CN102460991B - 多天线***中的基准信号发射方法和装置 - Google Patents

Abstract

提供了在多天线***中的基准信号发射方法和装置。终端生成被分别分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列；生成被映射了多个基准信号序列的正交频分复用(OFDM)符号；以及通过多个天线向基站发射OFDM符号。基于通过物理下行控制信道(PDCCH)发射的循环移位字段指示的参数n确定向每个基准信号序列分配的每个循环移位值。

Description

多天线***中的基准信号发射方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及在多天线***中发射基准信号的方法和设备。

背景技术

已经提出了针对宽带无线通信***的有效的发射/接收方法和应用以最大化无线资源的效率。具有低复杂度的能够降低符号间干扰(ISI)的正交频分复用(OFDM)***被考虑作为下一代无线通信***的一种。在OFDM中，串行输入的数据符号被转换为N个并行数据符号，接着通过在N个单独的子载波上承载而发射。子载波在频率维度中维持正交性。每个正交信道经受相互独立的频率选择性衰落，并且发射的符号的间隔增加，因而最小化符号间干扰。

当***使用OFDM作为调制方案时，正交频分多址(OFDMA)是这样一种多址方案，在该方案中通过向多个用户独立地提供可用子载波中的一些来实现多址。在OFDMA中，向各个用户提供频率资源(即，子载波)，并且因为各个频率资源是独立提供给多个用户的，因此这些频率资源一般不彼此交叠。因此，以互斥方式向各个用户分配频率资源。在OFDMA***中，通过使用频率选择性的调度，可获得针对多个用户的频率分集，并且可根据针对子载波的排列规则不同地分配子载波。另外，使用多个天线的空间复用方案可被使用以增加空间域的效率。

另外，在OFDM/OFDMA***中，峰均功率比(PAPR)和立方度量(cubic metric)增加。PAPR是指最大发射功率和平均发射功率的比。根据PAPR的增加，功率放大器的容量也必须相应地增加。这源于OFDM符号是不同子载波上N个正弦信号的交叠。因为必须尽可能降低UE中的电池容量，因此在用户设备(UE)中降低PAPR是重要问题。

为了降低PAPR，可以提出单载波频分多址(SC-FDMA)方案。SC-FDMA具有如下形式，即，频分多址(FDMA)并入单载波频分均衡(SC-FDE)方案。SC-FDMA与OFDMA的类似特征在于通过使用离散傅里叶变换(DFT)在时域和频域中调制和解调数据，但是SC-FDMA在降低发射功率方面更有利，因为发射信号的PAPR低。具体地，可以说，SC-FDMA适用于从对发射功率敏感的UE向BS的上行链路通信，该发射功率与电池的使用相关。另外，SC-FDMA***对信号进行小的改变，由此当时使用相同功率放大器时相比于其它***具有广泛覆盖。

可使用多输入多输出(MIMO)技术使用多个发射天线和多个接收天线以提高数据发射和接收的效率。在MIMO***中实现分集的方案包括空频分组码(SFBC)、空时分组码(STBC)、循环延迟分集(CDD)、频率切换发射分集(FSTD)、时间切换发射分集(TSTD)、预编码向量切换(PVS)、空间复用(SM)等。根据接收天线的数量和发射天线的数量可以将MIMO信道矩阵分解为多个独立信道。每个独立信道被称为层或者流。层的数量称为秩(rank)。

在无线通信***中，为了发射和接收数据，获取***同步和反馈信道，必须估计上行信道或者下行信道信息。在无线通信***环境中，由于多径时间延迟而产生衰落。通过补偿由于这种衰落导致的环境突然改变引起的信号失真来恢复发射信号的处理称为信道估计。还必须测量针对用户设备所属小区或者其它小区的信道状态。为了估计信道或者测量信道状态，可使用发射机和接收机都知道的基准信号(RS)。

用于发射基准信号的子载波称为基准信号子载波，并且用于发射数据的子载波称为数据子载波。在OFDM***中，指定基准信号的方法包括向全部子载波指定基准信号的方法和在数据子载波之间指定基准信号的方法。向全部子载波指定基准信号的方法是使用仅仅包括基准信号的信号(诸如前导信号)进行的，以获得信道估计的吞吐量。如果使用这种方法，因为基准信道的密度通常很高，所以相比于在数据子载波之间指定基准信号的方法可提高信道估计的性能。然而，由于在向全部子载波指定基准信号的方法中发射数据的量很小，使用在数据子载波之间指定基准信号的方法以增加发射数据的量。如果使用在数据子载波之间指定基准信号的方法，则信道估计的性能可能因为基准信号的密度低而劣化。因此，应适当地排列基准信号以最小化这种劣化。

因为接收机知道关于基准信号的信息并且可通过补偿经过估计的信道值来准确地估计被发射阶段发射的数据，因此接收机可通过从接收信号分离关于基准信号的信息来估计信道。假定发射机发送的基准信号是p，基准信号在发射期间经历的信道信息是h，接收机发生的热噪声是n，并且利用接收机接收的信号是y，可得到y＝h·p+n。在此，因为接收机已经知道基准信号p，在使用最小平方(LS)法的情况下其可使用算式1估计信道信息值

[算式1]

$\hat{h}=y/p=h+n/p=h+\hat{n}$

用值来确定使用基准信号p估计的信道估计值的精度。为了精确估计值h，值必须收敛于0。为此，必须通过使用大量的基准信号估计信道以最小化值的影响。可能存在用于更好的信道估计性能的多种算法。

另外，在当前的LTE***中，尚未提出支持在UL发射中使用多个天线的MIMO***的、发射基准信号的方法，以及根据以上方法分配基准信号序列的循环移位值的方法。因此，在MIMO***中，需要一种确保信道估计的性能的发射基准信号的方法。

发明内容

发明目的

本发明提供一种用于在无线通信***中发射定位基准信号(PRS)的方法和设备。

技术方案

在一个方面，提供了一种在多天线***中发射基准信号的方法。该方法包括：生成被分别分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列；生成被映射了多个基准信号序列的正交频分复用(OFDM)符号；以及通过多个天线向基站发射OFDM符号，其中基于通过物理下行控制信道(PDCCH)发射的循环移位字段指示的参数n来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。所述多个基准信号序列的每个可以是针对不同层的基准信号序列。可以基于秩指示符(RI)指示的值来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。可以基于所述参数n来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值以使得循环移位值之间的间隔变为最大。可以利用具体算式来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。层的数量可以是2、3、和4中的一个。可以基于参数n值以恒定固定的偏移量间隔来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。可以基于参数n利用更高层发射向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，并且可以利用按照一对一方式与参数n相对应的循环移位索引的偏移量来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。多个天线的数量可以是2、3、和4中的一个。被映射了多个基准信号序列的所述OFDM符号可以是包括7个OFDM的时隙中的第四OFDM符号(OFDM符号索引为3)。被映射了多个基准信号序列的所述OFDM符号可以是包括6个OFDM的时隙中的第三OFDM符号(OFDM符号索引为2)。

在另一个方面，提供一种在多天线***中发射基准信号的设备。该设备包括：基准信号生成单元，所述基准信号生成单元被配置以生成被分别分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列；正交频分复用(OFDM)符号生成单元，所述正交频分复用符号生成单元耦合到所述基准信号生成单元并且被配置以生成被映射了多个基准信号序列的OFDM符号；以及射频(RF)单元，所述RF单元耦合到OFDM符号生成单元并且配置以通过多个天线向基站发射OFDM符号，其中基于通过物理下行控制信道(PDCCH)发射的循环移位字段指示的参数n来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。可以基于秩指示符(RI)指示的值确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。

技术效果

因为在多天线***中能够复用基准信号并且能够进进行鲁棒的频率选择性信道估计，所以可改进***性能。

附图说明

图1示出了无线通信***。

图2示出了3GPP LTE中的无线帧的结构。

图3示出了用于单个下行时隙的资源网格的示例。

图4示出了下行子帧的结构。

图5示出了上行子帧的结构。

图6示出了SC-FDMA***中的发射机的结构的示例；

图7示出了子载波映射器将复数值符号映射到频域的各个子载波的方案的示例；

图8示出了用于解调制的基准信号发射机的结构的示例；

图9示出了用以发射基准信号的子帧的示例；

图10示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的示例；

图11示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的另一个示例；

图12示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的再一个示例；

图13示出了提出的发射基准信号的方法的实施方式；以及

图14是其中实现本发明的实施方式的UE的框图。

具体实施方式

以下技术可用于各种无线通信***，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。CDMA可以实现为诸如通用陆地无线接入(UTRA)或者CDMA 2000的无线技术。TDMA可以实现为诸如全球移动通信息***(GSM)/通用分组无线服务(GPRS)/用于GSM演进的增强数据率(EDGE)的无线技术。OFDMA可以通过诸如IEEE(电气和电子工程师协会)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、E-UTRA(演进UTRA)等的无线技术实现。IEEE 802.16m(IEEE 802.16e的一种演进)提供对基于IEEE 802.16e的***的向后兼容。UTRA是通用移动电信***(UMTS)的一部分。3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)是使用E-UTRA的演进UMTS(E-UMTS)的一部分，其在下行链路采用OFDMA在上行链路采用SC-FMDA。LTE-A(先进)是3GPP LTE的演进。

在下文，为了清楚，将主要描述LTE-A，但是本发明的技术概念不限于此。

图1示出了无线通信***。

无线通信***10包括至少一个基站(BS)11。各个BS 11向各个地理区域15a、15b和15c(通常称为小区)提供通信服务。每个小区可以划分为多个区域(称为扇区)。用户设备(UE)12可以是固定的或者移动的，并且可以用其它名称(诸如MS(移动台)、MT(移动终端)、UT(用户终端)、SS(用户台)、无线装置、PDA(个人数字助理)、无线调制解调器、手持装置)来表示。BS 11通常是指与UE 12通信的固定台并且可以用其它名称(诸如eNB(演进-节点B)、BTS(基础收发机***)、接入点(AP)等)命名。

总体而言，UE属于一个小区，并且UE所属的小区称为服务小区。向服务小区提供通信服务的BS称为服务BS。无线通信***是蜂窝***，因此存在与服务小区相邻的不同的小区。与服务小区相邻的不同的小区称为相邻小区。向相邻小区提供通信服务的BS称为相邻BS。服务小区和相邻小区是基于UE相对地确定的。

此技术可用于下行链路或者上行链路。一般地，“下行链路”是指从BS 11向UE12的通信，“上行链路”是指从UE 12向BS 11的通信。在下行链路中，发射机可以是BS 11的一部分并且接收机可以是UE 12的一部分。在上行链路中，发射机可以是UE 12的一部分并且接收机可以是BS 11的一部分。

无线通信***可以是多输入多输出(MIMO)***、多输入单输出(MISO)***、单输入单输出(SISO)***、和单输入多输出(SIMO)***中的任意一种。MIMO***使用多个发射天线和多个接收天线。MISO***使用多个发射天线和单个接收天线。SISO***使用单个发射天线和单个接收天线。SIMO***使用单个发射天线和多个接收天线。

在下文，发射天线是指用于发射信号或者流的物理或者逻辑天线，以及接收天线是指用于接收信号或者流的物理或者逻辑天线。

图2示出3GPP LTE中的无线帧的结构。可以参考“Technical Specification GroupRadio Access Network；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physicalchannels and modulation(Release 8)”to 3GPP(3rd generation partnership project)TS36.211 V8.2.0(2008-03)的第五段。

参照图2，无线帧包括10个子帧，1个子帧包括2个时隙。无线帧中的时隙按照从#0到#19进行编号。发射一个子帧花费的时间称为一个发射时间间隔(TTI)。TTI可以称为用于数据发射的调度单位。例如，无线帧可以具有10ms的长度，子帧可以具有1ms的长度，以及时隙可以具有0.5ms的长度。

一个时隙包括时域中的多个正交频分复用(OFDM)符号，和频域中的多个子载波。由于3GPP LTE在下行链路使用OFDMA，因此使用OFDM符号表示符号周期。OFDM符号可以根据多址方案称为其它名称。例如，当使用单载波频分多址(SC-FDMA)作为上行链路多址方案时，OFDM符号可以称为SC-FDMA符号。资源块(RB)(即资源分配单元)包括一个时隙中的多个连续子载波。无线帧的结构仅仅是示例。即，无线帧中包括的子帧的数量、子帧中包括的时隙的数量、或者时隙中包括的OFDM符号的数量可以改变。

3GPP LTE规范定义了在正常循环前缀中1个时隙包括7个OFDM符号，并且在扩展CP中1个时隙包括6个OFDM符号。

图3示出用于单个下行时隙的资源网格的示例。

下行时隙包括时域上多个OFDM符号和频域上N_RB个资源块(RB)。下行时隙中包括的资源块的数量N_RB取决于小区中设定的下行发射带宽。例如，在LTE***中，N_RB可以是60到110中的任意一个。一个资源块包括频域中的多个子载波。上行时隙可以具有与下行时隙相同的结构。

资源网格上的每个元素称为资源元素。资源网格上的资源元素可以用一对索引(k，l)在时隙中区分。在此，k(k＝0，...，N_RBx12-1)表示频域中的子载波索引，并且1是时域中的OFDM符号索引。

在此，例示1个资源块包括由时域中7个OFDM符号和频域中12个子载波构成的7x12个资源元素，但是资源块中的OFDM符号和子载波的数量不限于此。OFDM符号的数量和子载波的数量可以根据循环前缀(CP)的长度、频率间隔等改变。例如，在正常CP的情况下，OFDM符号的数量是7，在扩展CP的情况下，OFDM符号的数量是6。可以选择性地使用128、256、512、1024、1536、和2048中的一个作为一个OFDM符号中的子载波的数量。

图4示出了下行子帧的结构。

下行子帧包括时域中的两个时隙，在正常CP中每个时隙包括7个OFDM符号。子帧内的第一时隙的前3个OFDM符号(对于1.4MHz带宽最大4个OFDM符号)对应于被分配了控制信道的控制区，并且其它剩余OFDM符号对应于被分配了物理下行共享信道(PDSCH)的数据区。3GPP LTE中使用的下行控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行控制信道(PDCCH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)等。子帧的第一OFDM符号中发射的PCFICH携带关于OFDM符号的数量(也就是，控制区的大小)的信息，该信息用于在子帧内发射控制信道。PHICH携带针对上行混合自动重传请求(HARQ)的确认(ACK)/非确认(NACK)信号。换句话说，在PHICH上发射针对被用户设备发射的上行数据的ACK/NACK信号。通过PDCCH发射的控制信息称为下行控制信息(DCI)。DCI包括上行或者下行调度信息、针对具体用户设备组的上行发射功率控制命令等。具体地，DCI中的DCI格式0可以用于物理上行共享信道(PUSCH)的调度。

图5示出了上行子帧的结构。

上行子帧可以在频域中划分为控制区和数据区。用于发射上行控制信息的物理上行控制信道(PUCCH)被分配到控制区。用于发射数据的物理上行共享信道(PUSCH)被分配到数据区。用户设备为了维持单载波属性不同时发射PUCCH和PUSCH。

关于UE的PUCCH利用子帧中的一对资源块分配。属于该对资源块(RB)的资源块在第一时隙和第二时隙中分别占据不同子载波。属于该对RB的RB占据的频率基于时隙边界改变。也就是说，分配给PUCCH的该对RB在时隙边界处跳频。UE可通过根据时间经过不同的子载波发射上行控制信息来获得频率分集增益。在图5中，m是指示分配给PUCCH的该对RB在子帧中的逻辑频域位置的位置索引。

在PUCCH上发射的上行控制信息可以包括HARQ ACK/NACK、指示下行信道的状态的信道质量指示符(CQI)、调度请求(SR)等。

PUSCH被映射到上行共享信道(UL-SCH)(传输信道)。在PUSCH上发射的上行数据可以是传输块(针对在TTI期间发射的UL-SCH的数据块)。传输块可以是用户信息。或者，上行数据可以是复用数据。复用数据可以是通过复用针对UL-SCH的传输块和控制信息获得的数据。例如，复用到数据的控制信息可以包括CQI、预编码矩阵指示符(PMI)、HARQ、秩指示符(RI)等。或者上行数据可以仅包括控制信息。

在LTE-A***中，UL采用SC-FDMA发射方案。在DFT扩频之后进行IFFT的发射方案称为SC-FDMA。SC-FDMA还可以称为离散傅里叶变换扩频(DFT-s)OFDM。在SC-FDMA中，可以降低峰均功率比(PAPR)或者立方度量(CM)。如果使用SC-FDMA发射方案，则因为可以避免功率放大器的非线性失真周期，因此可以增加具有有限功率消耗的UE中的发射功率效率。因此，可以增加用户吞吐量。

图6示出了SC-FDMA***中的发射机的结构的示例。

参照图6，发射机50包括离散傅里叶变换(DFT)单元51、子载波映射器52、傅里叶逆变换(IFFT)单元53、和循环前缀(CP)***单元54。发射机50可以包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些可以布置在DFT单元51之前。

DFT单元51通过对输入符号进行DFT来输出复数值符号。例如，当输入N_tx个符号时(其中N_tx是自然数)，DFT的大小是N_tx。DFT单元51可以称为变换预编码器。子载波映射器52将复数值符号映射到频域的各个子载波。复数值符号可以映射到与为进行数据传输而分配的资源块相对应的资源元素。子载波映射器52可以称为资源元素映射器。IFFT单元53通过对输入符号进行IFFT来输出针对数据的基带信号(即，时域信号)。CP***单元54复制针对数据的基带信号的后部的某部分并且将所复制的部分***到针对数据的基带信号的前部。因为通过CP***防止符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)，所以即使在多径信道中也可以维持正交性。

图7示出子载波映射器将复数值符号映射到频域的各个子载波的方案的示例。参照图7(a)，子载波映射器将从DFT单元输出的复数值符号映射到频域中的彼此连续的子载波。在不被映射复数值符号的子载波中***“0”。这称为局部映射。在3GPPLTE***中，使用局部映射方案。参照图7(b)，子载波映射器每两个从DFT单元输出的连续复数值符号***(L-1)个“0”(其中L是自然数)。也就是说，从DFT单元输出的复数值符号被映射到在频域中以相等间隔分布的子载波上。这称为分布式映射。如果子载波映射器使用如图7(a)的局部映射方案，或者如图7(b)的分布式映射方案，则单载波特性被维持。

图8示出用于解调制的基准信号发射机的结构的示例。

参照图8，基准信号发射机60包括子载波映射器61、IFFT单元62、和CP***单元63。不同于图6的发射机50，在基准信号发射机60中，直接在频域生成基准信号而不经过DFT单元51接着通过子载波映射器61映射到子载波。在此，子载波映射器可以使用图7(a)的局部映射方案将基准信号映射到子载波。

图9示出了用以发射基准信号子帧的示例。图9(a)中的子帧的结构示出正常CP的情况。子帧包括第一时隙和第二时隙。第一时隙和第二时隙的每个均包括7个OFDM符号。子帧中的14个OFDM符号被指定0到13的各个符号索引。可以通过具有符号索引3和10的OFDM符号发射基准信号。可以通过不同于发射基准信号的OFDM符号的剩余OFDM符号发射数据。图9(b)中的子帧的结构示出扩展CP的情况。子帧包括第一时隙和第二时隙。第一时隙和第二时隙的均包括6个OFDM符号。子帧中的12个OFDM符号被指定0到11的符号索引。通过具有符号索引2和8的OFDM符号发射基准信号。通过不同于发射基准信号的OFDM符号的剩余OFDM符号发射数据。

尽管图9中未示出，可以通过子帧内OFDM符号发射探测基准信号(SRS)。SRS是从UE向BS发射的用于UL调度的基准信号。BS通过所接收的SRS估计UL信道并且在UL调度中使用所估计的UL信道。

聚集DFT-s OFDM发射方案是已有的SC-FDMA发射方案的修改，并且是将经过了预编码器的据符号划分为多个子块、对子块进行分离并且在频域中映射子块的方法。

图10示出使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的示例。参照图10，发射机70包括DFT单元71、子载波映射器72、IFFT单元73、和CP***单元74。发射机70可以还包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些可以布置在DFT单元71之前。

从DFT单元71输出的复数值符号划分为N个子块(N是自然数)。N个子块可以用子块#1、子块#2、...、子块#N表示。子载波映射器72在频域中分布N个子块并且将N个子块映射到子载波。可以每两个连续子块***NULL。一个子块中的复数值符号可以被映射到频域中彼此连续的子载波。也就是说，可以在一个子块中使用局部映射方案。

图10的发射机70可以用于单载波发射机和多载波发射机两者。如果发射机70用于单载波发射机，则所有N个子块对应于1个载波。如果发射机70用于多载波发射机，则N个子块中的每个字块对应于1个载波。或者，即使发射机70用于多载波发射机，也可以将N个子块中的多个子块对应于1个载波。另外，在图10的发射机70中，通过一个IFFT单元73生成时域信号。因此，为了图10的发射机70用于多载波发射机，在连续载波分配情形中的连续载波之间的子载波间隔必须对准。

图11示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的另一个示例。参照图11，发射机80包括DFT单元81、子载波映射器82、多个IFFT单元83-1、83-2、...、83-N(N是自然数)、和CP***单元84。发射机80可以还包括加扰单元(未示出)、调制映射器(未示出)、层映射器(未示出)、和层排列器(未示出)，这些可以布置在DFT单元71之前。

对N个子块的每个单独进行IFFT。第n个IFFT单元83-n通过对子块#n进行IFFT来输出第n个基带信号(n＝1，2，..，N)。第n个基带信号被第n个载波信号相乘以产生第n个无线电信号。在添加从N个子块生成的第N个无线电信号之后，利用CP***单元84***CP。图11的发射机80可以用于断续载波分配情形，在该情形中向发射机分配的载波彼此不连续。

图12示出了使用聚集DFT-s OFDM发射方案的发射机的再一个示例。图12是按组块进行DFT预编码的组块专用DFT-s OFDM***。这可以称为Nx SC-FDMA。参照图12，发射机90包括代码块划分单元91、组块划分单元92、多个信道编码单元93-1，...，93-N、多个调制器94-1，...，94-N、多个DFT单元95-1，...，95-N、多个子载波映射器96-1，...，96-N、多个IFFT单元97-1，...，97-N、和CP***单元98。在此，N可以是多载波发射机使用的多个载波的数量。每个信道编码单元93-1，...，93-N均可以包括加扰单元(未示出)。调制器94-1，...，94-N还可以称为调制映射器。发射机90还可以包括可以布置在DFT单元95-1，...，95-N之前的层映射器(未示出)和层排列器(未示出)。

代码块划分单元91将发射块划分为多个代码块。组块划分单元92将代码块划分为多个组块。在此，代码块可以是利用多载波发射机发射的数据，并且组块可以是通过多个载波中的一个发射的数据片段。发射机90按组块进行DFT。发射机90可以用于断续载波分配情形或者连续载波分配情形。

下面描述UL基准信号。

总体而言，基准信号以序列形式发射。具体序列可以用作基准信号序列而没有特别限制。基于相移键控(PSK)的计算机生成的序列可以用作基准信号序列。PSK的示例包括二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)。或者，恒包络零自相关(CAZAC)序列可以用作基准信号序列。CAZAC序列的示例包括基于Zadoff-Chu(ZC)的序列、具有循环扩展的ZC序列、和具有裁剪的ZC序列。或者，伪随机(PN)序列可以用作基准信号序列。PN序列的示例包括m-序列、计算机生成的序列、Gold序列、和Kasami序列。此外，循环移位序列可以用作基准信号序列。

UL基准信号可以划分为解调制基准信号(DMRS)和探测基准信号(SRS)。DMRS是在对所接收的信号解调制而进行信道估计所使用的基准信号。DMRS可以与PUSCH或者PUCCH的发射相关联。SRS是为了进行调度而从UE向BS发射的基准信号。BS通过所接收的SRS来估计UL信道并且在UL调度中使用所估计的UL信道。SRS不与PUSCH或者PUCCH的发射相关联。相同种类的基础序列可以用于DMRS和SRS。另外，在UL多天线发射中，应用于DMRS的预编码可以与应用于PUSCH的预编码相同。循环移位分离是复用DMRS的主要方案。在LTE-A***中，SRS可以不被预编码并且可以是天线专用的基准信号。

可以根据算式2基于基础序列b_u，v(n)和循环移位α来定义基准信号序列r_u，v ^(α)(n)。

[算式2]

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{\mathrm{j\&alpha;n}}{b}_{u,v}\left(n\right),0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

在式2中，M_sc ^RS(1≤m≤N_RB ^max，UL)是基准信号序列的长度并且M_sc ^RS＝m*N_sc ^RB·N_sc ^RB是频域中的子载波的数量指示的资源块的大小。N_RB ^max，UL指示利用N_sc ^RB的倍数指示的UL带宽的最大值。可以通过不同地应用循环移位值α从一个基础序列定义多个基准信号序列。

基础序列b_u，v(n)被划分为多个组。在此，u∈{0，1，...，29}指示组索引，并且v指示该组内的基础序列索引。基础序列取决于基础序列的长度M_sc ^RS。每个组包括一个长度为M_sc ^RS(其中，m(1≤m≤5))的基础序列(v＝0)并且包括2个长度为M_sc ^RS(其中，m(6≤m≤n_RB ^max，UL))的基础序列(v＝0，1)。序列组索引u和组内的基础序列索引v可以根据时间改变作为组跳转或者序列跳转。

此外，如果基准信号序列的长度是3N_sc ^RB或者更长，则可以利用算式3定义基础序列。

[算式3]

$b_{u,v}\left(n\right)=x_q\left(n\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\right),$ $0\&le;n<M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}$

在算式3中，q指示Zadoff-Chu(ZC)序列的根索引。N_ZC ^RS是ZC序列的长度并且可以是小于M_sc ^RS的最大质数。可以利用算式4定义具有根索引q的ZC序列。

[算式4]

$x_q\left(m\right)=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;qm}(m+1)}{N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}}},$ $0\&le;m\&le;N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}-1$

可以利用算式5给出q。

[算式5]

$\stackrel{\&OverBar;}{q}=N_{\mathrm{ZC}}^{\mathrm{RS}}\&CenterDot;(u+1)/31$

如果基准信号序列的长度是3N_sc ^RB或者更短，则可以利用算式6定义基础序列。

[算式6]

b_u，v(n)＝e^jφ(n)π/4， $0\&le;n\&le;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}-1$

表1是当M_sc ^RS＝N_sc ^RB时定义的示例。

表1

表2是当M_sc ^RS＝2*N_sc ^RB时定义的示例。

表2

可按照以下描述应用基准信号的跳转。

可以根据算式7基于组跳转模式f_gh(n_s)和序列移位模式f_ss定义时隙索引n_s的序列组索引u。

[算式7]

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod 30

可以存在17个不同的组跳转模式和30个不同的序列移位模式。可以利用更高层指示是否应用组跳转。

PUCCH和PUSCH可以具有相同的组跳转模式。可以利用算式8定义组跳转模式f_gh(n_s)。

[算式8]

在算式8中，c(i)是伪随机序列，即PN序列，并且可以用具长度31的Gold序列定义。算式9示出了gold序列c(n)的一个示例。

[算式9]

c(n)＝(x₁(n+N_c)+x₂(n+N_c))mod 2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod 2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₁(n+1)+x₁(n))mod 2

在此，Nc＝1600，x₁(i)是第一个m-序列，x₂(i)是第二个m-序列。例如，可以根据针对每个OFDM符号的小区标识符(ID)、一个无线帧内的时隙数量、时隙内的OFDM符号索引、和CP的类型来对第一个m-序列或者第二个m-序列进行初始化。在每个无线帧的第一个帧中伪随机序列发生器可以被初始化为

PUCCH和PUSCH可以具有相同的序列移位模式。PUCCH的序列移位模式可以是f_ss ^PUCCH＝N_ID ^cellmod 30。PUSCH的序列移位模式可以是f_ss ^PUSCH＝(f_ss ^PUCCH+Δ_ss)mod30并且可以利用更高层配置Δ_ss∈{0，1，...，29}。

序列跳转可以仅应用于具有比6N_sc ^RB更长的基准信号序列。在此，可以利用算式10定义时隙索引n_s的基础序列组内的基础序列索引v。

[算式10]

可以用算式9的示例代表c(i)。可以利用更高层指示在是否应用序列跳转。在每个无线帧的第一个帧中伪随机码发生器可以被初始化为

可以利用算式11定义用于PUSCH的DMRS序列。

[算式11]

$r^{\mathrm{PUSCH}}(m\&CenterDot;M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}+n)=r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)$

在算式11中，m＝0，1，...并且n＝0，...，M_sc ^RS-1。M_sc ^RS＝M_sc ^PUSCH。α＝2πn_cs/12，也就是说给出时隙内的循环移位值，并且可以利用算式12定义n_cs。

[算式12]

$n_{\mathrm{cs}}=(n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(1\right)}+n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)}+n_{\mathrm{PRS}}\left(n_S\right))\mathrm{mod}12$

在算式12中，用更高层发射的参数指示n_DMRS ⁽¹⁾，并且表3示出参数和n_DMRS ⁽¹⁾之间的对应关系的示例。

表3

参数	nDMRS (1)
		0	0
1	2
		2	3
3	4
		4	6
5	8
		6	9
7	10

回到算式12，可以通过针对与PUSCH发射相对应的发射块的DCI格式0内的循环移位字段来定义n_DMRS ⁽²⁾。在PDCCH中发送DCI格式。循环移位字段可以具有3比特的长度。

表4示出循环移位字段和n_DMRS ⁽²⁾之间的对应关系的一个示例。

表4

DCI格式0中的循环移位字段	nDMRS (2)
		000	0
001	6
		010	3
011	4
		100	2
101	8
		110	10
111	9

表5是循环移位字段和n_DMRS ⁽²⁾之间的对应关系的另一个示例。

表5

DCI格式0中的循环移位字段	nDMRS (2)
		000	0
001	2
		010	3
011	4
		100	6
101	8
		110	9
111	10

如果不在同一个发射块中发射包括DCI格式0的PDCCH，如果在同一发射块中对第一个PUSCH进行半持续调度，或者如果在同一发射块中通过随机接入响应授权对第一个PUSCH进行调度，则n_DMRS ⁽²⁾可以是0。

可以利用算式13定义n_PRS(n_s)。

[算式13]

$n_{\mathrm{PRS}}\left(n_S\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8N_{\mathrm{symb}}^{\mathrm{UL}}\&CenterDot;n_S+i)\&CenterDot;2^i$

可以用算式9的示例表示c(i)。并且可以按照c(i)的小区专用的方式应用c(i)。在每个无线帧的第一个帧中伪随机码发生器可以被初始化为

DMRS序列r^PUSCH与振幅缩放参数β_PUSCH相乘并且从序列起点的r^PUSCH(0)映射到用于相关PUSCH发射的物理发射块。在正常CP的情况下DMRS序列被映射到一个时隙内的第四个OFDM符号(OFDM符号索引3)并且在扩展CP的情况下DMRS序列被映射到一个时隙内的第三个OFDM符号(OFDM符号索引2)。

定义SRS序列r_SRS(n)＝r_u，v ^(α)(n)。u指示PUCCH序列组索引，以及v指示基础序列索引。利用算式14定义循环移位值α。

[算式14]

$\mathrm{\&alpha;}=2\mathrm{\&pi;}\frac{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}}{8}$

n_SRS ^cs是关于各个UE利用更高层构造的值并且可以是从0到7的任意一个整数。

下面描述所提出的发射基准信号的方法。

在当前的LTE***中，尚未提出支持在UL发射中使用多个天线的MIMO***的、发射基准信号的方法，以及使用该方法分配基准信号序列的循环移位值的方法。因此，本发明提出一种确保MIMO***中的信道估计的性能的发射基准信号的方法和分配循环移位值的方法。本发明可应用于OFDM、SC-FDMA、和聚集DFT-s OFDM***以及其它类型的***。此外，描述了将所提出的发射基准信号的方法应用于UL基准信号的示例，但是不限于此。所提出的方法也可以应用于DL基准信号。此外，所提出的方法不限于是否进行预编码。

图13示出提出的发射基准信号的方法的一个实施方式。

在步骤S100，UE生成被分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列。在步骤S110，UE生成被映射了多个基准信号序列的OFDM符号。在步骤S120，UE通过多个天线向BS发射OFDM符号。

可以使用各种方法来将不同的循环移位值分配到多个基准信号序列。假定基准信号是DMRS。

首先，可以使用基于n_DMRS ⁽²⁾和固定偏移量向每个秩的相关层连续分配基准信号序列的循环移位值的方法。

例如，假定针对第一层的DMRS序列的循环移位值(在下文称为第一层循环移位)是n_DMRS ⁽²⁾，针对第二层的DMRS序列的循环移位值(在下文称为第二层循环移位)可以确定为(n_DMRS ⁽²⁾+offset)mod CS_total。接着，针对第三层的DMRS序列的循环移位值(在下文称为第三层循环移位)和针对第四层的DMRS序列的循环移位值(在下文称为第四层循环移位)可以分别确定为(n_DMRS ⁽²⁾+2*offset)mod CS_total和(n_DMRS ⁽²⁾+3*offset)mod CS_total。也就是说，以该偏移量的恒定间隔连续分配第一层循环移位到第四层循环移位。如上所述可以利用通过PDCCH发射的DCI格式0中的循环移位字段确定n_DMRS ⁽²⁾。CS_total是循环移位的总数量，并且可以是6、8、或者12中任意一个。此外，偏移量可以是1、2、和3中任意一个。

表6到表11例示当层的数量是4时根据n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值。例如，在表6中，如果n_DMRS ⁽²⁾＝9，偏移量是1，并且CS_total＝12，则第一层循环移位是n_DMRS ⁽²⁾＝9，并且第二层循环移位是(n_DMRS ⁽²⁾+offset)mod CS_total＝(9+1)mod 12＝10。类似地，第三层循环移位是(n_DMRS ⁽²⁾+offset)mod CS_total＝(9+2)mod 12＝11，并且第四层循环移位是(n_DMRS ⁽²⁾+offset)mod CS_total＝(9+3)mod 12＝0。

表6是偏移量是1的情况。

表6

表7是偏移量是1的情况。

表7

表8是偏移量是2的情况。

表8

表9是偏移量是2的情况。

表9

表10是偏移量是3的情况。

表10

表11是偏移量是3的情况。

表11

或者，可以使用基于n_DMRS ⁽²⁾和固定偏移量连续分配针对每个秩的相关层的DMRS序列的循环移位值的方法，其中固定偏移量是DCI格式0内的循环移位字段中的偏移量。从更高层发射的循环移位索引可以按照一对一方式对应于循环移位字段。针对每个层的DMRS序列的循环移位值可以确定为与循环移位字段索引相对应的n_DMRS ⁽²⁾，并且针对每个层的DMRS序列的循环移位索引具有具有恒定间隔的偏移量。

例如，假定第一层循环移位是index(i)，第二层循环移位可以确定为index{(i+offset)mod 8}。接着，第三层循环移位和第四层循环移位可以分别确定为index{(i+2*offset)mod 8}和index{(i+3*offset)mod 8}。也就是说，针对第一层到第四层的DMRS序列的循环移位值可以确定为与被以恒定间隔分配了偏移量的循环移位索引相对应的n_DMRS ⁽²⁾。如上所述可以利用通过PDCCH发射的DCI格式0中的循环移位字段确定n_DMRS ⁽²⁾。偏移量可以是1、2、和3中任意一个。

表12到表17例示当层的数量是4时根据循环移位索引和层索引的循环移位值。例如，在表12中，如果循环移位索引是6并且偏移量是1，则第一层循环移位是index(6)＝9，并且第二层循环移位是index{(i+offset)mod 8}＝index(6+1)mod8}＝index(7)＝10。类似地，第三层循环移位是index{(i+2*offset)mod 8}＝index(6+2)mod8}＝index(0)＝0，并且第四层循环移位是index{(i+3*offset)mod 8}＝index(6+3)mod8}＝index(1)＝2。

表12是偏移量是1的情况。

表12

表13是偏移量是1的情况。

表13

表14是偏移量是2的情况。

表14

表15是偏移量是2的情况。

表15

表16是偏移量是3的情况。

表16

表17是偏移量是3的情况。

图17

或者，可以使用分配循环移位值从而针对各个层的DMRS序列的循环移位值之间的间隔变为多个层的发射中的最大值的方法。在此，可以利用层数量和作为可能的循环移位总数的CS_total确定针对每个层的DMRS序列的循环移位值。CS_total可以是6、8、和12中任意一个。

例如，假定CS_total＝12并且层数量是2，当第一层循环移位和第二层循环移位以间隔6分配时，循环移位值之间的间隔变为最大。也就是说，第一层循环移位和第二层循环移位可以是{0，6}、{1，7}、{2，8}、{3，9}、{4，10}、{5，11}、{6，0}、{7，1}、{8，2}、{9，3}、{10，4}、和{11，5}中的任意一个。类似地，如果层的数量是3，则针对各个层的DMRS序列的循环移位之间的间隔可以是4。类似地，如果层的数量是4，则针对各个层的DMRS序列的循环移位之间的间隔可以是3。可以利用算式15给出。

[算式15]

k是层索引，并且N_{DMRS_k} ⁽²⁾是针对具有索引k的层的基准信号序列的循环移位值。

如果在式15中层的数量是2并且CS_total＝12，则可以获得算式16。

[算式16]

$n_{\mathrm{DMRS}\_1}^{\left(2\right)}=n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)},$

表18是根据算式16的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的示例。

表18

循环移位字段	nDMRS (2)	第一层循环移位	第二层循环移位
				000	0	0	6
001	2	2	8
				010	3	3	9
011	4	4	10
				100	6	6	0
101	8	8	2
				110	9	9	3
111	10	10	4

表19是根据算式16的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的另一个示例。

表19

循环移位字段	nDMRS (2)	第一层循环移位	第二层循环移位
				000	0	0	6
001	6	6	0
				010	3	3	9
011	4	4	10
				100	2	2	8
101	8	8	2
				110	10	10	4
111	9	9	3

如果在式15中层的数量是3并且CS_total＝12，则可以获得算式17。

[算式17]

$n_{\mathrm{DMRS}\_1}^{\left(2\right)}=n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)},$

表20是根据算式17的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的示例。

表20

循环移位字段	nDMRS (2)	第一层循环移位	第二层循环移位	第三层循环移位
					000	0	0	4	8
001	2	2	6	10
					010	3	3	7	11
011	4	4	8	0
					100	6	6	10	2
101	8	8	0	4
					110	9	9	1	5
111	10	10	2	6

表21是根据算式17的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的另一个示例。

表21

循环移位字段	nDMRS (2)	第一层循环移位	第二层循环移位	第三层循环移位
					000	0	0	4	8
001	6	6	10	2
					010	3	3	7	11
011	4	4	8	0
					100	2	2	6	10
101	8	8	0	4
					110	10	10	2	6
111	9	9	1	5

如果在算式15中层的数量是4并且CS_total＝12，则可以获得算式18。

[算式18]

$n_{\mathrm{DMRS}\_1}^{\left(2\right)}=n_{\mathrm{DMRS}}^{\left(2\right)},$

表22是根据算式18的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的示例。

表22

表23是根据算式18的n_DMRS ⁽²⁾和层索引的循环移位值的另一个示例。

表23

在以上实施方式中，描述了当层的数量是复数时针对每个层分配DMRS序列的循环移位值的方法，但是本发明可应用于秩数量是1的情况(即，根据发射分集方案发射多个层的情况)。因此，提出发射基准信号的方法可以应用于针对每个层的DMRS的循环移位值。表24示出要求的循环移位值的数量和相关发射分集方案的类型。

表24

可以根据表24的发射分集方案使用上述发射基准信号的方法。

此外，在实施方式中，描述了提出的发射基准信号的方法应用于DMRS的示例。所提出的方法还可以应用于SRS。如果在多天线***中发射SRS，则可以使用上述发射基准信号的方法。DMRS是基于DCI格式0的循环移位字段指示的n_DMRS ⁽²⁾，但是SRS可以基于通过更高层发射向每个UE发射的n_SRS ^cs。

首先，可以使用基于n_SRS ^cs和固定偏移量向每个秩的相关层连续分配基准信号序列的循环移位值的方法。

例如，假定第一层循环移位是n_SRS ^cs，第二层循环移位可以确定为(n_SRS ^cs+offset)mod CS_total。接着，第三层循环移位和第四层循环移位可以分别确定为(n_SRS ^cs+2*offset)mod CS_total和(n_SRS ^cs+2*offset)mod CS_total。也就是说，以该偏移量的恒定间隔连续分配第一层到第四层循环移位。CS_total是可能的循环移位的总数量，并且可以是6、8、和12中任意一个。此外，偏移量可以是1、2、和3中任意一个。

表25到表27例示当层的数量是4时根据n_SRS ^cs和层索引的循环移位值。例如，在表25中，如果n_SRS ^cs＝6，偏移量是1，并且CS_total＝8，则第一层循环移位是n_SRS ^cs＝6，并且第二层循环移位是(n_SRS ^cs+offset)mod CS_total＝(6+1)mod 8＝7。类似地，第三层循环移位是(n_SRS ^cs+2*offset)mod CS_total＝(6+2)mod 8＝0，并且第四层循环移位是(n_SRS ^cs+3*offset)mod CS_total＝(6+3)mod 8＝1。

表25是偏移量是1的情况。

表25

表26是偏移量是2的情况。

表26

表27是偏移量是3的情况。

表27

另选地，可以使用基于n_SRS ^cs和固定偏移量连续分配针对每个层的基准信号序列的循环移位值的方法，其中固定偏移量是按照一对一方式的对应于n_SRS ^cs的索引的偏移量。从更高层发射的循环移位索引可以按照一对一方式对应于n_SRS ^cs。针对每个层的基准信号序列的循环移位值可以确定为对应于循环移位字段索引的n_SRS ^cs，并且针对每个层的基准信号序列的循环移位索引具有具有恒定间隔的偏移量。表28是循环移位索引和n_SRS ^cs之间的对应关系的示例。

表28

循环移位索引	NSRS cs(情况1)	NSRS cs(情况2)	NSRS cs(情况3)
				0	0	0	0
1	1	2	6
				2	2	3	3
3	3	4	4
				4	4	6	2
5	5	8	8
				6	6	9	10
7	7	10	9

例如，假定第一层循环移位是index(i)，第二层循环移位可以确定为index{(i+offset)mod 8}。接着，第三层循环移位和第四层循环移位可以分别确定为index{(i+2*offset)mod 8}和index{(i+3*offset)mod 8}。也就是说，第一层到第四层循环移位可以确定为与被以恒定间隔分配偏移量的循环移位索引相对应的n_SRS ^cs。偏移量可以是1、2、和3中任意一个。

此外，可以使用分配循环移位值从而针对各个层的基准信号序列的循环移位值之间的间隔变为最大值的方法。在此，可以利用层数量和作为可能的循环移位总数的CS_total确定针对每个层的基准信号序列的循环移位值。CS_total可以是6、8、和12中任意一个。

例如，假定CS_total＝8并且层数量是2，当第一层循环移位和第二层循环移位以间隔4分配时，循环移位值之间的间隔变为最大。也就是说，第一层循环移位和第二层循环移位可以是{0，4}、{1，5}、{2，6}、{3，7}、{4，0}、{5，1}、{6，2}、和{7，3}中的任意一个。类似地，如果层的数量是4，则针对各个层的基准信号序列的循环移位之间的间隔可以是2。可以利用算式19给出。

[算式19]

在此，k是层索引，并且N_{SRS_k} ^cs是针对层索引k的SRS序列的循环移位值。

如果在式19中层的数量是2并且CS_total＝8，则可以获得算式20。

[算式20]

$n_{\mathrm{SRS}\_1}^{\mathrm{cs}}=n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}},$

$n_{\mathrm{SRS}\_2}^{\mathrm{cs}}=\{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}+\frac{8}{2}\&CenterDot;(2-1)\}\mathrm{mod}8$

$=\{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}+4\}\mathrm{mod}8$

表29是根据算式20的n_SRS ^cs和层索引的循环移位值的示例。

表29

nSRS cs	第一层循环移位	第二层循环移位
			0	0	4
1	1	5
			2	2	6
3	3	7
			4	4	0
5	5	1
			6	6	2
7	7	3

如果在算式19中层的数量是4并且CS_total＝8，则可以获得算式21。

[算式21]

$n_{\mathrm{SRS}\_1}^{\mathrm{cs}}=n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}},$

$n_{\mathrm{SRS}\_k}^{\mathrm{cs}}=\{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}+\frac{8}{4}\&CenterDot;(k-1)\}\mathrm{mod}8$

$=\{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs}}+2\&CenterDot;(k-1)\}\mathrm{mod}8$

表30是根据式21的n_SRS ^cs和层索引的循环移位值的示例。

表30

nSRS cs	第一层循环移位	第二层循环移位	第三层循环移位	第四层循环移位
					0	0	2	4	6
1	1	3	5	7
					2	2	4	6	0
3	3	5	7	1
					4	4	6	0	2
5	5	7	1	3
					6	6	0	2	4
7	7	1	3	5

图14是其中实现本发明的实施方式的UE的框图。

UE 900包括基准信号生成单元910、OFDM符号生成单元920、以及RF单元930。基准信号生成单元910生成被分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列。OFDM符号生成单元920耦合到基准信号生成单元并且配置以生成被映射多个基准信号序列的OFDM符号。RF单元930耦合到OFDM符号生成单元并且配置以通过多个天线990-1，...，990-N向BS发射OFDM符号。可以基于通过PDCCH发射的循环移位字段指示的参数n确定向每个基准信号序列分配的循环移位值。可以利用图14中的UE确定表6到表23、表25到表27、或者表29到表30中的针对每个层的基准信号序列的循环移位值。

可以通过硬件、软件或者其组合来实现本发明的示例性实施方式。可以使用设计以执行上述功能的专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微处理器、其它电子单元、或者其组合实现硬件。软件可以用执行上述功能的模块实现。可以将软件存储在存储器单元中，并可以通过处理器执行。存储器单元或者处理器可以采用本领域技术人员已知的各种单元。

在上述示例性实施方式中，基于按块示出的一系列步骤或者流程图对方法进行了描述，但是本发明的示例性实施方式不限于步骤的顺序，并且任何步骤可以按照与以上步骤不同的顺序或者同时执行。另外，本发明所属领域的技术人员可以理解流程图中所示的步骤不是穷举的因此在不影响本发明的范围的前提下可包括其它步骤，或者可以删除流程图中的一个或者更多个步骤。

以上实施方式包括各个方案的示例。尽管未描述示出各个方案的全部可能组合，本领域技术人员可以理解可以进行其它组合。因此，本发明应理解为包括属于以下权利要求的全部其它替换、变化和修改。

Claims (13)

1.一种在多天线***中发射基准信号的方法，所述方法包括以下步骤：

生成被分别分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列；

生成被映射了所述多个基准信号序列的正交频分复用(OFDM)符号；以及

通过多个天线向基站发射所述正交频分复用符号，

其中，基于通过物理下行控制信道(PDCCH)发射的循环移位字段指示的参数n来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，

其中，所述多个基准信号序列的每个是针对不同层的基准信号序列，

其中，基于所述参数n来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值以使得循环移位值之间的间隔变为最大。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，基于秩指示符(RI)指示的值来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，利用下式来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，

其中n_k是针对层索引为k的层的基准信号序列的循环移位值，n是通过物理下行控制信道发射的循环移位字段指示的参数，以及CS_total是可能循环移位的总数。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，层的数量是2、3、和4中的一个。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，CS_total是6、8、和12中的一个。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，基于参数n以恒定固定的偏移量间隔来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，利用下式来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，

n_k＝(n+(k-1)*偏移量)mod CS_total,

其中，n_k是针对层索引为k的层的基准信号序列的循环移位值，n是通过物理下行控制信道发射的循环移位字段指示的参数，以及CS_total是可能循环移位的总数。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，基于参数n由更高层发射向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，以及

利用按照一对一方式与参数n相对应的循环移位索引的偏移量来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个天线的数量是2、3、和4中的一个。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，被映射了所述多个基准信号序列的所述正交频分复用符号是包括7个正交频分复用符号的一个时隙中的第四正交频分复用符号，该第四正交频分复用符号的索引为3。

11.根据权利要求1所述的方法，其中，被映射了所述多个基准信号序列的所述正交频分复用符号是包括6个正交频分复用符号的一个时隙中的第三正交频分复用符号，该第三正交频分复用符号的索引为2。

12.一种在多天线***中发射基准信号的设备，所述设备包括：

基准信号生成单元，所述基准信号生成单元被配置以生成被分别分配了不同的循环移位值的多个基准信号序列；

正交频分复用(OFDM)符号生成单元，所述正交频分复用符号生成单元耦合到所述基准信号生成单元并且被配置以生成被映射了所述多个基准信号序列的正交频分复用符号；以及

射频(RF)单元，所述射频单元耦合到所述正交频分复用符号生成单元并且配置以通过多个天线向基站发射正交频分复用符号，

其中，基于通过物理下行控制信道(PDCCH)发射的循环移位字段指示的参数n来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值，

其中，所述多个基准信号序列的每个是针对不同层的基准信号序列，

其中，基于所述参数n来确定向所述多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值以使得循环移位值之间的间隔变为最大。

13.根据权利要求12所述的设备，其中，基于秩指示符(RI)指示的值来确定向多个基准信号序列的每个分配的每个循环移位值。