CN102598530B - 在多天线***中发射基准信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于在多天线***中发射基准信号的方法和设备。一种终端生成多个基准信号序列，其中向各个多个层分配彼此不同的循环移位值，以及生成被映射了多个基准信号序列的正交频分复用(SC-FDMA)符号；经由多个天线向基站发射SC-FDMA符号。根据与经由物理下行控制信道(PDCCH)发射的DCI格式中的循环移位字段相对应的正交覆盖码(OCC)索引，将针对各个层的各个基准信号序列乘以+1或者-1。

Description

在多天线***中发射基准信号的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及在多天线***中发射基准信号的方法和设备。

背景技术

已经提出了针对宽带无线通信***的有效的发射/接收方法和应用以最大化无线资源的效率。具有低复杂度的能够降低符号间干扰(ISI)的正交频分复用(OFDM)***被考虑作为下一代无线通信***的一种。在OFDM中，串行输入的数据符号被转换为N个并行数据符号，接着通过在N个单独的子载波上承载而发射。子载波在频率维度中维持正交性。每个正交信道经受相互独立的频率选择性衰落，并且发射的符号的间隔增加，因而最小化符号间干扰。

当***使用OFDM作为调制方案时，正交频分多址(OFDMA)是一种多址方案，其中通过向多个用户独立地提供可用子载波中的一些来实现多址。在OFDMA中，向各个用户提供频率资源(即，子载波)，并且因为各个频率资源是独立提供给多个用户的，因此这些频率资源一般不彼此交叠。因此，以互斥方式向各个用户分配频率资源。在OFDMA***中，通过使用频率选择性的调度，可获得针对多个用户的频率分集，并且可根据针对子载波的排列规则不同地分配子载波。另外，使用多个天线的空间复用方案可被使用以增加空间域的效率。

可使用MIMO技术使用多个发射天线和多个接收天线以提高数据发射和接收的效率。MIMO技术可以包括空间频率块码(SFBC)、空间时间块码(STBC)、循环延迟分集(SDD)、频率切换发射分集(FSTD)、时间切换发射分集(TSTD)、预编码向量切换(PVS)、空间复用(SM)用于实现分集。根据接收天线的数量和发射天线的数量的MIMO信道矩阵可分解为多个独立信道。每个独立信道被称为层或者流。层的数量称为秩。

在无线通信***中，为了发射和接收数据，获取***同步和反馈信道信息，必须估计上行信道或者下行信道信息。在无线通信***环境中，由于多径时间延迟生成衰落。通过补偿由于这种衰落而因环境的突然改变导致的信号失真来恢复发射信号的处理称为信道估计。还必须测量针对用户设备所属小区或者其它小区的信道状态。为了估计信道或者测量信道状态，可使用发射机和接收机都知道的基准信号(RS)。

用于发射基准信号的子载波称为基准信号子载波，并且用于发射数据的子载波称为数据子载波。在OFDM***中，指定基准信号的方法包括向全部子载波指配基准信号的方法和在数据子载波之间指配基准信号的方法。向全部子载波指配基准信号的方法是使用仅仅包括基准信号的信号(诸如前导信号)进行的，以获得信道估计的吞吐量。如果使用这种方法，则相比于在数据子载波之间指配基准信号的方法可提高信道估计的性能，因为基准信道的密度通常很高。然而，由于在向全部子载波指配基准信号的方法中发射数据的量很小，使用在数据子载波之间指配基准信号的方法以增加发射数据的量。如果使用在数据子载波之间指配基准信号的方法，则因为基准信号的密度低，所以信道估计的性能可能劣化。因此，应适当地排列基准信号以最小化这种劣化。

接收机可通过从接收信号中分离关于基准信号的信息来估计信道，因为接收机知道关于基准信号的信息并且可通过对估计信道值进行补偿准确地估计被发射级发射的数据。假设发射机发送的基准信号是p，基准信号在发射期间经历的信道信息是h，接收机发生的热噪声是n，并且利用接收机接收的信号是y，可得到y＝h·p+n。在此，因为接收机已经知道基准信号p，在使用最小平方(LS)法的情况下其可使用算式1估计信道信息值

[算式1]

$\hat{h}=y/p=h+n/p=h+\hat{n}$

使用基准信号p估计的信道估计值的精度用值确定。为了精确估计值h，值必须收敛于0。为此，必须通过使用大量的基准信号估计信道以最小化值的影响。可能存在用于更好的信道估计性能的多种算法。

另外，到现在为止在3GPP LTE***中，没有提出在上行发射使用多个天线的支持MIMO***的基准信号发射方法以及分配基准信号序列的循环移位值的相关方法。因此，MIMO***中需要确保信道估计能力的基准信号发射方法。

发明内容

技术问题

本发明提供一种用于在多天线***中发射基准信号的方法和设备。

技术方案

在一个方面，提供一种在多天线***中发射基准信号的方法。该方法包括：生成多个基准信号序列，其中分别向多个层分配了不同的循环移位值；生成被映射了所述多个基准信号序列的单载波-频分多址SC-FDMA符号；以及通过多个天线向基站发射所述SC-FDMA符号，其中，根据与通过物理下行控制信道PDCCH发射的下行控制信息DCI格式中的循环移位字段相对应的正交覆盖码OCC索引，将针对各个层的各个基准信号序列乘以+1或者-1。基准信号序列可以被分别映射到子帧中的两个时隙，根据所述OCC索引，将映射到所述两个时隙中的第二时隙的基准信号序列乘以+1或者-1。OCC索引可以是0或者1。当所述OCC索引是0时，映射到子帧中的两个时隙中的第二时隙的基准信号序列乘以+1，以及当所述OCC索引是1时，映射到所述第二时隙的基准信号序列乘以-1。在正常循环前缀CP的情况下，在每个时隙中的第四个SC-FDM符号中发射各个基准信号序列，而扩展CP的情况下，在每个时隙中的第三个SC-FDMA符号中发射各个基准信号序列。循环移位字段可以具有3比特的长度。层的数量可以是2到4中的任意一个值。由循环移位字段指示向各个层分配的循环移位值。针对所述多个层的基准信号序列中，向第一层的基准信号序列分配的第一循环移位值和向第二层的基准信号序列分配的第二循环移位值具有最大的间隔。相同的OCC索引可以被应用于第一层的基准信号序列和第二层的基准信号序列。

在另一个方面，提供一种用于发射基准信号的设备。该设备包括：基准信号生成器，所述基准信号生成器用于生成多个基准信号序列，其中分别向多个层分配了不同的循环移位值；SC-FDMA符号生成器，所述SC-FDMA符号生成器用于生成被映射了所述多个基准信号序列的单载波-频分多址SC-FDMA符号；以及射频RF单元，所述RF单元用于通过多个天线向基站发射所述SC-FDMA符号，其中，根据与通过物理下行控制信道PDCCH发射的下行控制信息DCI格式中的循环移位字段相对应的正交覆盖码OCC索引，将针对各个层的各个基准信号序列乘以+1或者-1。基准基准信号序列可以被分别映射到子帧中的两个时隙，以及根据OCC索引，可以将映射到两个时隙中的第二时隙的基准信号序列乘以+1或者-1。OCC索引可以是0或者1。当OCC索引是0时，映射到子帧中的两个时隙中的第二时隙的基准信号序列可以乘以+1，当OCC索引是1时，映射到第二时隙的基准信号序列可以乘以-1。向每个层分配的循环移位值可以被循环移位字段指示。

有益效果

通过有效地分配用于基准信号序列的循环移位值并且通过应用正交覆盖码(OCC)，可以确保信道估计性能。

附图说明

图1示出了无线通信***。

图2示出了3GPP LTE中的无线帧的结构。

图3示出了用于单个下行时隙的资源网格的一个示例。

图4示出了下行子帧的结构。

图5示出了上行子帧的结构。

图6示出了SC-FDMA***中的发射机的结构的一个示例。

图7示出子载波映射器将复数值符号映射到频域的各个子载波的方案的一个示例。

图8示出了用于解调制的基准信号发射机的结构的一个示例。

图9示出了用以发射基准信号的子帧的一个示例。

图10示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的一个示例。

图11示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的另一个示例。

图12示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的再一个示例。

图13是示出了提出的基准信号发射方法的一种实施方式的框图。

图14是根据本发明的一种实施方式的UE的框图。

具体实施方式

以下技术可用于各种无线通信***，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。CDMA可以实现为诸如通用陆地无线接入(UTRA)或者CDMA 2000的无线技术。TDMA可以实现为诸如全球移动通信***(GSM)/通用分组无线业务(GPRS)/增强数据率GSM演进(EDGE)的无线技术。OFDMA可以通过诸如IEEE(电气和电子工程师协会)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、E-UTRA(演进UTRA)等的无线技术实现。IEEE 802.16m、IEEE 802.16e的一种演进提供了对基于IEEE 802.16e的***的向后兼容。UTRA是通用移动电信***(UMTS)的一部分。3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)是使用E-UTRA的演进UMTS(E-UMTS)的一部分，其在下行采用OFDMA在上行采用SC-FMDA。LTE-A(先进)是3GPPLTE的演进。

在下文，为了清楚，将主要描述LTE-A，但是本发明的技术概念不限于此。

图1示出了无线通信***。

无线通信***10包括至少一个基站(BS)11。各个BS 11向具体地理区域15a、15b和15c(通常称为小区)提供通信服务。每个小区可以划分为多个区域(称为扇区)。用户设备(UE)12可以是固定的或者移动的，并且可以用诸如MS(移动台)、MT(移动终端)、UT(用户终端)、SS(用户台)、无线装置、PDA(个人数字助理)、无线调制解调器、手持装置的其它名称来表示。BS 11通常是指与UE 12通信的固定台并且可以用其它名称(诸如eNB(演进-节点B)、BTS(基础收发机***)、接入点(AP))等命名。

总体而言，UE属于一个小区，并且UE所属的小区称为服务小区。向服务小区提供通信服务的BS称为服务BS。无线通信***是蜂窝式***，因此存在与服务小区相邻的不同的小区。与服务小区相邻的不同的小区称为相邻小区。向相邻小区提供通信服务的BS称为相邻BS。服务小区和相邻小区是基于UE相对地确定的。

此技术可用于下行链路或者上行链路。一般地，“下行链路”是指从BS 11向UE 12的通信，“上行链路”是指从UE 12向BS 11的通信。在下行链路中，发射机可以是BS 11的一部分并且接收机可以是UE 12的一部分。在上行链路中，发射机可以是UE 12的一部分并且接收机可以是BS 11的一部分。

无线通信***可以是多输入多输出(MIMO)***、多输入单输出(MISO)***、单输入单输出(SISO)***、和单输入多输出(SIMO)***中的任意一种。MIMO***使用多个发射天线和多个接收天线。MISO***使用多个发射天线和单个接收天线。SISO***使用单个发射天线和单个接收天线。SIMO***使用单个发射天线和多个接收天线。

在下文，发射天线是指用于发射信号或者流的物理或者逻辑天线，接收天线是指用于接收信号或者流的物理或者逻辑天线。

图2示出3GPP LTE中的无线帧的结构。可以参考“Technical Specification GroupRadio Access Network；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physicalchannels and modulation(Release 8)”to 3GPP(3rd generation partnership project)TS36.211V8.2.0(2008-03)的第五段。

参照图2，无线帧包括10个子帧，1个子帧包括2个时隙。无线帧中的时隙被分配从#0到#19的标号。发射一个子帧划分的时间称为发射时间间隔(TTI)。TTI可以称为用于数据发射的调度单元。例如，一个无线帧可以具有10ms的长度，一个子帧可以具有1ms的长度，以及一个时隙可以具有0.5ms的长度。

一个时隙包括时域中的多个OFDM(正交频分复用)符号，和频域中的多个子载波。由于3GPPLTE在下行链路中使用OFDMA，因此使用OFDM符号表示符号周期。OFDM符号可以根据多址方案称为其它名称。例如，当使用SC-FDMA作为上行多址方案时，OFDM符号可以称为SC-FDMA符号。资源块(RB)(即资源分配单元)包括一个时隙中的多个连续子载波。无线帧的结构仅仅是示例。即，无线帧中包括的子帧的数量、子帧中包括的时隙的数量、或者时隙中包括的OFDM符号的数量可以改变。

3GPP LTE定义了在正常循环前缀中1个时隙包括7个OFDM符号，并且在扩展CP中1个时隙包括6个OFDM符号。

图3示出用于单个下行时隙的资源网格的一个示例。

下行时隙包括时域上多个OFDM符号和频域上NRB个资源块(RB)。下行时隙中包括的资源块的数量NRB取决于小区中设定的下行发射带宽。例如，在LTE***中，NRB可以是60到110中的任意一个。一个资源块包括频域中的多个子载波。上行时隙可以具有与下行时隙相同的结构。

资源网格上的每个元素称为资源元素。资源网格上的资源元素可以用一个索引对(k，l)在时隙中进行区分。在此，k(k＝0，...，NRB×12-1)表示频域中的子载波索引，并且l是时域中的OFDM符号索引。

在此，例示了一个资源块包括由时域中7个OFDM符号和频域中12个子载波构成的7x12个资源元素，但是资源块中的OFDM符号和资源块中的子载波的数量不限于此。OFDM符号的数量和子载波的数量可以根据循环前缀(CP)的长度、频率间隔等改变。例如，在正常CP的情况下，OFDM符号的数量是7，在扩展CP的情况下，OFDM符号的数量是6。可以选择性地使用128、256、512、1024、1536和2048中一个作为一个OFDM符号中的子载波的数量。

图4示出下行子帧的结构。

一个下行子帧包括时域中的两个时隙，在正常CP中每个时隙包括7个OFDM符号。子帧内的第一时隙的前3个OFDM符号(对于1.4MHz带宽，最多4个OFDM符号)对应于被分配了控制信道的控制区，并且其它剩余OFDM符号对应于被分配了物理下行共享信道(PDSCH)的数据区。

PDCCH可以携带下行共享信道(DL-SCH)的发射格式和资源分配、上行共享信道(UL-SCH)的资源分配信息、PCH上的寻呼信息、DL-SCH上的***信息、经过PDSCH发射的诸如随机接入响应这样的更高层控制消息的资源分配、对于特定UE组中的各个UE的发射功率控制命令的集合、网际协议电话(VoIP)的激活等。可以在控制区域中发射多个PDCCH，并且UE可以监视多个PDCCH。PDCCH在一个控制信道元素(CCE)上或者多个连续的CCE的聚集体上发射。CCE是用于根据无线信道的状态提供编码率的逻辑分配单元。CCD对应于多个资源元素组。PDCCH的格式和PDCCH的比特的可用数量是根据CCE的数量和CCE提供的编码率之间的关联关系确定的。

BS根据要向UE发射的DCI确定PDCCH格式，并且向DCI附接循环冗余校验(CRC)。根据PDCCH的所有者或者目的在CRC上掩蔽唯一无线网络临时标识符(RNTI)。在用于特定UE的PDCCH的情况下，可以在CRC上掩蔽UE的唯一标识符，例如小区-RNTI(C-RNTI)。或者，在用于寻呼消息的PDCCH的情况下，可以在CRC上掩蔽寻呼指示标识符(例如寻呼-RNTI(P-RNTI))。在用于***信息块(SIB)的PDCCH的情况下，可以在CRC上掩蔽***信息标识符(例如***信息-RNTI(SI-RNTI))。为了指示随机接入响应(即，对发射UE的随机接入前导的响应)，可以在CRC上掩蔽随机接入-RNTI

图5示出上行子帧的结构。

上行子帧可以在频域划分为控制区和数据区。用于发射上行控制信息的物理上行控制信道(PUCCH)被分配到控制区。用于发射数据的物理上行共享信道(PUSCH)被分配到数据区。用户设备不同时发射PUCCH和PUSCH以维持单载波属性。

利用子帧中的一对资源块分配关于UE的PUCCH。属于该对资源块(RB)的资源块在第一时隙和第二时隙中分别占据不同子载波。属于该对RB的RB占据的频率基于时隙边界改变。也就是说分配给PUCCH的该对RB在时隙边界跳频。UE可通过根据时间经不同的子载波发射上行控制信息来获得频率分集增益。在图5中，m是指示分配给PUCCH的该对RB在子帧中的逻辑频域位置的位置索引。

在PUCCH上发射的上行控制信息可以包括混合自动重复请求(HARQ)确认/否定确认(ACK/NACK)、指示下行信道的状态的信道质量指示符(CQI)、调度请求(SR)等。

PUSCH被映射到上行共享信道(UL-SCH)(即传输信道)。在PUSCH上发射的上行数据可以是传输块(即针对在TTI期间发射的UL-SCH的数据块)。传输块可以是用户信息。或者，上行数据可以是复用数据。复用数据可以是通过复用针对UL-SCH的传输块和控制信息获得的数据。例如，复用到数据的控制信息可以包括CQI、预编码矩阵指示符(PMI)、HARQ、秩指示符(RI)等。或者上行数据可以仅包括控制信息。

图6示出了SC-FDMA***中的发射机的结构的一个示例。

参照图6，发射机50包括离散傅里叶变换(DFT)单元51、子载波映射器52、傅里叶逆变换(IFFT)单元53、和循环前缀(CP)***单元54。发射机50可以包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些可以布置在DFT单元51之前。

DFT单元51通过对输入符号进行DFT来输出复数值符号。例如，当Ntx个符号(其中Ntx是自然数)被输入时，DFT的大小是Ntx。DFT单元51可以称为变换预编码器。子载波映射器52将复数值符号映射到频域的各个子载波。复数值符号可以映射到与用于数据传输而分配的资源块相对应的资源元素。子载波映射器52可以称为资源元素映射器。IFFT单元53通过对输入符号进行IFFT来输出针对数据的基带信号(也就是说，时域信号)。CP***单元54复制针对数据的基带信号的后部的一些内容并且将所复制的部分***到针对数据的基带信号的前部。因为通过CP***防止了符号间干扰(ISD)和载波间干扰(ICI)，即使在多径信道中也可以维持正交性。

图7示出了子载波映射器将复数值符号映射到频域的各个子载波的方案的一个示例。参照图7(a)，子载波映射器将从DFT单元输出的复数值符号映射到频域中的彼此连续的子载波。在不被映射复数值符号的子载波中***“0”。这被称为局部映射。在3GPPLTE***中，使用局部映射方案。参照图7(b)，子载波映射器每两个从DFT单元输出的连续复数值符号***(L-1)个“0”(其中L是自然数)。也就是说，从DFT单元输出的复数值符号被映射到在频域以均等间隔分布的子载波。这被称为分布式映射。如果子载波映射器使用如图7(a)的局部映射方案，或者如图7(b)的分布式映射方案，则单载波特性被维持。

图8示出了用于解调制的基准信号发射机的结构的一个示例。

参照图8，基准信号发射机60包括子载波映射器61、IFFT单元62、和CP***单元63。不类似于图6的发射机50，在基准信号发射机60中，直接在频域生成基准信号而不经过DFT单元51接着通过子载波映射器61映射到子载波。在此，子载波映射器可以使用图7(a)的局部映射方案将基准信号映射到子载波。

图9示出了用以发射基准信号的子帧的一个示例。图9(a)中的子帧的结构示出了正常CP的情况。子帧包括第一时隙和第二时隙。第一时隙和第二时隙的均包括7个OFDM符号。子帧中的14个OFDM符号被指定0到13的各个符号索引。可以通过具有符号索引3和10的OFDM符号发射基准信号。可以通过不同于发射基准信号的OFDM符号的剩余OFDM符号发射数据。图9(b)中的子帧的结构示出扩展CP的情况。子帧包括第一时隙和第二时隙。第一时隙和第二时隙的均包括6个OFDM符号。子帧中的12个OFDM符号被指定0到11的符号索引。通过具有符号索引2和8的OFDM符号发射基准信号。通过不同于发射基准信号的OFDM符号的剩余OFDM符号发射数据。

尽管图9中未示出，可以通过子帧内OFDM符号发射探测基准信号(SRS)。SRS是从UE向BS发射的用于UL调度的基准信号。BS通过所接收的SRS估计UL信道并且在UL调度中使用所估计的UL信道。

聚集DFT-s OFDM发射方案是已有的SC-FDMA发射方案的修改方案，并且是受制于预编码器的将数据符号划分为多个子块、分离子块、并且在频域映射子块的方法。

图10示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的一个示例。参照图10，发射机70包括DFT单元71、子载波映射器72、IFFT单元73、和CP***单元74。发射机70可以还包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些部件可以布置在DFT单元71之前。

从DFT单元71输出的复数值符号划分为N个子块(N是自然数)。N个子块可以用子块#1、子块#2、...、子块#N表示。子载波映射器72在频域中分布N个子块并且将N个子块映射到子载波。可以每两个连续子块***NULL。一个子块中的复数值符号可以被映射到频域中彼此连续的子载波。也就是说，可以在一个子块中使用局部映射方案。

图10的发射机70可以用于单载波发射机和多载波发射机两者。如果发射机70用于单载波发射机，则全部N个子块对应于1个载波。如果发射机70用于多载波发射机，则N个子块中的每个子块可以对应于1个载波。或者，即使发射机70用于多载波发射机，则N个子块中的多个子块可以对应于1个载波。另外，在图10的发射机70中，通过一个IFFT单元73生成时域信号。因此，为了图10的发射机70用于多载波发射机，在连续载波分配情形中的连续载波之间的子载波间隔必须对准。

图11示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的另一个示例。参照图11，发射机80包括DFT单元81、子载波映射器82、多个IFFT单元83-1，83-2，...，83-N(N是自然数)、和CP***单元84。发射机80可以还包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些部件可以布置在DFT单元71之前。

对N个子块的每个单独进行IFFT。第n个IFFT单元83-n通过对子块#n进行IFFT来输出第n个基带信号(n＝1，2，..，N)。第n个基带信号被第n个载波信号相乘以生成第n个无线电信号。在添加从N个子块生成的N个无线电信号之后，利用CP***单元84***CP。图11的发射机80可以用于断续载波分配情形，在该分配情形中向发射机分配的载波彼此不连续。

图12示出使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的再一个示例。图12是按组块进行DFT预编码的针对组块DFT-s OFDM***。这可以称为Nx SC-FDMA。参照图12，发射机90包括代码块分割单元91、组块分割单元92、多个信道编码单元93-1，...，93-N、多个调制器94-1，...，94-N、多个DFT单元95-1，...，95-N、多个子载波映射器96-1，...，96-N、多个IFFT单元97-1，...，97-N、和CP***单元98。在此，N可以是多载波发射机使用的多个载波的数量。每个信道编码单元93-1，...，93-N均可以包括加扰单元(未示出)。调制器94-1，...，94-N还可以称为调制映射器。发射机90还可以包括可以布置在DFT单元95-1，...，95-N之前的层映射器(未示出)和层排列器(未示出)。

代码块分割单元91将发射块划分为多个代码块。组块分割单元92将代码块划分为多个组块。在此，代码块可以是利用多载波发射机发射的数据，组块可以是通过多个载波中的一个发射的数据片段。发射机90按组块进行DFT。发射机90可以用于断续载波分配倾斜或者连续载波分配情形。

下面描述UL基准信号。

基准信号通常作为序列发射。基准信号序列不具体限制，并且特定序列可以用作基准信号序列。可以使用通过计算机基于相移键控(PSK)生成的序列(即，计算机生成的基于PSK的序列)作为基准信号序列。PSK可以包括例如二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)等。或者，可以使用恒定振幅零自相关(CAZAC)作为基准信号序列。CAZAC序列可以包括例如基于Zadoff-Chu(ZC)的序列、具有循环扩展的ZC序列、具有裁剪的ZC序列等。另外，可以使用伪随机(PN)序列作为基准信号序列。PN序列可以包括例如m-序列、通过计算机生成的序列、gold序列、Kasami序列等。另外，循环移位序列可以用作基准信号序列。

UL基准信号可以划分为解调制基准信号(DMRS)和探测基准信号(SRS)。DMRS是为了对所接收的信号解调制而进行信道估计所使用的基准信号。DMRS可以与PUSCH或者PUCCH的发射相关联。SRS是用于UL调度而从UE向BS发射的基准信号。BS通过所接收的SRS估计UL信道并且在UL调度中使用所估计的UL信道。SRS不与PUSCH或者PUCCH的发射相关联。相同种类的基础序列可以用于DMRS和SRS。另外，在UL多天线发射中，应用于DMRS的预编码可以与应用于PUSCH的预编码相同。循环移位分离是复用DMRS的主要方案。在LTE-A***中，SRS可以不被预编码并且可以是针对天线的基准信号。

可以根据式2基于基础序列b_u，v(n)和循环移位α定义基准信号序列r_u，v ^(α)(n)。

[算式2]

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{j\&alpha;n}}{b}_{u,v}\left(n\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

在式2中，M_sc ^RS(1≤m≤N_RB ^max，UL)是基准信号序列的长度并且M_sc ^RS＝m*Ns_c ^RB。N_sc ^RB是频域中的子载波的数量指示的资源块的大小。N_RB ^max，UL指示利用N_sc ^RB的倍数指示的UL带宽的最大值。可以通过不同地应用循环移位值α从一个基础序列定义多个基准信号序列。

基础序列b_u，v(n)被划分为多个组。在此，u∈{0，1，...，29}指示组索引，并且v指示该组内的基础序列索引。基础序列取决于基础序列的长度M_sc ^RS。针对m(1≤m≤5)，每个组包括具有长度M_sc ^RS的基础序列(v＝0)并且针对m(6≤m≤n_RB ^max，UL)包括具有长度M_sc ^RS的2个基础序列(v＝0，1)。在组跳转或者序列跳转时序列组索引u和组内的基础序列索引v可以根据时间改变。

此外，如果基准信号序列的长度是3N_sc ^RB或者更长，则可以用式3定义基础序列。

[算式3]

$b_{u,v}\left(n\right)=x_q\left(n\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

在式3中，q指示Zadoff-Chu(ZC)序列的根索引。N_ZC ^RS是ZC序列的长度并且可以是小于M_sc ^RS的最大质数。可以利用式4定义具有根索引q的ZC序列。

[算式4]

$x_q\left(m\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;qm}(m+1)}{N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}}},$ $0\&le;m\&le;N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}-1$

q可以用算式5给出。

[算式5]

$\stackrel{\&OverBar;}{q}=N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\&CenterDot;(u+1)/31$

如果基准信号序列的长度是3N_sc ^RB或者更短，则可以利用式6定义基础序列。

[算式6]

b_u，v(n)＝e^jφ(n)π/4， $0\&le;n\&le;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}-1$

表1是当M_sc ^RS＝N_sc ^RB时定义的示例。

[表1]

表2是当M_sc ^RS＝2*N_sc ^RB时定义的示例。

[表2]

可按照以下描述应用基准信号的跳转。

可以根据式7基于组跳转模式f_gh(n_s)和序列移位模式f_ss定义时隙索引ns的序列组索引u。

[算式7]

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod30

可以存在17个不同的组跳转模式和30个不同的序列移位模式。可以利用更高层指示在是否应用组跳转。

PUCCH和PUSCH可以具有相同的组跳转模式。可以利用式8定义组跳转模式f_gh(n_s)。

[算式8]

在式8中，c(i)是作为PN序列的伪随机序列，并且可以用具长度-31的Gold序列定义。算式9示出gold序列c(n)的示例。

[算式9]

c(n)＝(x₁(n+N_c)+x₂(n+N_c))mod 2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod 2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₁(n+1)+x₁(n))mod 2

在此，NC＝1600，x₁(i)是第一个m-序列，x₂(i)是第二个m-序列。例如，第一个m-序列或者第二个m-序列可以根据针对每个OFDM符号的小区标识符(ID)、一个无线帧内的时隙数量、时隙内的OFDM符号索引、和CP的类型初始化。在每个无线帧的第一个中可以将伪随机序列发生器初始化为

PUCCH和PUSCH可以具有相同的序列移位模式。PUCCH的序列移位模式可以是f_ss ^PUCCH＝N_ID ^cellmod30。PUSCH的序列移位模式可以是f_ss ^PUSCH(f_ss ^PUCCH+Δ_ss)mod30并且可以利用更高层配置Δ_ss∈{0，1，...，29}。

序列跳转可以仅应用于具有比6N_sc ^RB更长的基准信号序列。在此，可以利用式10定义时隙索引ns的基础序列组内的基础序列索引v。

[算式10]

可以用式9的示例代表c(i)。可以利用更高层指示是否应用序列跳转。在每个无线帧的第一个中可以将伪随机序列发生器初始化为

可以利用式11定义用于PUSCH的DMRS序列。

[算式11]

$r^{\mathrm{PUSCH}}(m\&CenterDot;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}+n)=r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)$

在式11中，m＝0，1，...并且n＝0，...，M_sc ^RS-1，M_sc ^RS＝M_sc ^PUSCH。

α＝2πn_cs/12，也就是说给出时隙内的循环移位值，并且可以利用式12定义n_cs。

[算式12]

$n_{\mathrm{cs}}=(n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(1\right)}+n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)}+n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right))\mathrm{mod}12$

在式12中，用更高层发射的参数指示n_DMRS ⁽¹⁾，并且表3示出参数和n_DMRS ⁽¹⁾之间的对应关系的示例。

[表3]

参数	nDMRS (1)
		0	0
1	2
		2	3
3	4
		4	6
5	8
		6	9
7	10

返回算式12，可以用针对与PUSCH发射相对应的发射块的DCI格式0的循环移位字段定义n_DMRS ⁽²⁾。DCI格式在PDCCH中发射。循环移位字段可以具有3比特的长度。

表4示出循环移位字段和n_DMRS ⁽²⁾之间的对应关系的示例。

[表4]

DCI格式0的循环移位字段	nDMRS (2)
		000	0
001	6
		010	3
011	4
		100	2
101	8
		110	10
111	9

如果不在同一个发射块中发射包括DCI格式0的PDCCH，如果第一个PUSCH在同一发射块中半持久调度，或者如果第一个PUSCH被在同一发射块中的随机接入响应授权进行调度，则n_DMRS ⁽²⁾可以是0。

可以用算式13定义n_PRS(n_s)。

[算式13]

$n_{\mathrm{PRS}}\left(n_s\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8N_{\mathrm{symb}}^{\mathrm{UL}}\&CenterDot;n_s+i)\&CenterDot;2^i$

可以用算式9的示例代表c(i)，并且可以按照小区专用的方式应用c(i)。在每个无线帧的第一个中可以将伪随机序列发生器初始化为

DMRS序列r^PUSCH被振幅缩放参数β_PUSCH相乘并且从序列起点的r^PUSCH(0)映射到在相关PUSCH发射中使用的物理发射块。在正常CP的情况下DMRS序列被映射到一个时隙内的第四个OFDM符号(OFDM符号索引3)并且在扩展CP的情况下DMRS序列被映射到一个时隙内的第三个OFDM符号(OFDM符号索引2)。

对SRS序列r_SRS(n)＝r_u，v ^(α)(n)进行定义。u指示PUCCH序列组索引，以及v指示基础序列索引。利用式14定义循环移位值α。

[算式14]

$\mathrm{\&alpha;}=2\mathrm{\&pi;}\frac{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}}{8}$

n_SRS ^cs是涉及每个UE利用更高层配置的值并且可以是从0到7的任意一个整数。

另外，正交覆盖码(OCC)可应用于基准信号序列。OCC隐含地是指具有正交性并且可应用于序列的代码。尽管一般地可以使用不同序列以区分多个信道，但是OCC能够用于区分多个信道。

OCC可以用以下用途。

1)可应用OCC以增加分配给上行基准信号的无线资源的量。

例如，当在第一和第二时隙中发射的基准信号的循环移位值被指定“a”时，可以向在第二时隙中发射的基准信号指定负号(-)。也就是说，第一个用户可以在第二时隙发射具有循环移位值“a”并且被指定正号(+)的基准信号，第二个用户可以在第二时隙发射具有循环移位值“a”并且被指定负号(-)的基准信号。BS可以通过将在第一时隙中发射的基准信号和在第二时隙中发射的基准信号相加来估计第一个用户的信道。此外，BS可以通过从在第一时隙中发射的基准信号减去在第二时隙中发射的基准信号来估计第二个用户的信道。也就是说，通过应用OCC，BS可以对第一个用户发射的基准信号和第二个用户发射的基准信号进行区分。因此，由于至少两个用户使用相同的基准信号并且使用不同的OCC，所以无线电资源的可用量可增加两倍。

当通过应用OCC来发射上行基准信号时，可以在下行控制信号中分配指示所应用的OCC的字段。例如，当假定在下行控制信号中OCC指示符字段被分配1比特长度时，可以用表5表示OCC指示符。

[表5]

	第一时隙	第二时隙
			0	1	1
1	1	-1

参照表5，当OCC指示符是0时，正号(+)应用于在第二时隙中发射的基准信号，当OCC指示符是1时，负号(-)应用于在第二时隙中发射的基准信号。

2)可以应用OCC以增加向单个用户的多个天线或者多个层分配的循环移位值的间隔。尽管在下文描述向多个层分配的循环移位值，但是本发明还可应用于向多个天线分配的循环移位值。

上行基准信号基于循环移位值区分信道。在多天线***中，为了区分多个层，可以向各个层的基准信号分配不同的循环移位值。要分配的循环移位值必须与层的数量成正比增加，因而循环移位值之间的间隔减小。因此，变得很难区分多个信道，因而降低信道估计能力。为了克服此问题，可以对各个层应用OCC。例如，假定用于各个层的基准信号的循环移位偏移针对四个天线分别分配到0、6、3和9。用于各个层的基准信号之间的循环移位值的间隔是3。在此情况下，通过向第三和第四层应用具有负号(-)的OCC，各个层的基准信号之间的循环移位值的间隔可增加到6。也就也就是说，当长度为N并且应用于第一到第四层的第一时隙的基准信号序列分别被标记为(S01，...，S0N)、(S61，...，S6N)、(S31，...，S3N)和(S91，...，S9N)时，应用于第一到第四层的第二时隙的基准信号序列分别被标记为(S01，...，S0N)、(S61，...，S6N)、(-S31，...，-S3N)和(-S91，...，-S9N)。当用于这两个时隙的基准信号序列相加时，仅仅第一和第二层的基准信号保留，因而循环移位值的间隔是6。类似地，当用于这两个时隙的基准信号序列相减时，仅仅第三和第四层的基准信号保留，因而循环移位值的间隔也是6。因此，可以增加信道估计能力。

类似地，假定用于各个层的基准信号的循环移位偏移分别针对三个层分配到0、6和3。用于各个层的基准信号之间的循环移位值的间隔可以是3。在此情况下，通过向第三层应用具有负号(-)的OCC，各个层的基准信号之间的循环移位值的间隔可增加到6。也就也就是说，当长度为N并且应用于第一到第三层的第一时隙的基准信号序列分别被标记为(S01，...，S0N)、(S61，...，S6N)和(S31，...，S3N)时，应用于第一到第三层的第二时隙的基准信号分别被标记为(S01，...，S0N)、(S61，...，S6N)、(-S31，...，-S3N)。当用于这两个时隙的基准信号序列相加时，仅仅第一和第二层的基准信号保留，因而循环移位值的间隔是6。类似地，当这两个时隙的基准信号序列相减时，仅仅第三层的基准信号保留。因此，可以增加信道估计能力。

3)可以应用OCC以增加向单个用户分配的循环移位值的间隔。

在具有多个天线并且包括多个用户的多用户-MIMO(MU-MIMO)***中，OCC可应用于循环移位值。例如，从进行MIMO发射的单个用户的角度，为了区分多个天线或者多个层，可在各个天线或者各个层之间分配具有大的间隔的循环移位值，而从多个用户的角度，可能减小各个用户之间的循环移位间隔。为了克服此问题，可应用OCC。当OCC被应用时，可根据OCC类型在多个用户之间应用相同的循环移位值。

另外，当正交覆盖码(OCC)被应用时，对于应用于要被映射到多个码字的每个层的OCC，可在相同码字内应用相同的OCC，并且可以在不同的码字之间应用不同的OCC。在使用N个码字并且支持多达M个层的多天线***中，多个层可以被映射到特定码字。例如，在发射2个码字并且支持3个层的***中，第一层可以被映射到第一个码字，并且第二和第三层可以被映射到第二个码字。另选地，在发射2个码字并且支持4个层的***中，第一和第二层可以被映射到第一个码字，并且第三和第四层可以被映射到第二个码字。

表6示出应用于被映射到多个码字的每个层的OCC的一个示例。

[表6]

在表6中，(a，b)表示应用于(第一时隙，第二时隙)或者(第二时隙，第一时隙)的OCC。参照表6，在秩-2的情况下，应用于被映射第一码字的第一层的基准信号的OCC不同于应用于被映射第二码字的第二层的基准信号的OCC。在秩-3的情况下，应用于被映射第一码字的第一层的基准信号的OCC不同于应用于被映射第二码字的第二层的基准信号的OCC。相同的OCC被应用于第二层的基准信号和第三层的基准信号。类似地，在秩-4的情况下，应用于被映射第一码字的第一层和第二层的基准信号的OCC不同于应用于被映射第二码字的第三层和第四层的基准信号的OCC。

表7示出当存在四个天线或者四个层时应用OCC的一个示例。

[表7]

在表7中，(a，b)表示应用于(第一时隙，第二时隙)或者(第二时隙，第一时隙)的OCC。可以向用于指示循环移位值的下行控制信号添加用于指示应用OCC的类型的1比特的OCC类型字段。

表8示出了OCC类型字段的一个示例。

[表8]

OCC的码字	类型
		0	A(/B)
1	B(/A)

在表8中，如果OCC类型字段的值是0，则可应用表7的类型A(或者类型B)的OCC，如果OCC类型字段的值是1，则可应用表7的类型B(或者类型A)的OCC。

参照表7的类型1-B，负号(-)应用于任意一个时隙中发射的全部层或者天线的基准信号。因此，当OCC被应用时，该OCC可以应用于一些用户并且该OCC可以不应用于其它用户。该OCC可以被作为资源利用，或者可以用于增加多个用户之间的循环移位值的间隔。

参照表7的类型2-A，负号(-)应用于任意一个时隙中发射的一些层或者天线的基准信号。在类型2-A中，负号(-)应用于第三层(或者天线)或者第四层(或者天线)的基准信号。该OCC可以被作为资源利用，或者可以用于增加多个用户之间的循环移位值的间隔。

表9示出将表7的类型-2OCC应用于两个用户的示例。

[表9]

第一用户发射针对四个层的基准信号，并且第二用户发射针对两个层的基准信号。表7的类型2-AOCC应用于第一用户和第二用户两者。因此，负号(-)应用于第一用户的第三和第四层的基准信号，并且负号(-)不应用于第二用户的第一和第二层的基准信号，

参照表7的类型3-A，负号(-)应用于任意一个时隙中发射的一些层或者天线的基准信号。在类型3-A中，负号(-)应用于第二层(或者天线)或者第四层(或者天线)的基准信号。该OCC可以被作为资源利用，或者可以用于增加多个用户之间的循环移位值的间隔。

参照表7的类型4-A，负号(-)应用于任意一个时隙中发射的一些层或者天线的基准信号。在类型4-A中，负号(-)应用于第二层(或者天线)或者第三层(或者天线)的基准信号。该OCC可以被作为资源利用，或者可以用于增加多个用户之间的循环移位值的间隔。

在下文，将描述提出的基准信号发射方法。根据提出的基准信号发射方法，可不同地应用用于多个层或者多个天线的基准信号的循环移位值。尽管在下文描述向多个层的基准信号分配循环移位值的情况，但是本发明不限于此，因而还可应用于向的多个天线的基准信号分配循环移位值的情况。

首先，循环移位值可由不考虑OCC的集合构成，因而可以向多个层的基准信号分配。

可以通过将单用户-MIMO(SU-MIMO)***考虑在内来分配循环移位值。由于用于3GPPLTE rel-8的上行基准信号发射的基准信号序列的特性，在时域中发生移位达与分配的循环移位值相对应的值。例如，如果FFT大小是512，当循环移位值的间隔是1时，该间隔对应于时域中的43个样本。另外，一般地，信道脉冲响应存在于CP周期中。在收到存在于CP周期中的信道脉冲响应之后，可被频域信号代替以获得估计信道。在多天线发射的情况下，从每个天线接收的信号一般具有类似的延迟，并且信道脉冲响应可以存在于CP周期中或者可以可以相对于CP周期略微偏离。因此，通过在SU-MIMO环境中分配具有等于或者大于1或者2的间隔的循环移位值，可以有效地获得从每个天线发射的信号经历的信道脉冲响应而没有天线之间的干扰。因此，在SU-MIMO中，各个层之间的循环移位值的最小间隔优选地等于或者大于1。

可以通过将多用户-MIMO(MU-MIMO)***考虑在内来应用循环移位值。尽管BS接收的多个用户的信号通过定时提前处理(timing advanced process)在类似持续时间中接收，但是收到的信号之间不可避免存在时间差。当使用相同时间和频率资源的多个用户发射的信号被通过使用空间复用(SM)方案分离时，需要获得多个用户的每一个的信道。另外，当基于码分复用(CDM)来估计信道时，可以向多个用户的每一个分配可以使干扰最小化的代码或者序列。因此，需要向多个用户的每一个分配不同的循环移位值。在此情况下，可以分配循环移位值从而使进行MU-MIMO发射的UE之间的每个循环移位值的间隔最大化，并且可以分配循环移位值从而UE中的层或者天线之间的循环移位值具有相对小的间隔。

循环移位值的集合可以不同地配置。例如，循环移位值的集合可以是{0，2，3，4，6，8，9，10}，其为在3GPP LTE rel-8中定义的8个循环移位值的集合。在正常CP或者扩展CP中，可以从该集合选择循环移位值。另外，可以使用该集合的子集。例如，可以从由{0，3，6，9}构成的子集选择循环移位值。当信道具有长的延迟扩展时，可以使用由具有大的循环移位值间隔的循环移位值构成的子集。

作为另一示例，循环移位值的集合可以是{0，1，2，3，4，5，6，7，8，9，10，11}，其为12个循环移位值的集合。另外，可以使用该集合的子集。

作为另一示例，循环移位值的集合可以是{0，4，8，2，6，10，3，9}，其为8个循环移位值的集合。在此情况下，在3GPP LTE rel-8中定义的循环移位值中，选择循环移位值从而循环移位值具有间隔4，并且如果循环移位值大于12，则通过进行模运算来选择循环移位值。如果存在预先选择的值，则最接近所选择的值的值可以被选择。如果循环移位值的集合是12个循环移位值的集合，则该集合可以是{0，4，8，1，5，9，2，6，10}。

可以通过向PDCCH发射的DCI格式分配的循环移位指示符来指示使用上述方法确定的循环移位集合。循环移位指示符可以具有3比特的长度。通过使用通过循环移位指示符指示的循环移位值作为循环移位集合的起点，可以按照层的数量分配循环移位偏移。循环移位偏移的分配顺序可以是顺序的或者可以遵循预定规则。该预定规则可以是任何序列或者可以是基于偏移的顺序。例如，如果循环移位集合是{0，2，3，4，6，8，9，10}，循环移位指示符是0并且层的数量是2，则从循环移位集合中的循环移位值0开始，循环移位值0和2可被选择作为上行基准信号序列的循环移位值。

除了循环移位指示符，可以在DCI格式额外分配选择偏移。从循环移位指示符指示的循环移位值开始，可以按照与由选择偏移指示的值相对应的间隔分配用于多个层的基准信号序列的循环移位值。选择偏移可以具有1比特或者2比特的长度。如果选择偏移具有1的长度，则选择偏移可以是{1，2}、{1，3}、和{1，4}中的任意一个。如果选择偏移具有2比特的长度，则选择偏移可以是{1，2，3，4}中的任意一个。例如，如果循环移位指示符是3比特，选择偏移是1比特，循环移位集合由{0，2，3，4，6，8，9，10}构成，第一用户使用的循环移位指示符和选择偏移分别是“000”和“0”并且第二用户使用的循环移位指示符和选择偏移分别是“101”和“1”，则第一用户的各个层的基准信号的循环移位值可以是{0，2}，并且第二用户的各个层的基准信号的循环移位值可以是{8，10}。

另外，如果层的数量是3，可以从DCI格式分配两个循环移位指示符因而可以用作两个层的基准信号的循环移位值，并且可以基于由PDCCH指示的两个循环移位指示符中的任意一个来分配剩余一个层的基准信号的循环移位值。在此情况下，可以基于选择偏移隐含地确定剩余一个层的基准信号的循环移位值而不用额外信令。另选地，可以基于两个循环移位指示符中的任意一个分配剩余层的基准信号的循环移位值。

以上描述还应用于层的数量是4的情况。可以从DCI格式分配两个循环移位指示符因而这两个循环移位指示符可以用作两个层的基准信号的循环移位值，并且可以基于两个循环移位指示符来分配剩余两个层的基准信号的循环移位值。例如另外，第三层的基准信号的循环移位值可以是基于第一层的基准信号的循环移位值，并且第四层的基准信号的循环移位值可以是基于第二层的基准信号的循环移位值。可以基于选择偏移隐含地确定剩余两个层的基准信号的循环移位值而不用额外信令。

尽管以上通过将多个层考虑在内描述了上行DMRS的循环移位值的分配，但是本发明不限于此，因而还可应用于上行探测基准信号。在此情况下，通过改变针对DMRS分配的循环移位指示符、和循环移位集合等，本发明可具体应用于上行探测基准信号。另外，通过将针对DMRS的循环移位指示符或者循环移位值直接应用于探测基准信号，可以防止出现信令开销。

在下文，将描述通过组合用于指示循环移位值的循环移位索引和用于指示OCC的OCC索引来分配每个层的基准信号序列的循环移位值的方法。在此情况下，可以确定循环移位值从而使得各个层的基准信号的循环移位值的间隔最大化。另选地，可以通过使用循环移位指示符确定各个层的基准信号的循环移位值而不用OCC索引的额外信令。在以下描述中，通过使用表来描述循环移位索引和OCC索引。另外，尽管假定层是数量是4，但是当层的数量小于或者等于4时，也能够仅仅使用对应的表中提出的循环移位值中的针对一些层的循环移位值。

首先，可以分配循环移位值从而第一和第二层之间的基准信号的循环移位值的间隔和第三和第四层之间的基准信号的循环移位值的间隔被最大化。根据所应用的OCC，仅仅可以保留第一和第二层的基准信号，并且可以在此状态下估计信道，而在另一方面，仅仅可以保留第三和第四层的基准信号，并且可以在此状态下估计信道。

表10示出了其中根据提出的发明映射循环移位索引和OCC索引的示例。

[表10]

索引i(循环移位)	DCI格式0的循环移位字段	nDMRS (2)	OCC索引
				0	000	0	0
1	001	6	0
				2	010	3	1
3	011	4	1
				4	100	2	0
5	101	8	0
				6	110	10	1
7	111	9	1

根据表10，循环移位索引i和OCC索引被映射。循环移位索引指示的DCI格式0的循环移位字段和要被映射到循环移位字段的n_DMRS ⁽²⁾被映射到OCC索引。也就是说，相同的OCC索引总是应用于值n_DMRS ⁽²⁾。例如例如，如果n_DMRS ⁽²⁾＝0，则OCC索引可以总是0，以及如果n_DMRS ⁽²⁾＝3，则OCC索引可以总是1。在此情况下，当OCC索引是0时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1 1]。以及当OCC索引是1时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1 -1]。另选地，当OCC索引是0时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1 -1]。以及当OCC索引是1时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1 1]。

表11示出了根据表10应用的每个层的基准信号的循环移位值。

[表11]

在表11中，负号(-)暗示OCC索引1被应用，因而负号(-)应用于在第二时隙中发射的基准信号。根据根据表11，第一和第二层的基准信号的循环移位值维持最大间隔，类似地，第三和第四层的基准信号的循环移位值也维持最大间隔。当层的数量是2或者3时，仅仅可以使用表11中的循环移位值中的一些。

另选地，可以分配各个层的基准信号的循环移位值从而在秩-2发射中最大可能程度地减小干扰。尽管在秩-4发射中各个层的基准信号的循环移位值的间隔不被最大化，根据所应用的OCC，仅仅第一和第三层的基准信号可以保留，并且可以在此状态下估计信道，而在另一方面，仅仅可以保留第二和第四层的基准信号，并且可以在此状态下估计信道。

表12示出其中根据提出的发明映射循环移位索引和OCC索引的示例。

[表12]

索引i(循环移位)	DCI格式0的循环移位字段	nDMRS (2)	OCC索引
				0	000	0	0
1	001	6	1
				2	010	3	0
3	011	4	1
				4	100	2	0
5	101	8	1
				6	110	10	0
7	111	9	1

表13示出根据表12应用的每个层的基准信号的循环移位值。

[表13]

当层的数量是2或者3时，仅仅可以使用表12中的循环移位值中的一些。

根据层的数量，还可以基于不同的规则分配循环移位值。例如，在秩-2发射的情况下可以分配表10的循环移位值，并且在秩-4发射的情况下可以分配表12的循环移位值。另选地，在秩-2发射的情况下可以分配表12的循环移位值，并且在秩-4发射的情况下可以分配表10的循环移位值。

可以通过组合循环移位值和OCC来分配循环移位值。

当层的数量是1时，可以根据循环移位索引分配不同的循环移位值。然而，在多个层的情况下，可以分配相同的循环移位值，尽管循环移位索引不同。例如，可以使用{0，6，3，4，2，8，10，9}中的任意一个作为一个层的基准信号的循环移位值，并且可以使用{(0，6)，(6，0)，(3，9)，(4，10)，(2，8)，(8，2)，(10，4)，(9，3)}中的至少一个作为两个层的基准信号的循环移位值。在此情况下，(0，6)-(6，0)/(3，9)-(9，3)/(4，10)-(10，4)/(2，8)-(8，2)具有相同的循环移位值，尽管循环移位索引不同。因此，在此情况下，OCC可以被应用以维持正交性。例如，可应用诸如(0，6)、(-6，-0)的OCC。在此情况下，如果负号(-)应用于第一和第二层的基准信号，则正号可以应用于第三和第四层的基准信号。

表14示出根据提出的发明的每个层的基准信号的循环移位值的示例。

[表14]

表15示出根据提出的发明的每个层的基准信号的循环移位值的另一个示例。

[表15]

表16示出向表15的第三和第四层的基准信号应用OCC的示例。

[表16]

表17示出向表15的第一层的基准信号应用OCC的示例。

[表17]

当层的数量小于或者等于4时，仅仅可以分配表14到表17的循环移位值中的一些层的基准信号的循环移位值。

在下文中，提出根据通过PDCCH发射的DCI格式中的循环移位值向多个层中的每个层分配OCC和循环移位值的方法。尽管在下文描述所提出的发明应用于MU-MIMO***，但是本发明不限于此，因而还可应用于SU-MIMO***。

当在MU-MIMO***中分配循环移位值时，分配每个层的基准信号的循环移位值以使得一个UE中的各个层的基准信号之间的循环移位值的间隔被最大化。例如，在秩-4发射过程中，可以分配循环移位值以使得第一和第二层之间的基准信号的循环移位值的间隔和第三层和第四层的基准信号的循环移位值的间隔被最大化。在此情况下，具有不同符号的OCC可以应用于具有窄间隔的循环移位值以使层之间的间隔最小化。

表18示出DCI格式的循环移位值字段、向每个层分配的循环移位值、和OCC的示例。

[表18]

参照表18，根据DCI格式的循环移位字段的值发射n_DMRS ⁽²⁾。因而可以确定每个层的基准信号的循环移位值的值和应用于每个层的OCC。第一层和第二层之间的基准信号的循环移位值之间的间隔和第三和第四层之间的基准信号的循环移位值的间隔被最大化。具有不同符号的OCC应用于具有窄的间隔的循环移位值。因此，具有负号(-)的OCC应用于针对第三层(L2)和第四层(L3)的第二时隙(即，时隙1)。如果层的数量小于或者等于4，则仅仅可以使用表18中的OCC和循环移位值中对应于一些层的值。也就是说，如果层的数量是2，则仅仅可以使用对应于L0和L1的值，而如果层的数量是3，则仅仅可以使用对应于L0到L2的值，如果层的数量是2，不仅仅可以选择L0和L1而且可以选择任意两个层。另外，可以针对每个列枚举表18中对应于L0到L3的值。

针对表18中限定的向每个层分配的OCC和循环移位值，针对MU-MIMO***可应用额外的OCC。这是为了使各个UE之间的干扰最小化。

表19示出DCI格式的循环移位值字段、向每个层分配的循环移位值、和OCC的另一个示例。

[表19]

参照表19，根据DCI格式的循环移位字段的值发射n_DMRS ⁽²⁾。因而可以确定每个层的基准信号的循环移位值的值和应用于每个层的OCC。第一层和第二层之间的基准信号的循环移位值之间的间隔和第三和第四层之间的基准信号的循环移位值的间隔被最大化。

另外，当应用OCC时，代替向一个层应用具有相同符号的OCC，在层中相邻的循环移位值之间应用具有不同符号的OCC。也就是说，具有符号{+，-，+，-，+，-，+，-}的OCC顺序地应用于第一层(L0)中的循环移位值{0，2，3，4，6，8，9，10}。可以分配循环移位值和OCC索引以具有使进行MU-MIMO发射的UE之间的每个循环移位值的间隔最大化的效果。也就是说，当不同的UE具有最接近的循环移位值并且接收各个发射信号的时序失对准时，可能存在收到相同循环移位值的效果。因此，通过向最接近的循环移位值分配不同的OCC索引以具有对应的UE之间的循环移位值的间隔最大化的效果，这样做能够解决当循环移位值分配以使处于MU-MIMO的UE具有接近间隔时出现的问题。因此，在存在多个UE的MU-MIMO中，各个层之间的干扰可最小化。当在第一层(L0)中应用于每个循环移位值的OCC的符号被确定时，根据所确定的符号，可以确定应用于其余层的OCC的符号。应用于第二层(L1)的OCC的符号可以具有应用于第一层(L0)的OCC的相同符号，并且应用于第三层(L2)和第四层(L3)的OCC的符号可以具有应用于第一层(L0)的OCC的相反符号，另选地，在秩-2发射的情况下，应用于第一层的OCC的符号和应用于第二层的OCC的符号可以彼此相反。因此，在MU-MIMO或者SU-MIMO环境中，UE中各个层之间的干扰可以被最小化。

如果在表19中层的数量小于或者等于4，则仅仅可以使用表19中的OCC和循环移位值中对应于一些层的值。也就是说，如果层的数量是2，则仅仅可以使用对应于L0和L1的值；如果层的数量是3，则仅仅可以使用对应于L0到L2的值。如果层的数量是2，不仅仅可以选择L0和L1而且可以选择任意两个层。另外，可以针对每个列枚举表19中对应于L0到L3的值。

可以不同地确定应用于每个层的OCC的符号和每个层的循环移位值。可以根据DCI格式的循环移位字段确定对应的OCC索引。根据OCC索引，可以确定依赖于循环移位值的、OCC的符号。

表20示出OCC索引和DCI格式的循环移位字段的映射关系的一个示例。

[表20]

参照表20，如果存在对应于每个循环移位值字段的循环移位值n_DMRS ⁽²⁾，则OCC索引对应于每个循环移位值。在表20中，当OCC索引是0时，可以隐含着应用于第一和第二时隙的OCC是[1 1]，以及当OCC索引是1时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1-1]。另选地，当OCC索引是0时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1-1]。以及当OCC索引是1时，暗示应用于第一和第二时隙的OCC是[1 1]。采用表20的情况1作为示例，当循环移位值是0、2、6和8时，[1 1]被应用作为OCC，以及当循环移位值是3、4、9和10时，[1-1]被应用作为OCC，除了3GPPLTE rel-8中定义的8个循环移位值，可以将四个额外循环移位值和对应的循环移位值考虑在内。

表21示出OCC索引和DCI格式的循环移位字段的映射关系的另一个示例。

[表21]

图13是示出提出的基准信号发射方法的流程图。

在步骤S100，UE生成分别向多个层分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列。在步骤S110，UE生成被映射了多个基准信号序列的SC-FDMA符号。在步骤S120，UE通过多个天线发射SC-FDMA符号。根据与针对每个层通过PDCCH发射的DCI格式的循环移位字段相对应的OCC索引，将每个基准信号序列可以乘以+1或者-1。

图14是根据本发明的实施方式的UE的框图。

BS 900包括基准信号生成器910、SC-FDMA符号生成器920、和射频(RF)单元930。基准信号生成器910生成分别向多个层分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列。SC-FDMA符号生成器920连接到基准信号生成器并且生成被映射多个基准信号序列的SC-FDMA符号。RF单元930连接到SC-FDMA符号生成器并且通过多个天线向BS发射SC-FDMA符号。

可以通过硬件、软件、固件或者其组合来实现本发明的示例性实施方式。可以使用设计以执行上述功能的专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微处理器、其它电子单元、或者其组合来实现硬件。软件可以用执行上述功能的模块实现。可以将软件代码存储在存储单元中，并可以通过处理器执行。存储单元或者处理器可以采用本领域技术人员已知的各种单元。

在上述实施方式中，基于按块示出的一系列步骤或者流程图描述方法，但是本发明的示例性实施方式不限于步骤的顺序，并且任何步骤可以按照与以上步骤不同的顺序或者同时执行。另外，本发明所属领域的技术人员可以理解流程图中所示的步骤不是穷举的，因此在不影响本发明的范围的前提下可包括其它步骤，或者可以删除流程图中的一个或者更多个步骤。

以上实施方式包括各个步骤的示例。尽管未描述示出各个方面的全部可能组合，本领域技术人员可以理解可以进行其它组合。因此，本发明应理解为包括属于以下权利要求的全部其它替换、变化和修改。

Claims (9)

1.一种用于在无线通信***中发射用于物理上行共享信道PUSCH的解调制基准信号DMRS的方法，所述方法包括：

生成分别与多个层相关联的多个DMRS序列，其中，向所述多个DMRS序列分别分配不同的循环移位，并且向所述多个DMRS序列的各个DMRS序列分别应用正交覆盖码OCC[11]或[1-1]中的任一个；

将所述多个DMRS序列映射到时域和频域资源元素RE的集合以形成多个DMRS；以及

向基站发射所述多个DMRS，

其中，由通过物理下行控制信道PDCCH接收的下行控制信息DCI格式中的循环移位字段来指示所述不同的循环移位和所述OCC，

其中，分配给所述多个DMRS序列中的第一DMRS序列的第一循环移位和分配给所述多个DMRS序列中的第二DMRS序列的第二循环移位具有最大间隔，其中相同的OCC被应用到所述第一DMRS序列和所述第二DMRS序列，

其中，分配给所述多个DMRS序列中的第三DMRS序列的第三循环移位和分配给所述多个DMRS序列中的第四DMRS序列的第四循环移位具有最大间隔，其中相同的OCC被应用到所述第三DMRS序列和所述第四DMRS序列，

其中，在所述多个层的每个层中的相邻循环移位之间应用具有不同符号的OCC。

2.根据权利要求1所述的方法，

其中，所述多个DMRS序列被分别映射到子帧中的两个时隙，以及

其中，根据应用于所述多个DMRS序列的OCC，将被映射到两个时隙中的第二时隙的所述多个DMRS序列乘以+1或者-1。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，在正常循环前缀CP的情况下，所述多个DMRS序列被映射到每个时隙中的第四个单载波频分多址SC-FDMA符号，而在扩展CP的情况下，所述多个DMRS序列被映射到每个时隙中的第三个SC-FDMA符号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述循环移位字段具有3比特的长度。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个层的数量是2到4中的任意一个值。

6.一种向无线通信***中发射用于物理上行共享信道PUSCH的解调制基准信号DMRS的设备，所述设备包括：

射频RF单元，所述RF单元用于发送或者接收无线电信号；以及

处理器，所述处理器联接到所述RF单元，

其中，所述处理器被构造成：

生成分别与多个层相关联的多个DMRS序列，其中，向所述多个DMRS序列分别分配不同的循环移位，并且向所述多个DMRS序列的各个DMRS序列分别应用正交覆盖码OCC[11]或[1-1]中的任一个；

将所述多个DMRS序列映射到时域和频域资源元素RE的集合以形成多个DMRS；以及

通过所述RF单元向基站发射所述多个DMRS，

其中，由通过物理下行控制信道PDCCH接收的下行控制信息DCI格式中的循环移位字段来指示所述不同的循环移位和所述OCC，

其中，分配给所述多个DMRS序列中的第一DMRS序列的第一循环移位和分配给所述多个DMRS序列中的第二DMRS序列的第二循环移位具有最大间隔，其中相同的OCC被应用到所述第一DMRS序列和所述第二DMRS序列，

其中，分配给所述多个DMRS序列中的第三DMRS序列的第三循环移位和分配给所述多个DMRS序列中的第四DMRS序列的第四循环移位具有最大间隔，其中相同的OCC被应用到所述第三DMRS序列和所述第四DMRS序列，

其中，在所述多个层的每个层中的相邻循环移位之间应用具有不同符号的OCC。

7.根据权利要求6所述的设备，

其中，所述多个DMRS序列被分别映射到子帧中的两个时隙，以及

其中，根据应用于所述多个DMRS序列的OCC，将被映射到两个时隙中的第二时隙的所述多个DMRS序列乘以+1或者-1。

8.根据权利要求6所述的设备，其中，所述循环移位字段具有3比特的长度。

9.根据权利要求6所述的设备，其中，所述多个层的数量是2到4中的任意一个值。