CN103004092A

CN103004092A - 绝缘栅开关元件的驱动电路

Info

Publication number: CN103004092A
Application number: CN2012800019789A
Authority: CN
Inventors: 高际和美
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-05-11
Filing date: 2012-04-06
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2032-04-06
Also published as: JP5516825B2; US9246474B2; JPWO2012153459A1; US20130147525A1; WO2012153459A1; CN103004092B

Abstract

本发明提供了绝缘栅开关元件的驱动电路，其中可减少驱动绝缘栅开关元件的驱动电路所消耗的电流量。这个驱动电路具有：生成恒定电流的恒流源（3）；开关电路（5），该开关电路在将该绝缘栅开关元件（1）导通时经由该恒流源（3）将该绝缘栅开关元件（1）的栅极连接至电源电位侧，且在将该绝缘栅开关元件（1）截止时经由放电电路（4）将该绝缘栅开关元件（1）的栅极连接至基准电位侧；检测该绝缘栅开关元件（1）的栅电压的栅电压检测电路（7）；和电流模式选择电路（6），该电流模式选择电路从基于由该栅电压检测电路（7）检测到的栅电压检测到该绝缘栅开关元件（1）被导通时，将该恒流源（3）的模式从正常电流模式转换为低电流消耗模式。

Description

绝缘栅开关元件的驱动电路

技术领域

本发明涉及用于驱动诸如IGBT（绝缘栅双极晶体管）或MOSFET（金属氧化物半导体场效应管）之类的绝缘栅开关元件的驱动电路。

背景技术

其中封装了诸如IGBT之类的绝缘栅开关元件和用于驱动该开关元件的驱动电路的半导体器件被称为“IPM（智能功率模块）”。诸如IGBT之类的功率开关元件被安装在IPM上用于驱动电动机等。向这个功率开关元件施加过量电流可极大地损坏配备有该IPM的电子设备。出于该理由，该半导体器件被设置有自我保护功能，其不断地监测流向功率开关元件的电流并通过当超过预定电流值的过量电流流向功率开关元件时断开栅极信号的供应来安全地停止该控制。

这样的常规IPM采用IGBT驱动***，其如图4中所示，串联连接P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52。P-沟道MOSFET51的源极连接至电源电压Vcc，而N-沟道MOSFET52的源极连接至地电位。P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52的漏极连接至IGBT53的栅极，且驱动信号被输入至P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52的栅极。

当IGBT53导通时，驱动信号的电平被降低以使P-沟道MOSFET51被导通且N-沟道MOSFET52被截止。因此，电源电压Vcc经由P-沟道MOSFET51被施加至IGBT53的栅极。

另一方面，当IGBT53截止时，驱动信号的电平被增加以使P-沟道MOSFET51被截止且N-沟道MOSFET52被导通。因此，地电位经由N-沟道MOSFET52被施加至IGBT53的栅极。

在这个配置中，P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52的导通电阻被用于驱动IGBT53从而导通和截止IGBT53。

在其中IGBT由P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52的导通电阻所驱动的***中，P-沟道MOSFET51和N-沟道MOSFET52的导通电阻在高于室温的温度下增加。因此，当温度高于室温时，在IGBT53栅极处的充电速率减缓且防止了陡峭的电压变化（在IGBT43的集电极和发射极之间的电压），减轻了涉及电压变化的噪声的发生。无论如何，问题在于导通IGBT53所需时间的增加引起的损失的增加。然而，当半导体器件的设计被优化从而最小化高温时的损失时，在IGBT53的栅极处的充电速率在室温变得极低，引起陡峭的电压变化并因此增加噪声。

为了解决这些问题，专利文献1提出了绝缘栅设备的驱动电路。

在专利文献1中，IGBT的驱动电路被设置有生成恒定电流的恒流源，且包括电流镜电路、当导通IGBT时经由该恒流源将IGBT的栅极连接至电源电位侧并当截止IGBT时经由该恒流源将该IGBT的栅极与电源电位侧断开的开关电路、和将IGBT截止的放电电路。当驱动信号的电平变低时，该开关电路经由该恒流源将该IGBT的栅极连接至电源电位侧，来导通IGBT。反之，当驱动信号的电平变高时，开关电路经由该恒流源来终止在IGBT的栅极和电源电位侧之间做出的连接，且放电电路将IGBT的栅极连接至地电位来截止IGBT。

专利文献2提出了栅极驱动电路，其具有创建诸如IGBT或FET之类的电压驱动开关器件的栅极信号作为恒定电流输出的恒流脉冲栅极驱动电路、创建栅极信号作为恒压输出的恒压脉冲栅极驱动电路的栅极驱动电路，和具有在恒流脉冲栅极驱动电路的操作和恒压脉冲栅极驱动电路的操作之间转换的判定/转换电路。

专利文献3提出了这样的技术，其中通过开关元件的方式旁路串联连接的电阻中的一个，来调节由电流镜电路构成的恒流源的输入侧上的电流，从而改变恒流源的输出电流。

专利文献4提出了这样的技术，其中，与专利文献3一样，构成电流镜电路的PNP晶体管之一的集电极经由可变电阻电阻器电路连接至地电位端子，且使用电阻选择部件来选择可变电阻电阻器电路的电阻，从而改变恒流电路的输出电流。

专利文献5提出驱动用于开关大电源的诸如IGBT或MOSFET之类的开关元件的开关元件驱动电路。这个开关元件驱动电路使用用于驱动开关元件的驱动信号输出电路，来，首先，当从PWM脉冲输出电路输入的PWM脉冲处于高电平时输出增加的电压V2至开关元件的栅极，且，接着，当在开关元件处的栅极电压Vgs增大至预定电压时输出比增加的电压V2低的预定电压V1至开关元件的栅极。这个配置可防止开关元件的开关损耗。

专利文献1：日本专利申请公开No.2008-103895

专利文献2：日本专利申请公开No.2009-11049

专利文献3：日本专利申请公开No.2005-260752

专利文献4：日本专利申请公开No.2000-40849

专利文献5：WO2008/155917

对于IPM中的低电流消耗的要求越来越多，且IPM所消耗的电流量占据了用于驱动IGBT的驱动电路和用于保护IGBT的控制电流所消耗的电流量的大部分。

在上述专利文献1所描述的常规示例中，绝缘栅设备可经由恒流源被导通，且可减少绝缘栅设备的栅极的充电速率的温度依赖性。因此，当导通绝缘栅设备时，可最小化在高温时段和室温时段引起的噪声。尽管能最小化噪声和损耗，专利文献1中所描述的常规示例未解决的问题在于不能减少驱动电路消耗的电流量。

在专利文献2所描述的常规示例中，通过以恒定电流驱动绝缘栅设备直到栅极电压超过预定电压，可在恒定时间段内导通绝缘栅设备。此外，通过此后将该模式转换为恒压驱动模式，在不破坏该设备的栅氧化膜的可靠性的情况下，可驱动该设备。然而，专利文献2未解决的问题在于不能减少驱动电路消耗的电流量。

另外，专利文献3和4的常规示例公开了通过改变电阻来改变恒流电路的电流值，但是完全没有描述绝缘栅开关元件的驱动电路。

此外，根据专利文献5所描述的常规示例，当将诸如IGBT或MOSFET之类用于开关大电源的开关元件导通时，比一直施加在栅极的预定电压高的增加的电压，被仅施加达初始时间段，直到开关元件的栅极电压达到预定电压。作为结果，在导通开关元件时，可敏捷地执行开关操作，而无需一直施加过量电压至开关元件的栅极。因此，在不向开关元件的栅极添加额外应力的情况下，这个常规示例可缩短延迟时间并减少开关损耗。然而，这个常规示例未解决的问题在于不能减少其驱动电路中所消耗的电流量。

发明内容

因此，本发明，着眼于上述常规示例的未解决的问题，并意在提供绝缘栅开关元件的驱动电路，其能减少驱动绝缘栅开关元件的驱动电路所消耗的电流量。

为了实现上述目的，根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第一方面具有：生成恒定电流的恒流源；开关电路，该开关电路在将该绝缘栅开关元件导通时经由该恒流源将该绝缘栅开关元件的栅极连接至电源电位侧，且在将该绝缘栅开关元件截止时经由放电电路将该绝缘栅开关元件的栅极连接至基准电位侧；检测该绝缘栅开关元件的栅电压的栅电压检测电路；和电流模式选择电路，该电流模式选择电路在基于由该栅电压检测电路检测到的栅电压检测到该绝缘栅开关元件被导通时，将该恒流源的模式从正常电流模式转换为低电流消耗模式。

根据这个配置，当导通绝缘栅开关元件时，该恒流源的模式被设置为正常电流模式且电流被注入该绝缘栅开关元件的栅极，直到该栅电压达到用于导通该绝缘栅开关元件的预定电压。然后，当导通该绝缘栅开关元件且该栅电压变得高于预定电压时，该恒流源的模式被转换为低电流消耗模式来最小化该驱动电路消耗的电流量。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第二方面，该恒流源具有：第一晶体管，该第一晶体管的漏极侧连接至电阻器；第二晶体管，该第二晶体管与该第一晶体管一起构成电流镜并生成由该电阻器的端电压和基准电压限定的恒定电流；和第三晶体管，该第三晶体管是连接至该第二晶体管的电流镜且其漏极连接至该绝缘栅开关元件的栅极。

根据这个配置，通过在该第二电阻器处生成恒定电流，与这个恒定电流对应的恒定电流从该第三电阻器输出至绝缘栅开关元件的栅极。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第三方面，该恒流源具有：第一晶体管，该第一晶体管的漏极侧连接至电阻器；第四晶体管，该第四晶体管连接在该第一晶体管和该电阻器之间并生成由该电阻器的端电压和基准电源所限定的恒定电流；和第三晶体管，该第三晶体管与该第一晶体管一起构成电流镜且其漏极连接至该绝缘栅开关元件的栅极。

这个配置可简化恒流源的配置。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第四方面中，当由该栅电压检测电路检测到的栅电压小于预定值时该电流模式选择电路将该基准电压设置为正常电压，且当由该栅电压检测电路检测到的栅电压大于或等于该预定值时该电流模式选择电路将该基准电压设置为小于所述正常电压的低消耗模式电压。

根据这个配置，当由该栅电压检测电路检测到的栅电压小于预定值时该电流模式选择电路可将该恒流源的模式设置为正常电流模式，且当由该栅电压检测电路检测到的栅电压大于或等于该预定值时该电流模式选择电路将该恒流源的模式设置在低消耗模式。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第五方面中，该电流模式选择电路具有分压电阻器，该分压电阻器具有连接在正电源和接地之间的电源侧电阻器和接地侧电阻器，当由该栅电压检测电路检测到的栅电压小于预定值时该电流模式选择电路将接地侧分压电阻值设置为正常值，且当由该栅电压检测电路检测到的栅电压等于或大于该预定值时该述电流模式选择电路将该接地侧分压电阻值设置为小于该正常值的低消耗模式电阻值。

根据这个配置，通过根据栅电压改变分压电阻值，可易于形成电流模式选择电压。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第六方面中，该栅电压检测电路根据该绝缘栅开关元件的栅电压输出不同电平的信号所依据的阈值被设置为7V到14.5V，其为该绝缘栅开关元件的栅电压。

根据这个配置，该绝缘栅开关元件可被可靠地导通且通过低压源可选择低消耗电流模式。

在根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第七方面中，当该绝缘栅开关元件的栅电压超过了该阈值时，该栅电压检测电路将该恒流源的电流值减少为1/20到1/2。

根据这个配置，可显著地最小化由整个驱动电流所消耗的电流量。

本发明可实现如下效果：直到绝缘栅开关元件的栅电压达到导通绝缘栅开关元件的预定电压以前，以恒流源的正常电流模式加速导通绝缘栅开关元件的时间，且然后当栅电压达到导通绝缘栅开关元件的预定电压时，以恒流源的低电流消耗模式最小化驱动电路所消耗的电流量。

附图说明

图1是示出根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第一实施例的电路图；

图2是示出可应用于本发明的电平移动电路的电路图；

图3是示出根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的第二实施例的电路；

图4是示出绝缘栅开关元件的常规驱动电路的电路图。

具体实施方式

在下文中，参照附图描述本发明诸实施例。

图1是示出根据本发明的绝缘栅开关元件的驱动电路的框图。

在这个图中，参考标号1代表绝缘栅双极晶体管（下文称为“IGBT”），这是将被驱动的绝缘栅开关元件。这个IGBT1被结合到，例如，用于将DC转换为AC的逆变器电路或诸如用于将DC转换为不同电压的DC的DC-DC转换器之类的功率转换设备中。绝缘栅开关元件不限于IGBT；因此，功率MOSFET可被应用作为绝缘栅开关元件。

用于驱动IGBT的驱动电路2具有连接至正电源Vcc的正侧线Lp和连接至地的接地线Lg。驱动电路2还具有配置充电电路并生成恒定电流的恒流源3、放电电路4、开关电路5、和电流模式选择电路6。

该恒流源3具有P-沟道MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）11、12、和16，用作第一、第二、和第三晶体管，通过将这些晶体管的栅极彼此连接从而将晶体管彼此作电流镜连接，从而形成电流镜电路。

P-沟道MOSFET11具有连接至电源线Lp的源极和经由P-沟道MOSFET13和电流检测电阻器22连接至接地线Lg的漏极。

P-沟道MOSFET12具有连接至电源线Lp的源极和连接至用作第四晶体管的N-沟道MOSFET17的漏极的漏极。N-沟道MOSFET17的源极连接至接地Lg。

进一步，P-沟道MOSFET16具有连接至电源线Lp的源极和连接至IGBT1的栅极的漏极。

恒流源3具有运算放大器23，其中基准电压Vref从上述电流模式选择电路6输入至非反相输入侧，且电流检测电阻器22的端电压22被输入至反相输入端。运算放大器23的输出被提供至N-沟道MOSFET17的栅极。

P-沟道MOSFET11、12、和16具有基本相同的沟道长度。P-沟道MOSFET16的沟道宽度优选比P-沟道MOSFET12的沟道宽度至少大10倍。还有，电阻器22和电阻器31到33优选地具有100ppm/°C或更低的温度特性。

放电电路4具有向其输入驱动信号Vin的缓冲器18、和其栅极连接至这个缓冲器18的输出侧的N-沟道MOSFET19，其中该驱动信号Vin例如由来自外部控制器的脉宽调制（PWM）信号构成。

N-沟道MOSFET19具有连接至接地线Lg的源极和连接至位于P-沟道MOSFET16的源极和IGBT1的栅极之间的连接点的漏极。因此，N-沟道MOSFET18的源极经由接地线Lg连接至IGBT1的发射极。

开关电路5具有电平移动电路20和P-沟道MOSFET14和15。P-沟道MOSFET14具有连接至P-沟道MOSFET12栅极的源极、连接至电源线Lp的本体端、和连接至P-沟道MOSFET16的栅极的漏极。P-沟道MOSFET15具有连接至电源线Lp的源极，和连接至位于P-沟道MOSFET14的漏极和P-沟道MOSFET16的栅极之间的连接处的漏极。

电平移动电路20将上述驱动信号Vin输入至输入端A并将非反相输出端B和反相输出端BB分别连接至P-沟道MOSFET14和15的栅极。

如图2中所示，通过连接包括P-沟道MOSFET41、电阻器47、和位于电源线Lp和接地线Lg之间的N-沟道MOSFET43的串联电流，以及与上述串联电路并联地连接包括P-沟道MOSFET42、电阻器48、和N-沟道MOSFET44的串联电路，形成这个电平移动电路20。

P-沟道MOSFET41的栅极连接至P-沟道MOSFET42的漏极。类似地，P-沟道MOSFET42的栅极连接至P-沟道MOSFET41的漏极。进一步，齐纳二极管45和46分别与P-沟道MOSFET41和42并联连接。

反相输出端BB从齐纳二极管45的阳极和P-沟道MOSFET41的漏极之间的连接点导出，且正常旋转输出端B从齐纳二极管46的阳极和P-沟道MOSFET42的漏极之间的连接点导出。另外，N-沟道MOSFET43和44的栅极通过逻辑反向电路49连接至彼此。N-沟道MOSFET43和逻辑反向电路49之间的连接点是输入端A。

当被输入输入端A的驱动信号的电平为高时，电平移动电路20导通N-沟道MOSFET43并截止N-沟道MOSFET44。因此，P-沟道MOSFET42被导通且P-沟道MOSFET41被截止。因此，高电平输出信号从正常旋转输出端B被输出，且低电平输出信号被从反相输出端BB被输出。

另一方面，当驱动信号Vin的电平为低时，电平移动电路20截止N-沟道MOSFET43并导通N-沟道MOSFET44。因此，P-沟道MOSFET41被导通且P-沟道MOSFET42被截止。因此，来自正常旋转输出端B的输出信号的电平变低，且被输出至反相输出端BB的输出信号的电平变高。

电流模式选择电路6具有串联连接至电源线Lp和接地线Lg的电源侧电阻器31、和接地侧电阻器32和33。电流模式选择电路6将旁路N-沟道MOSFET34与接地侧电阻器33并联连接，且将缓冲器35的输出侧连接至N-沟道MOSFET34的栅极。

另一方面，栅电压检测电路7连接至P-沟道MOSFET16的漏极和IGBT1的栅极之间的连接点。栅电压检测电路7被配置为检测栅电压Vg变得等于或大于比IGBT1的阈值电压充分高的预定电压Vs（如，13V）。当Vg小于Vs时，栅电压检测电路7输出低电平的栅电压检测信号Vdg至电流模式选择电路6的缓冲器35。当Vg等于或大于Vs时，栅电压检测电路7输出高电平的栅电压检测信号Vdg至电流模式选择电路6的缓冲器35。优选的是，栅电压检测电路7的预定电压Vs被设置为7V到14.5V，此电压下IGBT1可确定被导通。

因此，在电流模式选择电路6中，当栅电压检测电路7所检测到的IGBT1的栅电压Vg小于预定阈值（Vg<Vs）时，栅电压选择信号Vg的电平变低，藉此维持N-沟道MOSFET34的截止状态。作为结果，接地侧电阻器33维持连接至接地侧电阻器32，且从电源侧电阻器31和接地侧电阻器32之间的连接点输出的基准电压Vref1由下式（1）表达，其中R1代表电源侧电阻器31的电阻值且R2和R3分别代表接地侧电阻器32和33的电阻值。

Vref1={(R2+R3)/(R1+R2+R3)}Vcc…(1)

当等于或大于预定电压Vs的栅电压Vg足以导通IGBT1时，这个栅电压Vg由栅电压检测电路7所检测。因此，栅电压检测信号Vdg的电平变高，且藉此N-沟道MOSFET34被导通。作为结果，接地侧电阻器R3通过N-沟道MOSFET34旁路，经由N-沟道MOSFET34将接地侧电阻器32连接至接地线Lg。因此，从电源侧电阻器31和接地侧电阻器32之间的连接点输出的基准电压Vref2由下式（2）所表达。

Vref2={(R2)/(R1+R2)}Vcc…(2)

在这个情况下，在以下条件时：电源电压Vcc=15V；电阻器31的电阻值R1=50kΩ；电阻器32的电阻值R2=2kΩ；电阻器33的电阻值R3=10kΩ；且电阻器22的电阻值R4=2kΩ，当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为低时，基准电压Vref1变为2.90V，且流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1变为1.45mA。

反之，当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为高时，基准电压Vref2变为0.58V，且流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1变为0.29mA。换言之，镜像电流变为当栅电压检测信号Vdg的电平为低时获得的镜像电流的约1/5。

接着，描述根据第一实施例的操作。

当高电平信号从外部控制器输入至驱动信号Vin作为用于截止IGBT的信号时，在电平移动电路20中，来自正常旋转输出端B的输出信号的电平变高且来自反相输出端BB的输出信号的电平变低。当没有输入脉宽调制信号作为驱动信号时，不断地将高电平信号输入驱动信号Vin从而保持IGBT截止。

作为结果，P-沟道MOSFET14被截止，且P-沟道MOSFET15被导通，且P-沟道MOSFET16被截止。另一方面，在放电电路中，N-沟道MOSFET19被导通。出于该理由，IGBT1的栅极没有通过恒流源3被注入电流，即，没有被充电。通过经由放电电路4的N-沟道MOSFET19将IGBT1的栅极连接至接地线Lg，维持了IGBT1的放电状态。因此，IGBT1被截止或保持截止。

当在IGBT1的截止状态中，驱动信号Vin的电平变低时，来自电平移动电路20的正常旋转输出端B的输出信号的电平变低，且来自反相输出端BB的输出信号变高。作为结果，P-沟道MOSFET14被导通且P-沟道MOSFET15被截止。此举因此配置了恒流源3中的电流镜电路，且镜像电流I11通过P-沟道MOSFET16被注入IGBT1的栅极，对IGBT1充电。

在此刻，由于IGBT1的栅电压Vg低于预定电压Vs，从栅电压检测电路7输出的栅电压检测信号Vdg将其电平保持为低。作为结果，电流模式选择电路6的N-沟道MOSFET34保持截止，且具有相对较高电平(=2.90V)的基准电压Vref1被提供至运算放大器23的非反相输入端。由于运算放大器23的输出信号产生相对较高的电压，N-沟道MOSFET17被导通，且具有相对较高电平的镜像电流I1流入。因此，恒流源3的模式变为正常电流模式，其中作为镜像电流I1的k倍的电流kI1被从P-沟道MOSFET16注入IGBT1的栅极。作为结果，IGBT1可通过恒流源3被导通。

在此刻，由于从P-沟道MOSFET16注入电流kI1至IGBT1的栅电容器，栅电压Vg增加。当栅电压Vg达到充分高于IGBT1的阈值电压的预定电压Vs时，具有高电平的栅电压检测信号从栅电压检测电路7被输出。由于这个栅电压检测信号Vdg被提供至电流模式选择电路6的缓冲器35，N-沟道MOSFET34被导通。因此，接地侧电阻器33被旁路，将接地侧电阻器32直接连接至接地线Lg。

因此，基准电压从Vref1(=2.90V)降低至Vref2(=0.58V)，且运算放大器23的输出电压也降低。作为结果，如上所述，流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1被减少至约1/5。为了这个理由，作为镜像电流I1的k倍的镜像电流kI1也降低，其中该镜像电流kI1被通过P-沟道MOSFET16提供至IGBT1。然而，IGBT1的栅电容器保持其被充电的状态且因此保持导通。

由于栅电压的上升时间比驱动信号Vin的开关周期短得多，其中当IGBT1被导通时栅电压小于预定电压Vs的时间段极短。因此，镜像电流I1的平均值变为约等于0.29mA，这是当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为高时获得的。作为结果，恒流源的模式可被设置为低功率消耗模式。

顺便提及，在其中没有设置栅电压检测电路7和电流模式选择电路6的常规示例中，具有1.45mA量的镜像电流I1，在其中IGBT1导通的时间段中，持续流动，引起驱动电路来保持高电流消耗状态。

在当前实施例中，然而，在其中IGBT1被导通的时间段内，电流消耗可被减少1.45mA-0.29mA=1.16mA。由于其中IGBT1导通的时间段变得约为驱动信号Vin的累积时间的一半，在正常开关状态中，所消耗的电流量可被减少约1.16mA/2=0.58mA。

然而，当驱动信号Vin的电平变高时，从电平移动电路20的正常旋转输出端B输出的输出信号的电平变高，而从反相输出端BB输出的输出信号的电平变低。作为结果，P-沟道MOSFET14被截止且P-沟道MOSFET15被导通。进一步，P-沟道MOSFET16被截止，停止将电流kI1注入IGBT1。

与此同时，由于具有高电平的驱动信号Vin被输入至放电电路4的缓冲器18，这个放电电路4的N-沟道MOSFET19被导通。作为结果，IGBT1的栅极电荷通过P-沟道MOSFET19被吸取到接地线Lg，借此IGBT1进入放电状态，减少了栅电压并截止IGBT1。

根据上述第一实施例，当导通IGBT1且当栅电压Vg小于充分高于用于导通IGBT1的阈值电压的预定电压Vs时，通过电流模式选择电路6，具有高电平的基准电压Vref1被提供至运算放大器23，且恒流源3的镜像电流I1被设置为正常电流值来将恒流源3的模式设置在正常电流模式。随后，当栅电压Vg达到预定电压Vs时，通过电流模式选择电路6，具有低电平的基准电压Vref2被提供至运算放大器23，且恒流源3的镜像电流I1被降低至正常电流值的约1/5，来将恒流源3的模式设置为低电流消耗模式。作为结果，驱动电路所消耗的电流量可被减少，同时加速了导通IGBT1的时间。

进一步，当IGBT1的栅电位从地电位变化至电源电位Vcc时，通过将P-沟道MOSFET13放置在P-沟道MOSFET11和恒流源3的电阻器22之间，和IGBT21的栅电位基本相同的电压可被提供至P-沟道MOSFET11的漏极。因此，可维持在P-沟道MOSFET11和16的电流镜之间的电流平衡。出于该理由，不论IGBT1的栅电位（该驱动电路的OUT（输出）端电位）如何，可将流过P-沟道MOSFET16的电流的电平保持不变。

另外，通过为恒流源3提供用作第一晶体管（用于检测恒定电流）的P-沟道MOSFET11和用作第二晶体管（用于控制恒定电流）的P-沟道MOSFET12，来生成稳定的恒定电流。

此外，通过为电流模式选择电路6配置分压电阻器31到33和开关元件34，可易于基于栅电压检测信号Vdg对基准电压Vref做出改变。

接下来，将参考图3描述本发明的第二实施例。

通过省略在上述第一实施例中用作第二和第四晶体管的P-沟道MOSFET12和13，简化恒流源的配置，获得该第二实施例。

换言之，在第二实施例中，用作第二和第四晶体管的P-沟道MOSFET12和13被从第一实施例的图1中所示的配置中被省略。并且，其栅极接收来自运算放大器23的输出信号的输入的N-沟道MOSFET17，被连接在用作第一晶体管的P-沟道MOSFET11和电阻器22之间。其他配置与图1中所示的配置一样；因此，相同的参考标号被应用于图1所示对应的那些，且因此省略其详细描述。

在电流模式选择电路6中，在Vcc=15V、电阻器31的电阻值R1=20kΩ、电阻器32的电阻值R2=1kΩ、电阻器33的电阻值R3=5kΩ、且电阻器22的电阻值R4=3kΩ的情况下，当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为低时，基于之前提供的式（1），基准电压Vref1变为3.46V，且流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1变为1.15mA。

另一方面，当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为高时，基于之前提供的式（2），基准电压Vref2变为0.71V，且流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1变为0.24mA，这大约是当栅电压检测信号Vdg为低时获得的镜像电流的1/5。

根据第二实施例，当例如，驱动信号Vin没有从外部控制器被输入时，由脉宽调制（PWM）信号所配置的驱动信号Vin被保持在高电平。作为结果，来自电平移动电路20的正常旋转输出端B的输出信号的电平变高，而来自反相输出端BB的输出信号的电平变低。

因此，P-沟道MOSFET14被截止且P-沟道MOSFET15被导通。P-沟道MOSFET16也被截止。另一方面，在放电电路4中，N-沟道MOSFET19被导通。

因此，没有执行通过恒流源3向IGBT1的栅极的电流注入（充电），且通过放点电路4的N-沟道MOSFET19将IGBT1的栅极连接至接地线Lg保持了IGBT1的放电状态，保持IGBT1的截止状态。

当在IGBT1的这个截止状态中，驱动信号Vin的电平变低时，来自电平移动电路20的正常旋转输出端B的输出信号的电平变低，而来自反相输出端BB的输出信号变高。作为结果，P-沟道MOSFET14被导通且P-沟道MOSFET15被截止。相应地，在恒流源3中配置电流镜电路，其中镜像电流I11通过P-沟道MOSFET16被提供至IGBT1的栅极，开始在IGBT1上的电流注入、或充电。

在此刻，由于IGBT1的栅电压Vg低于预定阈值电压Vs，从栅电压检测电路7输出的栅电压检测信号Vdg的电平保持为低。因此，电流模式选择电路6的N-沟道MOSFET34保持截止，且具有相对较高电平(=3.46V)的基准电压Vref1被提供至运算放大器23的非反相输入端。作为结果，运算放大器23的输出信号变为相对较高的电压。因此，N-沟道MOSFET17被导通，允许相对较高电平的电流I1(=1.15mA)流动。因此，作为镜像电流I1的k倍的电流kI1，被从P-沟道MOSFET16注入至IGBT1的栅极。作为结果，IGBT1经由恒流源3被导通。

此处，作为P-沟道MOSFET16的电流kI1注入至IGBT1的栅电容器的结果，当栅电压Vg增加且达到充分高于IGBT1的阈值电压的预定电压Vs时，从栅电压检测电路7输出高电平的栅电压检测信号Vdg。这个栅电压检测信号Vdg被提供至电流模式选择电路6的缓冲器35，导通N-沟道MOSFET34。作为结果，接地侧电阻器33被旁路，且将接地侧电阻器32直接连接至接地线Lg。

响应于此，基准电压从Vref1(=3.46V)减少至Vref2(=0.71V)，且运算放大器23的输出电压也减少。因此，如上所述，流过N-沟道MOSFET17的镜像电流I1被减少至约1/5。出于该理由，作为镜像电流I1的k倍的镜像电流kI1也降低，该镜像电流kI1被通过P-沟道MOSFET16提供至IGBT1。然而，IGBT1的栅电容器保持其被充电的状态且因此保持导通。

由于栅电压的上升时间比驱动信号Vin的开关周期短得多，其中当IGBT1被导通时栅电压小于预定电压Vs的时间段极短。因此，镜像电流I1的平均值变得约等于0.24mA，这是当栅电压检测电路7的栅电压检测信号Vdg的电平为高时获得的。作为结果，恒流源的模式可被设置为低功率消耗模式。

顺便提及，在其中没有设置栅电压检测电路7和电流模式选择电路6的常规示例中，具有1.15mA量的镜像电流I1，在其中IGBT1导通的时间段中，持续流动，引起驱动电路来保持高电流消耗状态。

在当前实施例中，然而，在其中IGBT1被导通的时间段内，电流消耗可被减少1.15mA-0.24mA=0.91mA。由于其中IGBT1导通的时间段变得约为驱动信号Vin的累积时间的一半，在正常开关状态中，所消耗的电流量可被减少约0.91mA/2=0.455mA。

根据上述第二实施例，当导通IGBT1且栅电压Vg小于充分高于用于导通IGBT1的阈值电压的预定电压Vs时，通过电流模式选择电路6，具有高电平的基准电压Vref1被提供至运算放大器23，且恒流源3的镜像电流I1被设置为正常电流值来将恒流源3的模式设置在正常电流模式。随后，当栅电压Vg达到预定电压Vs时，通过电流模式选择电路6，具有低电平的基准电压Vref2被提供至运算放大器23，且恒流源3的镜像电流I1被降低至正常电流值的约1/5，来将恒流源3的模式设置为低电流消耗模式。作为结果，整个驱动电路所消耗的电流量可被减少，同时加速了导通IGBT1的时间。

在这个第一和第二实施例中，IGBT1被应用作为绝缘栅开关元件；然而，IGBT1并不限于此，且可应用诸如MOSFET之类的不同类型的绝缘栅开关元件。

在该第一和第二实施例中，在低消耗模式中获得的电流值低于在正常电流模式中获得的电流值，约为1/5；然而，减少量并不限于此。因此，当绝缘栅开关元件的栅电压Vg等于或大于预定电压Vs时，恒流源3的电流值可被减少为在正常电流模式中获得的电流值的1/20到1/2。当在恒流源3的低电流消耗模式中获得的电流值为在正常电流模式中获得的电流值的1/20时，施加至绝缘栅开关元件的电流值太低从而不能保持绝缘栅开关元件导通。当电流值小于在正常电流模式中获得的电流值的1/2时，减少电流消耗的效果变低。

在第一和第二实施例中，MOSFET被用作恒流源3、放电电路4、开关电路5、和电流模式选择电路6的有源元件；然而，有源元件不限于MOSFET。可应用诸如FET和双极晶体管之类的任何有源元件。

工业实用性

本发明可提供绝缘栅开关元件的驱动电路，其能以恒流源的正常电流模式加速导通绝缘栅开关元件的时间，直到绝缘栅开关元件的栅电压达到用于导通绝缘栅开关元件的预定电压，并且一旦栅电压达到用于导通绝缘栅开关元件的预定电压，该驱动电路能以恒流源的低电流消耗模式最小化该驱动电路所消耗的电流量。

附图标记说明

1...IGBT

2…驱动电路

3…恒流源

4…放电电路

5…开关电路

6…电流模式选择电路

7…栅电压检测电路

11到16…P-沟道MOSFET

17、18、34…N-沟道MOSFET

20…电平移动电路

23…运算放大器

31…电源侧电阻器

32、33…接地侧电阻器

Claims

1.一种绝缘栅开关元件的驱动电路，包括：

生成恒定电流的恒流源；

开关电路，所述开关电路在将所述绝缘栅开关元件导通时经由所述恒流源将所述绝缘栅开关元件的栅极连接至电源电位侧，且在将所述绝缘栅开关元件截止时经由放电电路将所述绝缘栅开关元件的栅极连接至基准电位侧；

检测所述绝缘栅开关元件的栅电压的栅电压检测电路；以及

电流模式选择电路，所述电流模式选择电路在基于由所述栅电压检测电路检测到的栅电压检测到所述绝缘栅开关元件被导通时，将所述恒流源的模式从正常电流模式转换为低电流消耗模式。

2.如权利要求1所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，

所述恒流源具有：

第一晶体管，所述第一晶体管的漏极侧连接至电阻器；

第二晶体管，所述第二晶体管与所述第一晶体管一起构成电流镜并生成由所述电阻器的端电压和基准电压限定的恒定电流；以及

第三晶体管，第三晶体管是连接至所述第二晶体管的电流镜且其漏极连接至所述绝缘栅开关元件的栅极。

3.如权利要求1所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，

所述恒流源具有：

第一晶体管，所述第一晶体管的漏极侧连接至电阻器；

第四晶体管，所述第四晶体管连接在所述第一晶体管和所述电阻器之间并生成由所述电阻器的端电压和基准电源限定的恒定电流；以及

第三晶体管，所述第三晶体管与所述第一晶体管一起构成电流镜且其漏极连接至所述绝缘栅开关元件的栅极。

4.如权利要求1-3中任一个所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，当由所述栅电压检测电路检测到的栅电压小于预定值时所述电流模式选择电路将所述基准电压设置为正常电压，且当由所述栅电压检测电路检测到的栅电压大于或等于所述预定值时所述电流模式选择电路将所述基准电压设置为小于所述正常电压的低消耗模式电压。

5.如权利要求1-3中任一个所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，所述电流模式选择电路具有分压电阻器，所述分压电阻器具有连接在正电源和接地之间的电源侧电阻器和接地侧电阻器，当由所述栅电压检测电路检测到的栅电压小于预定值时所述电流模式选择电路将接地侧分压电阻值设置为正常值，且当由所述栅电压检测电路检测到的栅电压大于或等于所述预定值时所述电流模式选择电路将所述接地侧分压电阻值设置为小于所述正常值的低消耗模式电阻值。

6.如权利要求1-3中任一个所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，所述栅电压检测电路根据所述绝缘栅开关元件的所述栅电压输出不同电平的信号依据的阈值被设置为7V到14.5V，其为所述绝缘栅开关元件的栅电压。

7.如权利要求6所述的绝缘栅开关元件的驱动电路，其特征在于，当所述绝缘栅开关元件的栅电压超过了所述阈值时，所述栅电压检测电路将所述恒流源的电流值减少为1/20到1/2。