 포함하는 전자 장치
US11967935B2 (en) * 2021-04-26 2024-04-23 Psemi Corporation Configurable phase tuned multi-gain LNA architecture
WO2023153964A1 (en) * 2022-02-11 2023-08-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A configurable doherty power amplifier arrangement

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1762097A (zh) * 2003-03-14 2006-04-19 株式会社Ntt都科摩 匹配电路
US20080026709A1 (en) * 2006-07-28 2008-01-31 Lianjun Liu Re-configurable impedance matching and harmonic filter system

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0746064A (ja) * 1993-07-29 1995-02-14 Nec Corp 負荷整合回路可変型高効率マイクロ波増幅器
US5673001A (en) 1995-06-07 1997-09-30 Motorola, Inc. Method and apparatus for amplifying a signal
US5880635A (en) 1997-04-16 1999-03-09 Sony Corporation Apparatus for optimizing the performance of a power amplifier
US6349216B1 (en) 1999-07-22 2002-02-19 Motorola, Inc. Load envelope following amplifier system
US6556814B1 (en) 1999-07-22 2003-04-29 Motorola, Inc. Memory-based amplifier load adjust system
US6782244B2 (en) * 2001-03-16 2004-08-24 Rf Micro Devices, Inc. Segmented power amplifier and method of control
JP2003124754A (ja) 2001-10-18 2003-04-25 Hitachi Ltd 高周波増幅器
US6737922B2 (en) 2002-01-28 2004-05-18 Cree Microwave, Inc. N-way RF power amplifier circuit with increased back-off capability and power added efficiency using unequal input power division
US6791417B2 (en) 2002-01-28 2004-09-14 Cree Microwave, Inc. N-way RF power amplifier circuit with increased back-off capability and power added efficiency using selected phase lengths and output impedances
US6700444B2 (en) 2002-01-28 2004-03-02 Cree Microwave, Inc. N-way RF power amplifier with increased backoff power and power added efficiency
JP2003273662A (ja) * 2002-03-19 2003-09-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 増幅回路および歪み抑制方法
KR20040104177A (ko) * 2003-06-03 2004-12-10 삼성전기주식회사 시분할방식 전력증폭모듈
US7193473B2 (en) 2005-03-24 2007-03-20 Cree, Inc. High power Doherty amplifier using multi-stage modules
US8095085B2 (en) * 2007-06-08 2012-01-10 Arizona Board Of Regents For And On Behalf Of Arizona State University Automatic antenna tuning unit for software-defined and cognitive radio
JP5059647B2 (ja) * 2008-02-12 2012-10-24 株式会社日立国際電気 高周波電力増幅器
US8170505B2 (en) * 2008-07-30 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Driver amplifier having a programmable output impedance adjustment circuit
US7764120B2 (en) 2008-08-19 2010-07-27 Cree, Inc. Integrated circuit with parallel sets of transistor amplifiers having different turn on power levels
KR100905948B1 (ko) * 2008-08-28 2009-07-06 (주)카이로넷 도허티 증폭기 및 이를 포함하는 신호 증폭 시스템, 신호 증폭 방법
US8140027B2 (en) * 2008-10-16 2012-03-20 Texas Instruments Incorporated Automatic frequency tuning system and method for an FM-band transmit power amplifier
WO2010070390A1 (en) * 2008-12-16 2010-06-24 Freescale Semiconductor, Inc. High power semiconductor device for wireless applictions and method of forming a high power semiconductor device
US8150343B2 (en) * 2009-09-21 2012-04-03 Broadcom Corporation Dynamic stability, gain, efficiency and impedance control in a linear/non-linear CMOS power amplifier

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1762097A (zh) * 2003-03-14 2006-04-19 株式会社Ntt都科摩 匹配电路
US20080026709A1 (en) * 2006-07-28 2008-01-31 Lianjun Liu Re-configurable impedance matching and harmonic filter system

Cited By (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11942898B2 (en) 2014-12-19 2024-03-26 Massachusetts Institute Of Technology Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications
CN107112972A (zh) * 2014-12-19 2017-08-29 麻省理工学院 具有相位切换元件的可调谐匹配网络
CN107112972B (zh) * 2014-12-19 2023-02-14 麻省理工学院 具有相位切换元件的可调谐匹配网络
US11316477B2 (en) 2014-12-19 2022-04-26 Massachusetts Institute Of Technology Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications
US10790784B2 (en) 2014-12-19 2020-09-29 Massachusetts Institute Of Technology Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications
CN104617893B (zh) * 2014-12-31 2017-10-24 深圳市华信天线技术有限公司 多频带射频功率放大器
CN104617893A (zh) * 2014-12-31 2015-05-13 深圳市华信天线技术有限公司 多频带射频功率放大器
CN112367285B (zh) * 2015-12-15 2024-06-11 华为技术有限公司 具有可调谐匹配网络的极化发射器
CN112367285A (zh) * 2015-12-15 2021-02-12 华为技术有限公司 具有可调谐匹配网络的极化发射器
CN106100652A (zh) * 2016-05-31 2016-11-09 广东欧珀移动通信有限公司 杂散抑制装置及方法
CN106100652B (zh) * 2016-05-31 2018-11-27 广东欧珀移动通信有限公司 杂散抑制装置及方法
CN106067830A (zh) * 2016-06-03 2016-11-02 广东欧珀移动通信有限公司 一种射频信号发送装置及移动终端
CN106067830B (zh) * 2016-06-03 2019-04-16 Oppo广东移动通信有限公司 一种射频信号发送装置及移动终端
CN108259008A (zh) * 2016-12-29 2018-07-06 恩智浦美国有限公司 具有无源相位补偿电路的多尔蒂放大器
WO2019015667A1 (zh) * 2017-07-21 2019-01-24 华为技术有限公司 功率放大器
CN111406366A (zh) * 2017-09-20 2020-07-10 克里公司 宽带谐波匹配网络
CN111406366B (zh) * 2017-09-20 2024-05-10 沃孚半导体公司 宽带谐波匹配网络
CN111404500B (zh) * 2019-01-03 2023-10-20 三星电子株式会社 电子装置
CN111404500A (zh) * 2019-01-03 2020-07-10 三星电子株式会社 电子装置
CN111525941A (zh) * 2020-04-28 2020-08-11 维沃移动通信有限公司 一种信号处理电路、方法和电子设备
CN112701807A (zh) * 2020-12-23 2021-04-23 华南理工大学 一种实现宽输入功率范围的高效率多音信号整流器
CN115549702A (zh) * 2021-06-29 2022-12-30 中电长城圣非凡信息***有限公司 一种甚低频发信机及发信方法
WO2023197116A1 (zh) * 2022-04-11 2023-10-19 海能达通信股份有限公司 一种射频功率放大电路及通信设备

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Publication number Publication date
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