CN103120016A - 下行链路mimo的低等待时间信道估计 - Google Patents

Abstract

当多于两层在一个CDM编组中复用时，必须跨一个子帧中的两个集群来使用长度4的OCC。这意味着，无法利用按照常规方案的逐个时隙的信道估计，并且多普勒影响无法克服。通过引入在无关地处理子帧中的两个时隙中使用的虚拟变量和虚拟信道样本，并且基于虚拟变量应用频域滤波器，然后基于虚拟信道样本执行后处理，逐个时隙的处理有可能降低等待时间以及克服多普勒影响。长度4的OCC的码解扩不再在时域中处理，而是在具有两个相邻CDM小组的频域中处理。因此，频域滤波能够更早开始，由此减小长度大于2的OCC的检测等待时间和处理时间。它还能够用于长度2的OCC。

Description

下行链路MIMO的低等待时间信道估计

技术领域

一般来说，本发明涉及用于其中能够应用高阶MIMO以支持多层传输的下行链路多输入多输出(MIMO)的低等待时间信道估计方法、设备和***。

背景技术

第三代合作伙伴计划(3GPP)负责通用移动电信服务(UMTS)***和长期演进(LTE)的标准化。LTE是一种用于实现能够在下行链路和上行链路方向均达到高数据速率的高速基于分组通信的技术，并且被认为是UMTS***的下一代移动通信***。对LTE进行的3GPP工作又称作演进通用陆地接入网(E-UTRAN)。又称作3GPP版本8或Rel-8的LTE的第一版本能够提供300 Mbps的峰值速率、5 ms或更少的无线电网络延迟、谱效率的显著增加以及设计成简化网络操作和降低成本的网络体系结构。为了支持这类高数据速率，LTE允许高达20 MHz的***带宽。LTE还能够工作在不同的频带，并且能够至少工作在频分双工(FDD)和时分双工(TDD)。LTE中使用的调制技术或传输方案称作正交频分复用(OFDM)。

对于诸如高级国际移动电信(IMT)和/或作为LTE的演进的高级LTE高级（LTE-advanced）之类的下一代移动通信***，正讨论对高达100 MHz的带宽的支持。高级LTE能够被看作LTE标准的将来版本，并且由于它是LTE的演进，所以后向兼容性是重要的，使得高级LTE能够部署在LTE已经占用的谱中。在又称作eNB或eNodeB的LTE和高级LTE无线电基站中，具有预编码/波束成形技术的多个天线能够用于向用户设备(UE)提供高数据速率。因此，LTE和高级LTE(LTE-A)是多输入多输出(MIMO)无线电***的示例。基于MIMO的***的另一个示例是全球微波接入互操作性(WiMAX)***。

在又称作3GPP版本10或Rel-10的LTE-A中，为了便于信道解调而引入又称作解调参考信号(DM-RS)的总共8个UE特定参考信号。参考信号是在OFDM时频网格的预定位置***的已知信号。这个已知信号的存在允许UE估计下行链路信道，使得它可执行相干信道解调。因此，各下行链路天线端口传送一个DM-RS，该DM-RS是那个天线端口特定的以及是传输所指向的UE特定的。至今，规定了支持高达秩8的具有普通循环前缀(CP)的DM-RS模式。循环前缀是对每个OFDM符号前面附加的保护间隔，以便降低符号间干扰。

DM-RS信号在时间和频率上按照预定义模式来传送，使得UE知道找到信号的位置。图1示出支持高达秩8的具有普通循环前缀(CP)的DM-RS模式。表达“秩”或传输秩表示可通过无线信道可靠传送的独立数据流或空间层的数量。在本上下文中，秩可被理解为所支持的发射天线端口的最大数量。

LTE下行链路物理资源结构的概述将是有帮助的。在诸如LTE之类的OFDM***中，可用物理资源分为时间和频率网格。时间分为子帧，各包括多个OFDM符号。在LTE和高级LTE中，子帧的长度为1 ms，分为各0.5 ms的两个时隙。对于普通循环前缀(CP)长度，每个子帧的OFDM符号的数量为14，这表示将时间量化为子帧期间的14个符号。对于扩展循环前缀长度，每个子帧存在12个OFDM符号。频率对应于OFDM符号中的子载波，并且子载波的数量根据所使用的***带宽而改变。时频网格中的每个框表示一个符号期的单个子载波，并且称作资源单元(RE)。资源单元的最小可调度单位称作物理资源块(PRB)或者简单地称作资源块(RB)。在LTE和LTE-A中，PRB跨越12个子载波和0.5 ms，即7或6个OFDM符号，这取决于循环前缀长度。在时域中成对地分配PRB。因此，1 ms的LTE子帧包括两个PRB。

还存在由三个字段所组成的特殊类型的LTE子帧：下行链路导频时隙(DwPTS)、保护期(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)。这个特殊子帧用于TDD模式中的下行链路-上行链路切换。GP字段的持续时间根据UE在接收与发送之间进行切换所花费的时间并且还根据从基站到UE的信号传播时间而改变。DwPTS字段携带同步和用户数据以及用于传送调度和控制信息的下行链路控制信道。由于总子帧持续时间固定在1 ms，所以DwPTS和UpPTS字段的持续时间基于GP字段的持续时间来调整。

图1示出普通LTE子帧的时频网格。网格中的每行表示子载波，以及每列表示OFDM符号。网格覆盖两个LTE时隙，如上所述。图1的DM-RS模式支持总共8个DM-RS天线端口。该模式呈现每层12个RE的DM-RS开销；即，各天线端口将使用12个RE来传送DM-RS信号。8个DM-RS天线端口通过码分复用(CDM)和频分复用(FDM)的组合来分离。应当注意，使用术语“天线端口”而不是“天线”以强调所指的不一定对应于单个物理天线。

为DM-RS保留高达两个CDM编组，其中各CDM编组由每个PRB对12个RE组成。CDM编组是用于使用码分复用来复用来自多个天线端口的参考信号的RE编组。图1中，标以“1”的正方形形成一个CDM编组，以及标以“2”的正方形形成另一个CDM编组。每个CDM编组支持最多四层，即最多四个天线端口。两个CDM编组通过FDM来复用；换言之，属于第一和第二CDM编组的RE在不同子载波上传送。

可看到，存在两个CDM集群，各时隙中一个CDM集群。此外，每个CDM编组包括三个CDM小组。每个CDM小组在时域包括4个RE，以及在每个CDM小组中，可复用高达四个DM-RS天线端口。每个小组中的RE在频域共享相同子载波。例如，在图1的时频网格的顶行中标以“1”的四个正方形形成CDM编组1的一个CDM小组。相同行上的小组的RE指示它们由相同子载波携带。还看到，不同CDM小组在图的不同行上，指示不同CDM小组的RE在不同子载波上携带。

CDM小组中的参考信号的复用通过跨时域应用正交覆盖码(OCC)来实现。OCC是码集合，其中集合中的全部码具有零互相关。因此，采用来自该集合的两个不同码所编码的两个信号将不会相互干扰。OCC的一个示例是沃尔什码（Walsh code）。沃尔什码使用长度N的沃尔什矩阵来定义，即，具有N列。沃尔什矩阵中的每行是一个长度N的沃尔什码。虽然沃尔什码将在本公开中用于例示本发明，但是应当理解，可使用任何OCC。

各天线端口通过将OCC应用于信号，在CDM小组中传送一个参考信号。如果四个天线端口在CDM小组中复用，则四个天线端口的每个天线端口应用与CDM小组对应的OCC的码。作为一种说明方式，以下是所提供的示例。CDM小组的长度4的OCC可以可视化为4×4矩阵，其中矩阵的每行表示由对应天线端口所应用的OCC的码。这允许在接收器侧来分离和解码参考信号。注意，对于每个CDM编组，使用不同的4×4矩阵。

在UE侧，每端口信道估计通过将适当OCC用于每个CDM小组来执行。也就是说，每个DM-RS信号使用用于对信号进行编码的对应OCC来解码。不同长度的OCC根据在一个CDM编组中复用多少层来应用于信道估计。现在将参照图2和图3来描述分别具有两层和四层的两种示范情况。

在CDM编组中复用两层时，长度2的OCC能够分别在第一和第二时隙中用于CDM集群，如图2所示。这意味着，移动性所引入的多普勒影响能够通过对两个CDM集群进行加权来完全捕获。当UE的移动性较高时，时域信道可能在时间上快速改变。这意味着，信道可能在子帧中的第一与第二时隙之间改变。由于应用长度2的OCC意味着在每个时隙中处理码扩展，所以两个时隙之间的多普勒影响能够通过采用反映实际信道条件的适当系数对两个时隙进行加权来完全补偿。

当多于两层在一个CDM编组中复用时，必须跨一个子帧中的两个CDM集群来使用长度4的OCC，如图3所示。长度4的OCC通常用于高秩情况。在UE侧，用于执行基于DM-RS的信道估计的一种常用策略是每个PRB应用2×1D滤波器方法，即，首先频域滤波器，然后时域滤波器。图4中示出基本原理。频域滤波和时域滤波基于延迟扩展、多普勒和接收信号的相应输入来执行。一般来说，发现应用频域滤波器是非常处理密集的，并且因而要求比时域滤波器更长的处理时间。因此，在显著程度上，频域滤波器所要求的时间成为加速对信道估计和进一步检测的处理的瓶颈，并且这可影响整体检测等待时间。

在执行具有长度2的OCC的信道估计时，如图2所示，能够利用逐个时隙的信道估计。换言之，基于第一时隙中接收的信号的信道估计能够在整个子帧的接收之前执行。其原因在于，参考信号在处于相同时隙的两个连续RE中传送，并且对参考信号进行解码所要求的所有信息在那个单一时隙中是可用的。这允许第一时隙中由频域滤波器所要求的处理在接收第二时隙中的参考信号之前开始。这能够引起低等待时间信道估计器。

但是，在Rel-10中，长度4的OCC用于支持每个CDM编组中高达四层的复用，如上所述。在如图3所示执行具有长度4的OCC的信道估计时，码解扩无法执行，直至接收整个子帧。这是因为参考信号跨四个RE扩展，其中四个RE分布于两个时隙。因此，在常规方案中，信道估计无法执行，直至接收两个时隙中的信号。换言之，第一时隙信号的处理无法开始，直到紧接接收到信号。因此，将特别是由频域滤波器要求附加时间。因此，低等待时间信道估计器不适合于常规方案的长度4的OCC。另外，在长度4的OCC的情况下，多普勒影响无法完全补偿，因为需要在两个时隙中考虑码解扩。

发明内容

本发明解决包括上述问题在内的常规信道估计的许多问题。所公开主题的一个非限制性方面针对一种用于对于在码分复用CDM编组中接收的参考信号进行解码的方法，其中CDM编组包括至少两个CDM小组。每个CDM小组在不同子载波上接收，并且每个CDM小组包括第一时隙和后续第二时隙中的资源单元。在该方法中，在用户设备接收第一时隙中的至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第一集合。用户设备可通过将可应用于第一时隙中的正交覆盖码应用于至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第一集合来确定第一时隙的虚拟变量，其又可称作临时或中间变量。用户设备然后可通过或者基于将预定加权矩阵应用于第一时隙的虚拟变量来确定第一时隙的虚拟信道样本，其又可称作临时或中间信道样本。该方法还包括在用户设备接收第二时隙中的至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第二集合，通过将可应用于第二时隙中的正交覆盖码应用于至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第二集合来确定第二时隙的虚拟或者临时或中间变量，以及通过或者基于将预定加权矩阵应用于第二时隙的虚拟变量来确定第二时隙的虚拟或者临时或中间信道样本。用户设备然后可基于第一和第二时隙两者的虚拟变量来确定至少两个CDM小组的信道估计。

所公开主题的另一个非限制性方面针对一种适合对于在码分复用CDM编组中接收的参考信号进行解码的用户设备，其中CDM编组包括至少两个CDM小组。每个CDM小组在不同子载波上接收，并且每个CDM小组包括第一时隙和后续第二时隙中的资源单元。用户设备可包括通信单元、信号处理单元、频域滤波器单元和时域滤波器单元。通信单元可设置成接收第一时隙中的至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第一集合，并且设置成接收第二时隙中的至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第二集合。信号处理单元可设置成通过将可应用于第一时隙中的正交覆盖码应用于至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第一集合来确定第一时隙的虚拟变量，并且设置成通过将可应用于第二时隙中的正交覆盖码应用于至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第二集合来确定第二时隙的虚拟变量。频域滤波器单元可设置成通过将预定加权矩阵应用于第一时隙的虚拟变量来确定第一时隙的虚拟信道样本，并且设置成通过将预定加权矩阵应用于第二时隙的虚拟变量来确定第二时隙的虚拟信道样本。时域滤波器单元可设置成基于第一和第二时隙两者的虚拟信道样本来确定至少两个CDM小组的信道估计。

附图说明

通过以下结合附图对优选实施例的更具体描述，本发明的上述及其它目的、特征和优点将会显而易见，附图中，参考标号表示各个视图中的相同部分。附图不一定按照比例。

图1示出OFDM物理资源结构的子帧中具有普通循环前缀的解调参考信号模式；

图2和图3示出常规信道估计的长度2和长度4的正交覆盖码的应用；

图4示出2×1D滤波器信道解调算法的原理；

图5示出按照本发明的一个非限制性方面的低等待时间信道估计方法的示例；

图6示出按照本发明的一个非限制性方面的低等待时间信道估计方法的另一个示例；

图7示出其中可实施低等待时间信道估计方法的无线通信***的一个非限制性实施例；以及

图8示出能够执行信道估计的UE的一个非限制性实施例。

具体实施方式

为了便于说明而不是进行限制，提出诸如特定体系结构、接口、技术等的具体细节。然而，本领域的技术人员将会清楚地知道，也可在不同于这些具体细节的其它实施例中实施本文所述技术。也就是说，虽然本文中没有进行明确地描述或示出，但是本领域的技术人员将能够设计各种布置，这些布置体现了所述技术的原理。

在一些情况下，省略对众所周知的装置、电路和方法的详细描述，以免不必要的细节影响对本描述的理解。本文中描述原理、方面、实施例和示例的所有陈述预计包含结构和功能等效两者。另外，预计这类等效方案包括当前已知的等效以及将来开发的等效，即所开发的执行相同功能的任何单元，而与结构无关。

因此，例如，将会理解，本文中的框图能够表示实施本技术的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将会理解，任何流程图、状态转移图、伪代码等表示基本上可通过计算机可读介质来表示并且由计算机或处理器来运行的各种过程，无论是否明确示出这种计算机或处理器。

包括标记或描述为“处理器”或“控制器”的功能块的各种单元的功能可通过专用硬件以及能够运行关联软件的硬件来提供。在由处理器提供时，功能可由单个专用处理器、由单个共享处理器或者由其中一些可以是共享或者分布式的多个单独处理器来提供。此外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应当被理解为专指能够运行软件的硬件，而是非限制性地可包括数字信号处理器(缩写为“DSP”)硬件、用于存储软件的只读存储器(缩写为“ROM”)、随机存取存储器(缩写为RAM)和非易失性存储装置。

所公开主题在示范实施例中主要使用3GPP LTE来描述。但是，应当注意，所述主题的原理可广泛应用于其它基于MIMO的通信***，例如WiMAX、WCDMA或者利用基于CDM的参考信号结构的任何其它基于MIMO的***。

提供所传送符号的相干解调所需的准确信道估计和支持低等待时间会是相冲突的目标。按常规，在UE侧，基于DM-RS的信道估计中的一种常用策略是每个PRB应用2×1D滤波方法，即，首先应用频域滤波器，然后应用时域滤波器，如上所述以及如图4所示。

又如上所述并且再参照图2，在执行具有长度2的OCC的信道估计时，逐个时隙的信道估计能够用于降低等待时间。在逐个时隙的信道估计中，第一时隙中的信道估计能够在整个子帧的接收之前执行。由频域滤波器用于对第一时隙中接收的信号进行滤波的处理能够更早地完成，因为它能够当接收第二时隙中传送的信号的同时被处理。这能够引起低等待时间信道估计器。

但是，当涉及到如图3所示具有长度4的OCC的信道估计时，无法执行这种逐个时隙的低等待时间信道估计。差别在于，长度4的码解扩需要等待到接收整个子帧。因此，在常规方案中，第一和第二时隙均必须在执行信道估计之前被接收。

详细描述如应用于高级LTE的一个CDM编组中的四层的示例的常规方案。又参照图1，可看到，每个CDM编组每PRB包括三个CDM小组。如图3所示，当OCC的长度为4时，OCC跨越子帧的第一和第二时隙。在这种情况下，对于第n个CDM小组，其中n分别等于1、2和3，***模型能够写作：

在矩阵等式(1)中，s_n,i是第i层的所传送参考信号，即，第i天线端口的信号。每个s_n,i能够是正交相移键控(QPSK)符号。为了简洁起见，每个s_n,i在本上下文中假定为1。每个W_n,i表示在UE侧估计的第i层的信道衰减系数。此外，每个Y_n,j是在UE侧的第n个CDM小组中的第j个RE的接收信号。在这里，长度4的沃尔什码用于复用四层。

如所述，当OCC的长度跨越多个时隙时，常规方案仅当接收所有时隙时才开始信道估计。例如，在长度4的OCC情况下，信道估计过程仅当接收第一和第二时隙两者中的信号时才开始，并且长度4的OCC的码解扩对于第n个CDM小组按下式来处理：

在等式(2)中，每个

表示W_n,i的对应信道系数的估计。可看到，为了确定每个

，必须接收全部信号Y_n,j，j=1, 2, 3, 4。因此，无法执行信道估计处理，直到还接收第二时隙。

在接收全部Y_n,j信号之后，频率信道样本则能够使用加权矩阵G采用频域滤波器来得到，如下所示：

在等式(3)中，G为N×3矩阵，其中N通常为8与15之间的某个数。G是频域中具有加权系数的矩阵，其由延迟扩展输入来确定。例如，G在按PRB处理的情况下可以是12×3加权矩阵。每个

_i是频域中的第i层的信道估计。

通过常规方案，等待时间可能更长，因为信道估计无法对于跨越多个时隙的OCC码基于逐个时隙来执行。因此，不可避免的是，将特别是由频域滤波器花费额外时间。因此，在常规解决方案中，低等待时间信道估计器不适合长度4的OCC情况，因为无法保持逐个时隙的信道估计。

另外，在长度4的OCC的情况下，常规方案中没有反映多普勒影响，因为长度4的码解扩需要跨两个CDM集群来来。在常规方法中，跨时域的码扩展假定时域中的平坦信道。但是，高移动性所引入的多普勒影响意味着关于时域中的平坦信道的假设将不会成立。这意味着时域中的码正交性将不会成立。此外，在信道估计中无法反映或补偿多普勒影响。

所公开主题的一个或多个方面解决常规信道估计技术的这些及其它缺点。按照本发明的一个或多个实施例，码解扩可在每个时隙中执行，然后两个时隙之间的加权能够反映或补偿时域中的变化信道。在一个方面，提供设备、***和/或方法，其中能够对于采用跨越多个时隙的OCC来编码的接收信号执行逐个时隙的信道估计。另外，能够有效地克服多普勒影响。所公开的设备、***和/或方法还能够应用于采用没有跨越多个时隙的OCC来编码的接收信号。

在一个非限制性方面，通过采用跨越多个时隙的OCC来编码的接收信号的逐个时隙的处理，来提出低等待时间信道估计器。回到图1所示高级LTE DM-RS模式中的第一和第二时隙上所接收的长度4的OCC，逐个时隙的处理能够使用图5所示的方法500来实现。在这个附图中，假定UE接收从基站所传送的不同时隙的参考信号。

在步骤510，时隙的虚拟变量在接收该时隙的信号之后确定。在两个时隙中接收的信号Y_n,j能够如下面所述独立处理。通过对于i=1和2设置

以及对于i=3和4设置

，然后应用等式(2)，得到下列等式：

第1时隙           

第2时隙           

在等式(4a)和(4b)，每个是第n个CDM小组的第i层的‘虚拟’变量。每个虚拟变量可被看作是使用CDM小组的OCC的一部分的部分码解扩。可记得，每个Y_n,j是第n个CDM小组的第j个RE的接收信号。可看到，等式(4a)中的虚拟变量

和

能够只基于第一时隙期间接收的信号Y_n,1和Y_n,2来确定。例如，对于第一CDM小组，即n=1，第一时隙虚拟变量

和

可紧接接收信号Y_1,1和Y_1,2之后确定，而无需等待第二时隙中的信号Y_1,3和Y_1,4。类似地，第二和第三CDM小组的虚拟变量

、

、

和可全部紧接接收信号Y_2,1、Y_2,2、Y_3,1和Y_3,2之后确定。

等式(4b)中的虚拟变量

和

能够只基于第二时隙期间接收的信号Y_n,3和Y_n,4来确定。在这个具体示例中，第二时隙的第一、第二和第三小组的虚拟变量

、、

、

、

和

全部可紧接接收信号Y_1,3、Y_1,4、Y_2,3、Y_2,4、Y_3,3和Y_3,4之后确定。

在第二步骤520，频域滤波能够基于时隙的虚拟变量来执行，以确定时隙的虚拟信道样本，如下所示。

第1时隙          

第2时隙          

在这里，每个

表示第i层的‘虚拟’信道样本。虚拟信道样本可被看作是使用CDM小组的OCC所确定以实现频域滤波的中间或临时变量。由于第一时隙的虚拟变量

和

能够对于每个CDM小组与第二时隙的虚拟变量

和

无关地确定，所以虚拟信道样本

和能够与虚拟信道样本

和

无关地确定。可使用与常规方案中相同的12×3加权矩阵G。可看到，与常规方法的估计信道系数

不同，虚拟信道样本

能够基于逐个时隙来确定。

在第三步骤530，时域滤波或者其它这种后处理基于虚拟信道样本

来执行，以便得出每个第i层的信道估计

。

第1时隙          

第2时隙          

有关通过等式(6)所得出的信道估计

，能够表明，它们与通过上述常规方案所得出的那些信道估计是相同的。这能够通过对于i=1和2将以及对于i=3和4将代入等式(5a)和(5b)以按照

表达

并且然后将

的所得表达代入等式(6)所看到。

一旦确定虚拟信道样本

，确定信道估计

是简单算术运算，并且明显不那么处理密集。因此，在一个非限制性实施例中，基于逐个时隙来执行频域滤波，即，逐个时隙来确定虚拟信道样本。确定信道估计，例如，在接收与OCC的长度对应的全部Y_n,j之后应用时域滤波器。

在另一个实施例中，信道估计

也可逐个时隙来确定。例如，信道估计

和

可基于当前传输时间间隔(TTI)中计算的虚拟信道样本

和

以及基于前一个TTI中计算的

和

来确定。信道估计

和

会基于全部在当前TTI中计算的虚拟信道样本

、

、

和

来确定。

图5所示的方法可被看作是由UE所执行以用于对于在CDM编组中接收的参考信号进行解码的方法的一般形式，其中CDM编组包括至少两个CDM小组。CDM小组是共享相同子载波的RE编组。因此，每个CDM小组在对应子载波上接收，并且不同CDM小组在不同子载波上接收。每个CDM小组的参考信号可在第一时隙的资源单元上以及在后续第二时隙的资源单元上携带。

该方法的一个具体非限制性实现在图6中示为方法600。在步骤610，UE能够接收第一时隙中的每个CDM小组的资源单元的第一集合Y_n,j（例如Y_n,1和Y_n,2）上的参考信号。在步骤620，UE能够通过将可应用于第一时隙的OCC的码应用于每个CDM小组的对应资源单元第一集合Y_n,j，确定第一时隙的层i、i+1的虚拟变量，例如等式(4a)中的

和

。然后在步骤630，UE能够通过将频域滤波器应用于第一时隙的虚拟变量，确定第一时隙的层i、i+1的虚拟信道样本

，例如等式(5a)中的

和

。虚拟信道样本

，其中G是预定加权矩阵，以及是

是每个CDM小组n的虚拟变量的向量。

类似地，UE能够在步骤640中接收第二时隙的每个CDM小组的资源单元的第二集合（例如Y_n,3和Y_n,4）上的信号，在步骤650中通过将可应用于第二时隙的OCC的码应用于每个CDM小组的资源单元的对应第二集合来确定虚拟变量，例如等式(4b)中的

和

，以及在步骤660中确定第二时隙的虚拟信道样本，例如等式(5b)中的

和

。虽然在大多数情况下，在步骤630和660中可使用相同的预定加权矩阵G，但是考虑在这些步骤中可使用不同的矩阵。

必须重申，第一时隙的虚拟变量能够与第二时隙的虚拟变量无关地确定。因此，在一个优选实施例中，第一时隙的虚拟变量在接收第一时隙中传送的信号之后确定，而与是否接收和/或处理第二时隙中传送的信号无关。第二时隙的虚拟变量在接收第二时隙中传送的信号之后确定。这意味着，第一时隙的虚拟变量可在第二时隙期间或者在接收第二时隙中传送的信号的同时确定，如执行步骤620和640的并行路径所示。

第一时隙的虚拟信道样本也能够与第二时隙的虚拟信道样本无关地确定。因此，在另一个优选实施例中，第一时隙的虚拟信道样本在确定第一时隙的虚拟变量之后确定，而与是否接收和/或处理第二时隙中传送的信号无关。第二时隙的虚拟信道样本在确定第二时隙的虚拟变量之后确定。这意味着，第一时隙的虚拟信道样本可在第二时隙期间或者在接收第二时隙中传送的信号的同时确定，如步骤的并行路径所示。

一旦第一和第二时隙的虚拟信道样本均被确定，即，当步骤630和660已经完成时，UE能够在步骤670中确定信道估计，例如等式(6)中的

、

、

和

。因为第一时隙中传送的信号的频域滤波能够在接收第二时隙中传送的信号的同时开始，所以所提出的示例方法将允许缩短信道估计等待时间。可看到，图6中以及还有图5中的步骤能够重复进行，使得能够执行持续信道估计。这样，实现对变化条件和环境的动态适应。

通过等式(6)中的少许变化，还能够通过两个CDM集群之间（即第一和第二时隙之间）的加权来反映多普勒影响，如下所示：

第1时隙          

第2时隙          

等式(7)中，c₁和c₂是通过多普勒扩展所确定的加权系数。计算系数以反映实际信道条件。在一个实施例中，能够对加权系数施加一个或多个限制。一个限制条件能够是加权系数和应当为常数，例如，c₁+c₂=C。注意，等式(6)能够被看作是等式(7)的特殊情况，其中c₁=c₂=1。因此，特定条件可以是c₁+c₂=2，其能够应用于具有长度4的OCC的高级LTE情况。能够施加的另一个限制条件是将比率设置为与包含来自感兴趣小区并且在给定传输时间间隔(TTI)或子帧中具有相同强度或已知强度的已知信号的任何RE的第二时隙对第一时隙的幅度比率成比例。这个条件允许因多普勒衰减或多普勒扩展而部分丢失的导频模式的正交性质的恢复。当然，能够同时施加多个限制条件。

在图5和图6所示以及以上所述的方法500和600中，OCC能够是沃尔什码。但是，也能够使用其它正交码，例如基于DFT的正交码。

图7示出其中可实施上述方法及其显而易见的变体的无线通信***。***700包括诸如eNodeB之类的基站710和UE 720。为了简洁和清楚起见，仅示出一个基站710和一个UE 720。但是，应当注意，完全考虑多个基站和多个UE。

基站710优选地包括多个天线端口715，其中的每个天线端口能够用于与UE 720发送和/或接收无线电信号。虽然示出四个天线端口715，但是实际数量并不局限于此。如所述，天线端口是逻辑表示，而不一定对应于单个物理天线。天线端口可对应于一个或数个物理天线。另外，各物理天线可对应于一个或数个天线端口。

UE 720也包括用于与基站710发送和接收信号的至少一个天线端口725。虽然仅示出一个天线端口725，但是天线端口725的实际数量并不局限于此。

通常，基站在所指定RE中发送参考信号DM-RS，并且UE基于从基站所接收的信号来执行信道估计，如对于上述方法所述。图8示出能够执行信道估计的UE的一个实施例。具有信道估计能力的UE 720包括控制单元810、通信单元820、存储单元830、信号处理单元840、频域滤波器单元850和时域滤波器单元860等等。控制单元810设置成通过控制单元820、830、840、850和860来控制UE 720的整体处理，以便向用户提供通信服务。

通信单元820设置成与无线网络的基站进行通信，并且包括操作上连接到天线端口725以用于与基站发送和接收通信信号的一个或多个无线收发器(未示出)。

存储单元830设置成存储UE 720的操作所需的信息，并且还可存储软件代码，软件代码允许包括信号处理单元840、频域滤波器器单元850和时域滤波单元860在内的其它单元进行操作。信号处理单元840设置成按照步骤510和对应等式4a、4b来确定每个时隙的虚拟变量

。频域滤波器单元850设置成按照步骤520和对应等式(5a)、(5b)来确定每个时隙的虚拟信道样本。此外，时域滤波器单元860设置成按照步骤530和等式(6)、(7)来确定信道估计。

虽然各个单元通过分开的框示出，但是一个或多个单元可实现为集成单元。例如，信号处理单元840、频域滤波器单元850和时域滤波器单元860可全部组合到单个集成装置中。作为另一个示例，存储单元830可在其中存储实现单元840、850和860的一个或多个单元以及由UE的处理单元或处理器运行的软件代码。一般来说，一些或所有单元可通过硬件、软件和固件组件的各种组合来实现。软件组件可按照非暂时形式存储在存储单元830中。

虽然以上描述包含许多具体细节，但它们不应当被理解为限制本发明的范围，而只是提供本发明的一部分当前优选实施例的说明。因此，将会理解，本发明的范围完全包含本领域的技术人员显而易见的其它实施例，并且相应地不是要限制本发明的范围。本领域的普通技术人员已知的上述优选实施例的单元的所有结构和功能等效通过引用明确地结合到本文中，并且预计包含在本文中。此外，不一定要装置或方法解决本文所述的或者通过本技术设法解决的每个问题，因为它将包含在本文中。

Claims (18)

1. 一种用于对于在码分复用CDM编组中接收的参考信号进行解码的方法(600)，所述CDM编组包括至少两个CDM小组，每个CDM小组在不同子载波上接收，每个CDM小组包括第一时隙以及所述第一时隙之后的第二时隙中的资源单元，所述方法包括：

在用户设备接收(610)所述第一时隙中的所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第一集合；

由所述用户设备通过将可应用于所述第一时隙中的正交覆盖码应用于所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第一集合来确定(620)所述第一时隙的虚拟变量；

由所述用户设备通过将预定加权矩阵应用于所述第一时隙的虚拟变量来确定(630)所述第一时隙的虚拟信道样本；

在所述用户设备接收(640)所述第二时隙中的所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第二集合；

由所述用户设备通过将可应用于所述第二时隙中的正交覆盖码应用于所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第二集合来确定(650)所述第二时隙的虚拟变量；

由所述用户设备通过将所述预定加权矩阵应用于所述第二时隙的虚拟变量来确定(660)所述第二时隙的虚拟信道样本；以及

由所述用户设备基于所述第一和第二时隙两者的虚拟信道样本来确定(670)所述至少两个CDM小组的信道估计。

2. 如权利要求1所述的方法(600)，其中，所述第一时隙的虚拟变量与所述第二时隙的虚拟变量无关地确定。

3. 如以上权利要求中的任一项所述的方法(600)，其中，所述第一时隙的虚拟变量在所述第二时隙中接收资源单元的所述第二集合的同时确定，以及所述第二时隙的虚拟变量在接收资源单元的所述第二集合之后确定。

4. 如以上权利要求中的任一项所述的方法(600)，其中，所述第一时隙的虚拟信道样本与所述第二时隙的虚拟信道样本无关地确定。

5. 如以上权利要求中的任一项所述的方法(600)，其中，所述第一时隙的虚拟信道样本在所述第二时隙中接收资源单元的所述第二集合的同时确定，以及所述第二时隙的虚拟信道样本在确定所述第二时隙的虚拟变量之后确定。

6. 如以上权利要求中的任一项所述的方法(600)，其中，在基于所述第一时隙和第二时隙两者的虚拟信道样本来确定所述至少两个CDM小组的信道估计的步骤(670)中包括对所述第一和第二时隙的虚拟信道样本进行加权。

7. 如以上权利要求中的任一项所述的方法，其中

每个CDM小组的所述OCC码的长度为4，

Y_n,1和Y_n,2是所述至少两个CDM小组n的每个CDM小组的资源单元的所述第一集合；

和

是按照

所确定的所述第一时隙的虚拟变量，

和

是按照

、

所确定的所述第一时隙的虚拟信道样本，

G是所述预定加权矩阵，

Y_n,3和Y_n,4是所述至少两个CDM小组n的每个CDM小组的资源单元的所述第二集合；

和

是按照

所确定的所述第二时隙的虚拟变量，

和

是按照

、

所确定的所述第二时隙的虚拟信道样本，以及

、

、

和

是按照、

、

、所确定的所述信道估计，

其中c₁和c₂是加权系数。

8. 如权利要求7所述的方法，其中，

、

、

和

在接收所述第二时隙中的资源单元的所述第二集合的同时确定，以及

、

、

和

在接收资源单元的所述第二集合之后确定。

9. 如权利要求7或8所述的方法，其中，c₁和c₂之和是预定常数，和/或比率

设置为与包含来自所述基站的已知信号的预定资源单元的所述第二时隙对所述第一时隙的幅度比率成比例。

10. 一种适合对于在码分复用CDM编组中接收的参考信号进行解码的用户设备(720)，所述CDM编组包括至少两个CDM小组，每个CDM小组在不同子载波上接收，每个CDM小组包括第一时隙以及所述第一时隙之后的第二时隙中的资源单元，所述用户设备包括：

通信单元(820)，设置成接收所述第一时隙中的所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第一集合，并且设置成接收所述第二时隙中的所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的第二集合；

信号处理单元(840)，设置成通过将可应用于所述第一时隙中的正交覆盖码应用于所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第一集合来确定所述第一时隙的虚拟变量，以及通过将可应用于所述第二时隙中的正交覆盖码应用于所述至少两个CDM小组的每个CDM小组的资源单元的对应第二集合来确定所述第二时隙的虚拟变量；

频域滤波器单元(850)，设置成通过将预定加权矩阵应用于所述第一时隙的虚拟变量来确定所述第一时隙的虚拟信道样本，以及通过将所述预定加权矩阵应用于所述第二时隙的虚拟变量来确定所述第二时隙的虚拟信道样本；以及

时域滤波器单元(860)，设置成基于所述第一和第二时隙两者的虚拟信道样本来确定所述至少两个CDM小组的信道估计。

11. 如权利要求10所述的用户设备(720)，其中，所述信号处理单元(840)适合与所述第二时隙的虚拟变量无关地确定所述第一时隙的虚拟变量。

12. 如权利要求10或11所述的用户设备(720)，其中，所述信号处理单元(840)适合在所述通信单元(820)正接收所述第二时隙中的资源单元的所述第二集合的同时确定所述第一时隙的虚拟变量，并且适合在所述通信单元(820)接收到资源单元的所述第二集合之后确定所述第二时隙的虚拟变量。

13. 如权利要求10至12中的任一项所述的用户设备(720)，其中，所述频域滤波器单元(850)适合与所述第二时隙的虚拟信道样本无关地确定所述第一时隙的虚拟信道样本。

14. 如权利要求10至13中的任一项所述的用户设备(720)，其中，所述频域滤波器单元(850)适合在所述通信单元(820)正接收所述第二时隙中的资源单元的所述第二集合的同时确定所述第一时隙的虚拟信道样本，并且适合在所述信号处理单元(840)确定了所述第二时隙的虚拟变量之后确定所述第二时隙的虚拟信道样本。

15. 如权利要求10至14中的任一项所述的用户设备(720)，其中，所述时域滤波器单元(860)适合通过对所述第一和第二时隙的虚拟信道样本进行加权来确定所述至少两个CDM小组的信道估计。

16. 如权利要求10至15中的任一项所述的用户设备(720)，其中

每个CDM小组的所述OCC码的长度为4，

Y_n,1和Y_n,2是所述至少两个CDM小组n的每个CDM小组的资源单元的所述第一集合；

和

是按照所确定的所述第一时隙的虚拟变量，

和

是按照

、

所确定的所述第一时隙的虚拟信道样本，

G是所述预定加权矩阵，

Y_n,3和Y_n,4是所述至少两个CDM小组n的每个CDM小组的资源单元的所述第二集合；

和

是按照

所确定的所述第二时隙的虚拟变量，

和

是按照

、

所确定的所述第二时隙的虚拟信道样本，以及

、

、

和

是按照

、、

、所确定的所述信道估计，

其中c₁和c₂是加权系数。

17. 如权利要求16所述的用户设备(720)，其中，所述信号处理单元(840)和所述频域滤波器单元(850)适合在所述通信单元(820)正接收所述第二时隙中的资源单元的所述第二集合的同时确定

、

、

和

，以及在接收到资源单元的所述第二集合之后确定、

、

和

。

18. 如权利要求16或17所述的用户设备(720)，其中，c₁和c₂之和是预定常数，和/或比率

设置为与包含来自所述基站的已知信号的预定资源单元的所述第二时隙对所述第一时隙的幅度比率成比例。

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