CN102934378B - 频率偏移估计装置、接收装置、频率偏移估计方法及接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种频率偏移估计装置，在估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的情况下，能适当估计、补偿接收信号的频率偏移。该频率偏移估计装置将以规定的采样频率预先采样的接收信号变换为具有N个频率成分的频谱，分别对频谱的从1到N/2的负频率成分和从N/2＋1到N的正频率成分进行频带域限制，将频带域限制的频谱的正频率成分和负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到各自的功率的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使频谱所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为阈值以下的移动量，估计频率偏移。

Description

频率偏移估计装置、接收装置、频率偏移估计方法及接收方法
技术领域
本发明涉及数字相干光接收机及无线通信接收机中的频率偏移估计装置、接收装置、频率偏移估计方法及接收方法。 
本申请基于2010年6月17日向日本申请的特愿2010－138402号专利申请及2010年11月10日向日本申请的特愿2010－251868号专利申请主张优先权，并将其内容编入本申请。 
背景技术
在光通信的领域中，组合了使频率利用效率显著提高的同步检波方式和数字信号处理的数字相干通信***一直倍受关注。众所周知，当与通过直接检波构建的***进行比较时，数字相干通信***不仅能提高接收灵敏度，而且能通过将发送信号作为数字信号进行接收，补偿由光纤传输受到的波长色散、偏振模色散所导致的发送信号的波形失真，正在研讨作为下一代光通信技术而导入数字相干通信***。 
相干接收机中接收的信号光与局部振荡光相乘，变换成基带信号。生成信号光的载波、局部振荡光的激光振荡器难以实现依靠无线通信用的振荡器中通常使用的相位同步环路的频率稳定，并且在发送机的激光振荡器的输出频率和接收机的激光振荡器的输出频率之间产生大的频率偏移。在实际的光通信***中，频率偏移达到±5GHz。在相干通信***中，由于在载波的相位中载入信息，所以，需要在接收机中估计频率偏移并进行补偿。 
另外，在无线通信中，基于发送机和接收机所使用的基准振荡器的振荡频率的误差、伴随发送机和接收机的移动的多普勒偏移而产生频率偏移。在该情况下，也需要在接收机中估计频率偏移并进行补偿。 
在现有的频率偏移的估计中，存在使用已知的导频符号的方法（参照非专利文献1）。但是，该方法中存在如下缺点，即，对发送信号附加无助于信息传输的已知的导频符号导致的传输速度的降低、需要用于检测已知的导频符号的电路、步骤。 
另一方面，在不需要已知的导频符号的频率偏移估计方法中，已知有利用1符号周期的符号的相位变化信息的相位增加算法（参照非专利文献2）、利用频谱的方法（参照非专利文献3）。 
图17是表示对M－PSK（M－Phase Shift Keying）调制信号使用相位增加算法的现有的频率偏移估计装置的构成例的方框图。图17所示的频率偏移估计装置具备：1符号延迟部101、复共轭部102、乘法部103、M次方部104、加法部105、相位检测部106。 
输入信号I+jQ是以规定的采样频率预先采样接收信号的复信号。该输入信号被二分支，被分支的一个信号通过1符号延迟部101及复共轭部102，并与被分支的另一个信号在乘法部103相乘，成为有1符号间的相位变化信息的复信号。通过将该复信号在M次方部104进行M（正整数）次方，除掉由数据的调制引起的相位变化。通过将除掉了该相位变化的信号在加法部105遍及N（正整数）符号进行相加，来执行与相位相关的平均化，除掉瞬间的变化。在相位检测部106从该相加后的信号取出相位，进一步通过M次方部104的M次方的运算，使成为1符号间的相位变化的M倍的相位变为1/M倍。其结果，得到由频率偏移产生的1符号间的相位变化Δθ。频率偏移估计值Δf通过下式算出。但是，在该式子中，RS为符号率。 
[式1] 
。
图18是表示利用频谱的现有的频率偏移估计装置的构成例的方框图。图18的频率偏移估计装置具备：乘法部107、FFT（fast Fourier transform）部108、频率误差检测部109、NCO（numerically－controlled oscillator）110。 
输入信号I+jQ是以规定的采样频率预先采样接收信号的复信号。该输入信号与NCO110的输出信号在乘法部107相乘，变更其频率。变更了其频率的信号被输入到FFT部108而变换成频域的频谱。频率误差检测部109测定频谱并输出频率误差信号。以该频率误差信号为基础，NCO110使该输出信号的频率在规定的步骤中变化。将以上环路的运算反复直到频率误差信号大致为0，在频率误差信号大致为0并收敛的时刻，结束频率偏移估计。 
如图17所示的相位增加算法只对星座图上信号点等相位间隔配置的M－PSK调制信号进行精确地动作，而不对由正交振幅调制（QAM: quadrature amplitude modulation）调制的信号进行动作。相对于由QAM调制的信号，非专利文献4及非专利文献5中公开有不需要已知的导频符号的频率偏移估计方法。表示这些文献所记载的估计方法的公式如下。 
[式2] 
其中，频率偏移的估计值
：求取赋予函数g（x）的最大值的x的运算符。
在此，y（p、t）为接收信号，且为偏振波p和时间t的函数。另外，N为估计中使用的符号数，RS为符号率。 
[式3] 
。
此处，公式2的频率偏移的估计范围由公式3限制。 
接着，参照图19～图22对该估计方法的动作进行说明。 
图19～图22是表示涉及上述非专利文献4、非专利文献5的频率偏移估计方法的动作的说明图。 
图19所示的是相对于由64QAM调制的信号，具有0或RS/4的整数倍的频率偏移，或剩余有相位偏移的情况下的星座图。如果信号点的周期为符号率的倒数1/RS，频率偏移为RS/4，则星座图上的信号点位于频率偏移从0时的位置正好旋转π/2的位置。即，频率偏移在0时和RS/4的整数倍的频率偏移时表示相同的星座图配置。由QAM调制的信号由于具有π/2的相位对称性，所以当将某1个信号点的相位设为相位θ时，有距原点的距离等于该信号点与原点之间的距离相等的这一点，且相对于该信号点，另外还有三个具有π/2的整数倍的相位差的点。在图19中，用黑圈k1～k4表示这些点。这4个点的黑圈k1、k2、k3、k4的相位β用下面的公式4表示。 
[式4] 
。
将这些信号进行了4次方的情况下的相位为4β，用下面的公式5表示。 
[式5] 
。
即，当黑圈的4个点k1、k2、k3、k4进行4次方时，收敛在复平面上的同一点。同样，当其它信号点也进行4次方时，按具有距原点的距离相等的π/2的整数倍的相位差的4个点，收敛在复平面上的同一点。 
图20是将图19的星座图的信号点进行了4次方的情况下的信号点配置图。图19的64个点在图20中收敛为16个点。这些信号点相对于实轴（横轴）及虚轴（纵轴）是不对称的，取信号点的相加值或平均值不为0的值。 
图21所示的是相对于由64QAM调制的信号，具有RS/4的整数倍以外的频率偏移的情况下的星座图。在圆周上配置有距原点的距离相等的信号点。图22是将图21的星座图的信号点进行了4次方的情况下的信号点配置图。由于这些信号点相对于实轴（横轴）及虚轴（纵轴）是对称的，所以，信号点的相加值或平均值成为0。 
在上述的公式2中，存在下面所示的项。 
[式6] 
              。
当将该项设为评价函数φc（f）时，这是在将接收信号y（p、t）进行了4次方之后，使频率f的反旋转运算符exp（－j2πft）作用而取得时间平均的操作。反旋转运算符exp（－j2πft）的作用是将原始的信号频率以－f进行频率变换。因此，接收信号y（p、t）的频率偏移为f0时，评价函数φc（f）中的频率f在f≠4f0+kRS（k为整数）时，评价函数φc（f）成为0。另外，频率f在f＝4f0+kRS （k为整数）时，取得评价函数φc（f）不为0的值。 
另外，由于通过公式3的频率偏移的估计范围的限制，kRS（K为整数）的不确定性消失，所以，通过求取评价函数φc（f）变为最大值的f并使其为1/4倍，能估计频率偏移f0。 
非专利文献1：M. K. Nezami et al., “DFT－based frequency acquisition algorithm for large carrier offsets in mobile satellite receivers,” Electronics Letters, volume 37, pp. 386－387, March 2001。 
非专利文献2：A. Leven et al., “Frequency estimation in intradyne reception,” IEEE Photonics Technology Letters, volume 19, pp. 366－368, March 2007。 
非专利文献3：K. Piyawanno et al., “Fast and accurate automatic frequency control for coherent receivers,” ECOC2009, paper7.3.1, Sept., 2009。 
非专利文献4：P. Ciblat et al., “Blind NLLS carrier frequency－offset estimation for QAM, PSK, and PAM modulations: performance at low SNR,” IEEE Transactions on Communications, volume 54, pp. 1725－1730, Oct. 2006。 
非专利文献5：M. Selmi et al., “Accurate digital frequency offset estimator for coherent PolMux QAM transmission systems,” ECOC2009, paperP3.08, Sept., 2009。 
但是，在使用图17所示的相位增加算法的现有的频率偏移估计装置中，由相位的不确定性限定能估计的频率偏移的范围。在相位检测部106中，通过取出相位的运算“arg()”能取出的相位范围为[－π～π]。为了使该取出的相位进一步变为1/M倍，相位检测部106能检测的相位范围为[－π/M～π/M]。因此，存在如下问题，即，图17所示的频率偏移估计装置能估计的频率范围通过公式1被限定为[－RS/2M～RS/2M]。 
另外，在利用图18所示的频谱的现有的频率偏移估计装置中，由于以规定的步骤改变NCO110的输出信号的频率，同时需要以各个频率将与进行数百～数千的FFT时的数据数相等的样品数的输入信号取入频率偏移估计装置，所以，存在直到估计处理收敛要花费时间的问题。在利用频谱的频率偏移估计装置中，还存在如下问题，即，在传输线路中的带通滤波器、接收机中的低通滤波器的截止频率小且频率偏移较大的情况下，频谱的一侧被截割而成为不对称，由此，频率偏移的估计精度恶化。 
另外，在对由公式2及公式3表示的由现有的QAM调制的信号的频率偏移的估计方法（非专利文献4、非专利文献5）中，存在能估计的频率范围被限定为在进行了4次方的频带时为[－RS/2～RS/2]、在进行4次方之前的原始的频带时为[－RS/8～RS/8]的问题。即，对于超过该范围的频率偏移，成为被错误地检测出的问题。进而，在具有相位噪声的情况下，存在如下问题，即，星座图上的信号点沿着圆周移动，成为与具有频率偏移时的图21一样的状态，因此，不能正确地估计。参照图23～图25对这些问题进行具体地说明。图23～图25是表示用于说明现有的问题点的模拟结果的一个例子的说明图。 
另外，在这些模拟结果中，调制为符号率28GBaud的DP－64QAM（偏振波复用64正交振幅调制），OSNR（光信噪比）为10dB，估计中使用的符号数N为1028，另外，作为频率偏移设定成5GHz，并图示出频率f和由下面公式6表示的评价函数φc（f）。 
[式7] 
。
图23所示的是从－64GHz到64GHz宽带域扫描频率f时的模拟结果。另外，在本模拟中，未附加相位噪声。在该图23中，示出了从频率偏移的4倍即20GHz，按RS=28GHz的频率间隔，评价函数变大的不确定性。因此，得知存在以下问题，即，在非专利文献4、非专利文献5所记载的频率偏移估计方法中，存在评价函数的峰值不总是包含2个以上的频率范围被限制在[－RS/2～RS/2]的问题。 
另外，图24及图25所示的是假定10MHz作为激光的线宽进行模拟的结果。另外，在本模拟中，附加有相位噪声。在这些图24和图25中，估计中使用的1028个符号系列相互不同。在图24中，虽然示出了在频率偏移的4倍即20GHz最大的值，但在其它频率也看到多个局部峰值。在图25中，示出了在20GHz也有峰值，但与20GHz不同的局部峰值的这边为整体中最大的值。即，当从图25求得评价函数φc（f）为最大的f时，就变成将错误的值作为频率偏移而进行估计。这样，在非专利文献4、非专利文献5所记载的频率偏移估计方法中，存在基于相位噪声或热噪声的状态，常常输出错误的估计结果的问题。 
发明内容
本发明是鉴于这种情况而研发的，其目的在于，提供一种在估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的情况下，能适当估计接收信号的频率偏移的频率偏移估计装置、接收装置、频率偏移估计方法及接收方法。 
本发明是为了解决上述的课题而提出的，本发明提供一种频率偏移估计装置，估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移，其具备：频域变换部，其对以规定的采样频率预先采样的所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N（N为任意自然数）赋予顺序的N个频率成分的频谱；频带域限制部，其分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制；频率偏移估计控制部，其将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移。 
在本发明的频率偏移估计装置中，也可以是所述频率偏移估计控制部在使所述频谱的所述所有的频率成分在所述频率轴上循环移动的情况下，在所述正频率成分的功率比所述负频率成分的功率大的情况下，将所述频谱的全部频率成分向负方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号不足1的情况下，频率成分编号加上N，在所述正频率成分的功率为所述负频率成分的功率以下的情况下，将所述频谱的全部频率成分向正方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号超过N的情况下，从频率成分编号减去N。 
本发明提供一种接收装置，其具备：本发明的频率偏移估计装置；基于由所述频率偏移估计装置估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的第一频率偏移补偿部；对由所述第一频率偏移补偿部补偿的所述接收信号，基于相位增加算法，估计所述频率偏移的相位增加频率偏移估计部；基于由所述相位增加频率偏移估计部估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述频率偏移的第二频率偏移补偿部。 
本发明提供一种频率偏移估计方法，使用于对接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移进行估计的频率偏移估计装置中，其具备：对以规定的采样频率预先采样的所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N（N为任意自然数）赋予顺序的N个频率成分的频谱的频域变换步骤；分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制的频带域限制步骤；将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移的频率偏移估计控制步骤。 
在本发明的频率偏移估计方法中，也可以在所述频率偏移估计控制步骤中，在使所述频谱的所述所有的频率成分在所述频率轴上循环移动的情况下，在所述正频率成分的功率比所述负频率成分的功率大的情况下，将所述频谱的全部频率成分向负方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号不足1的情况下，频率成分编号加上N，在所述正频率成分的功率为所述负频率成分的功率以下的情况下，将所述频谱的全部频率成分向正方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号超过N的情况下，从频率成分编号减去N，由此，使所述频谱循环移动。 
本发明提供一种接收方法，其具备：基于本发明的频率偏移估计方法的步骤；基于按照所述频率偏移估计方法的步骤而估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的第一频率偏移补偿步骤；基于相位增加算法，对按照所述第一频率偏移补偿步骤补偿的所述接收信号，估计所述频率偏移的相位增加频率偏移估计步骤；基于按照所述相位增加频率偏移估计步骤估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述频率偏移的第二频率偏移补偿步骤。 
本发明提供一种频率偏移估计装置，估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差，其具备：频率偏移粗略估计部，其从由以规定的采样频率预先采样的两个偏振波构成的接收信号的频谱，估计频率偏移；扫描频率范围控制部，其基于所述频率偏移粗略估计部的粗略估计值，确定扫描频率的范围；频率偏移精确估计部，其在由所述扫描频率范围控制部确定的所述扫描频率的范围中，估计所述接收信号的频率偏移，所述频率偏移精确估计部具备：第一运算部，在将所述接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性定义为2π／W（W：正整数）的情况下，将所述接收信号中的所述两个偏振波分别进行W次方之后，对该接收信号进行从该接收信号的频率减去所述扫描频率的频率变换；第二运算部，对所述第一运算部中的各偏振波的运算结果，进行N（N：正整数）符号的平均化或相加之后，进行绝对值或绝对值的次方的运算；第三运算部，在所述第二运算部的后段侧，将所述两个偏振波的运算结果相加，或选择峰值较大一方的偏振波的运算结果，并且，对由所述N符号构成的帧进行U（U：正整数）帧的相加或平均化；第四运算部，检测所述第三运算部的运算结果成为最大值的扫描频率，并将该扫描频率进行1／W倍，估计所述频率偏移。 
本发明提供一种频率偏移估计方法，对接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差进行估计，其具备：从由以规定的采样频率预先采样的两个偏振波构成的接收信号的频谱，估计频率偏移的频率偏移粗略估计步骤；基于按照所述频率偏移粗略估计步骤估计的粗略估计值，确定扫描频率范围的扫描频率范围控制步骤；在按照所述扫描频率范围控制步骤确定的所述扫描频率的范围中，估计所述接收信号的频率偏移的频率偏移精确估计步骤，所述频率偏移精确估计步骤包含：在将所述接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性定义为2π／W（W：正整数）的情况下，将所述接收信号中的所述两个偏振波分别进行W次方之后，对该接收信号进行从该接收信号的频率减去所述扫描频率的频率变换的第一运算步骤；对所述第一运算步骤中的各偏振波的运算结果，进行N（N：正整数）符号的相加或平均化之后，进行绝对值或绝对值的次方运算的第二运算步骤；在所述第二运算步骤之后，将所述两个偏振波的运算结果相加，或选择峰值较大一方的偏振波的运算结果，并且，对由所述N符号构成的帧进行U（U：正整数）帧的相加或平均化的第三运算步骤；检测所述第三运算步骤的运算结果成为最大值的扫描频率，并将该扫描频率进行1／W倍，估计所述频率偏移的第四运算步骤。 
本发明提供一种频率偏移估计装置，估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差，具备：频率偏移粗略估计部，其从由以规定的采样频率预先采样的两个偏振波构成的接收信号的频谱，估计频率偏移；频率偏移精确估计部，其对所述接收信号或补偿了所述接收信号的色散的信号，具有周期性的频率偏移估计特性；频率不确定性消除控制部，其基于由所述频率偏移粗略估计部估计的所述频率偏移的值，消除由所述频率偏移精确估计部估计的频率偏移的频率不确定性，估计所述频率偏移。 
在本发明的频率偏移估计装置中，所述频率偏移精确估计部也可以基于相位增加算法，对所述接收信号或补偿了所述接收信号的色散的信号，估计所述频率偏移。 
在本发明的频率偏移估计装置中，所述频率偏移精确估计部也可以，在将所述接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性定义为2π／W（W：正整数）的情况下，将所述接收信号中的所述两个偏振波分别进行W次方之后，变换成频谱，对该变换结果进行绝对值或绝对值的次方运算，将这两个偏振波的频谱相加，或选择峰值较大一方的偏振波的频谱，并且，对由N（N：正整数）符号构成的帧的频谱进行U（U：正整数）帧的相加或平均化，检测该运算结果成为最大值的频率。 
在本发明的频率偏移估计装置中，所述频率不确定性消除控制部也可以，在消除所述频率不确定性，估计所述频率偏移时，基于由所述频率偏移精确估计部估计的所述频率偏移，算出包含所述频率不确定性的成为所述频率偏移的候补的频率，将频率轴上成为相邻的所述频率偏移的候补的频率的中点作为相邻的所述频率偏移的候补的边界，从所述频率轴上基于所述边界的区域中，选择由所述频率偏移粗略估计部估计的包含所述值的区域，并将所述选择的区域所包含的成为所述频率偏移的候补的频率作为所述频率偏移的估计值进行选择。 
在本发明的频率偏移估计装置中，所述频率偏移粗略估计部也可以具备：频域变换部，其对所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N（N为任意自然数）赋予顺序的N个频率成分的频谱；频带域限制部，其分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制；频率偏移估计控制部，其将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移的频率偏移估计控制部。 
本发明是如下接收装置，即，基于本发明的频率偏移估计方法的步骤；基于按照所述频率偏移估计方法的步骤估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的频率偏移补偿步骤；对按照所述频率偏移补偿步骤补偿的所述接收信号，补偿相位的相位补偿步骤；对补偿了所述相位的所述接收信号的符号进行判定的判定步骤。 
本发明是估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差，其具备：从由以规定的采样频率预先采样的两个偏振波构成的接收信号的频谱，估计频率偏移的频率偏移粗略估计步骤；对所述接收信号或补偿了所述接收信号的色散的信号，具有周期性的的频率偏移估计特性的频率偏移精确估计步骤；基于按照所述频率偏移粗略估计步骤估计的所述频率偏移的值，消除按照所述频率偏移精确估计步骤估计的频率偏移的频率不确定性，估计所述频率偏移的频率不确定性消除控制步骤。 
在本发明的频率偏移估计方法中，所述频率偏移精确估计步骤也可以基于相位增加算法，对所述接收信号或补偿了所述接收信号的色散的信号，估计所述频率偏移。 
在本发明的频率偏移估计方法中，所述频率偏移精确估计步骤也可以，在将所述接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性定义为2π／W（W：正整数）的情况下，将所述接收信号中的所述两个偏振波分别进行W次方之后，变换为频谱，对该变换结果进行绝对值或绝对值的次方运算，并将这两个偏振波的频谱相加，或选择峰值较大一方的偏振波的频谱，并且，对由N（N：正整数）符号构成的帧的频谱进行U（U：正整数）帧的相加或平均化，检测该运算结果成为最大值的频率。 
在本发明的频率偏移估计方法中，所述频率不确定性消除控制步骤也可以，在消除所述频率不确定性，估计所述频率偏移时，基于按照所述频率偏移精确估计步骤估计的所述频率偏移，算出包含所述频率不确定性的成为所述频率偏移的候补的频率，将频率轴上成为相邻的所述频率偏移的候补的频率的中点作为相邻的所述频率偏移的候补的边界，从所述频率轴上基于所述边界的区域中，选择由所述频率偏移粗略估计步骤估计的包含所述值的区域，并将所述选择的区域所包含的成为所述频率偏移的候补的频率作为所述频率偏移的估计值进行选择。 
在本发明的频率偏移估计方法中，所述频率偏移粗略估计步骤也可以具备：对所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N（N为任意自然数）赋予顺序的N个频率成分的频谱的频域变换步骤；分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制的频带域限制步骤；将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移的频率偏移估计控制步骤。 
本发明是如下接收方法，即，具备：按照本发明的频率偏移估计方法的顺序；基于通过所述频率偏移估计方法估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的频率偏移补偿顺序；对按照所述频率偏移补偿顺序补偿的所述接收信号，补偿相位的相位补偿顺序；对补偿所述相位的所述接收信号的符号进行判定的判定顺序。 
根据本发明，在估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的情况下，直到接收信号的频谱中的频带域限制的正频率成分的功率值和负频率成分的功率值的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，移动全部频率成分，基于该移动量估计频率偏移，由此，能适当估计接收信号的频率偏移。 
即，如上所述，直到接收信号的频谱中的频带域限制的正频率成分的功率值和负频率成分的功率值的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，移动全部频率成分，基于该移动量估计频率偏移，因此，与使用相位增加算法的频率偏移估计装置比较，能宽带域地估计频率偏移。另外，由于是不需要已知的导频符号的方法，进一步不需要NCO，所以，与利用宽带域的其它频谱的频率偏移估计装置比较，能快速且高精度地估计频率偏移。 
另外，根据本发明，在估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的情况下，基于粗略估计的频率偏移的值，在宽带域的频率范围中进行估计，因此，能适当地估计接收信号的频率偏移。 
附图说明
图1是表示基于本发明第一实施方式的频率偏移估计装置的构成例的方框图； 
图2是表示该第一实施方式的动作概要的说明图，是表示没有频率偏移时的频谱的说明图；
图3是表示该第一实施方式的动作概要的说明图，是表示有频率偏移时的频谱的说明图；
图4是表示模拟了该第一实施方式的动作的结果的一个例子的说明图；
图5是表示模拟了使用现有的相位增加算法的频率偏移估计装置的动作的结果的一个例子的说明图；
图6是表示基于本发明第二实施方式的接收装置的构成例的方框图；
图7是表示基于本发明第三实施方式的接收装置的构成例的方框图；
图8是表示该第三实施方式的动作概要的说明图；
图9是表示基于第四实施方式的频率偏移估计装置的构成例的方框图；
图10是表示模拟了基于第四实施方式的频率偏移估计装置的动作的结果的一个例子的说明图；
图11是表示基于第五实施方式的频率偏移估计装置的构成例的方框图；
图12是表示基于第六实施方式的接收装置的构成例的方框图；
图13是表示基于第七实施方式的频率偏移估计装置的构成例的方框图；
图14是表示基于第七实施方式的频率偏移估计装置估计频率偏移的动作概要的说明图；
图15是表示第七实施方式的实验结果的一个例子的说明图；
图16是表示基于第八实施方式的接收装置的构成例的方框图；
图17是表示使用现有的相位增加算法的频率偏移估计装置的构成例的方框图；
图18是表示利用现有的频谱的频率偏移估计装置的构成例的方框图；
图19是表示现有的频率偏移估计方法的动作的第一说明图；
图20是表示现有的频率偏移估计方法的动作的第二说明图；
图21是表示现有的频率偏移估计方法的动作的第三说明图；
图22是表示现有的频率偏移估计方法的动作的第四说明图；
图23是表示用于说明现有的问题点的模拟结果的一个例子的第一说明图；
图24是表示用于说明现有的问题点的模拟结果的一个例子的第二说明图；
图25是表示用于说明现有的问题点的模拟结果的一个例子的第三说明图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，在各图中，对相同或对应的构成使用相同的符号。 
＜第一实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第一实施方式进行说明。图1是表示基于本发明第一实施方式的估计接收信号的载波频率与接收侧的局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的频率偏移估计装置15的构成例的概略方框图。
频率偏移估计装置15具备：FFT部1、SPDT（Single Pole, Double Throw）开关2、带通滤波器3及频率偏移估计控制部12。进而，频率偏移估计控制部12具备：第一2次方加法部4、第二2次方加法部5、减法部6、第一判定部7、第二判定部8、频谱循环移动部9、计数器10及频谱移动距离检测部11。 
在图1中，输入信号I+jQ是以规定的采样频率预先采样接收信号的复信号。 
FFT部1将该输入信号变换为频域的频谱。例如，当FFT部1将进行FFT时的数据数设为N（N为任意自然数）时，按照频率大小的顺序输出具有从1到N赋予顺序的N个编号的频率成分的频谱。在此，将该频谱的从1到N/2的频率成分编号的频率成分作为负频率成分，将频谱的从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分作为正频率成分，来说明之后的信号处理。 
SPDT开关2通过来自后述的第一判定部7的控制，切换向带通滤波器3输入的信号。SPDT开关2以如下方式切换，即，在第一判定部7的判定为NO的情况下，向带通滤波器3输入FFT部1的输出信号，在判定为YES的情况下，向带通滤波器3输入频谱循环移动部9的输出信号。 
初始设定在第一判定部7判定为NO的情况下，SPDT开关2的通用端子与上侧接点连接，SPDT开关2使FFT部1的输出信号通过并输入到带通滤波器3。 
带通滤波器3对通过SPDT开关2而输入的信号进行频带域限制。在此，带通滤波器3相对于1～N的频率成分中的中心频率以正和负成为对称的方式，对在FFT部1变换成频谱的接收信号的正频率成分的信号和负频率成分的信号，进行频带域限制，通过带域将正频率成分的信号向第一2次方加法部4输出，或者通过带域将负频率成分的信号向第二2次方加法部5输出。 
第一2次方加法部4及第二2次方加法部5分别算出带通滤波器3的通过带域的正频率成分的功率值PP及负频率成分的功率值PM。减法部6算出这两个功率值PP和功率值PM之间的功率差。 
在此，图2及图3是表示对变换成该频谱的接收信号，算出带通滤波器3的通过带域的正频率成分的功率值PP及负频率成分的功率值PM的动作概要的说明图。图2和图3的横轴为频率，纵轴为功率。 
带通滤波器3对在FFT部1变换成频域的频谱的信号，在该各频率成分的信号乘以带通滤波器3的传递函数。例如在带通滤波器3使用了矩形波滤波器的情况下，在通过带域的频率成分乘以1，在阻止带域的频率成分乘以0。第一2次方加法部4及第二2次方加法部5将通过带域的频率成分进行2次方并取得该总和，由此，算出带通滤波器3的通过带域的正负各自的频率成分的功率总和即功率值PP及功率值PM。 
如图2所示，在没有频率偏移的情况下，基于频谱的对称性，正频率成分的功率值PP和负频率成分的功率值PM变成相等。另一方面，如图3所示，在有频率偏移的情况下，频谱向正方向或负方向的任一方偏离，在正频率成分的功率值PP和负频率成分的功率值PM之间产生功率差。 
接着，图1的第一判定部7将功率值PP和功率值PM的功率差的绝对值与预先规定的阈值TH进行比较，来判定大小。第一判定部7在功率值PP和功率值PM的功率差的绝对值比阈值TH大、判定为YES的情况下，开始第二判定部8的处理，另外，切换SPDT开关2的接点，并将向带通滤波器3的输入信号从来自FFT部1的输出信号变更为来自频谱循环移动部9的输出信号。 
第二判定部8比较功率值PP和功率值PM，来进行大小的判定。第二判定部8基于该判定的结果即判定频谱是否向正方向或负方向的任一方偏离的结果，选择频谱循环移动部9及计数器10中的移动控制并进行通知。频谱循环移动部9在第二判定部8判定的频率成分的正方向或负方向的任一方的偏离变小的方向，使全部频率成分在频率轴上移动。计数器10将向正方向移动的情况和向负方向移动的情况的各自的次数进行计数并保持。 
在此，对用于使全部频率成分在频率轴上移动的控制进行说明。 
该移动设为如下移动，即，当将在FFT部1变换的频谱的频率成分编号设为1～N时，移动后，频率成分编号也进行1～N那样的循环。即，在移动后的频率成分编号不足1的情况下，频率成分编号加上N，在移动后的频率成分编号超过N的情况下，从频率成分编号减去N。 
在第二判定部8中，在判定为功率值PP比功率值PM大的情况下，频谱循环移动部9使频率成分向负方向一个一个循环并移动，使计数器10的值d递增1。相反，在第二判定部8中，在判定为功率值PP比功率值PM小的情况下，频谱循环移动部9使频率成分向正方向一个一个循环并移动，使计数器10的值d递减1。 
另外，此时由于SPDT开关2的接点以向带通滤波器3输入来自频谱循环移动部9的输出信号的方式来变更，所以，由频谱循环移动部9循环移动的频谱再次输入带通滤波器3，按照第一2次方加法部4、第二2次方加法部5及减法部6的顺序执行信号处理，算出功率值PP和功率值PM的功率差，并输入第一判定部7。该环路的信号处理反复执行直到第一判定部7判定为NO为止。即，该环路的信号处理反复执行直到将功率值PP和功率值PM的功率差的绝对值判定为预先规定的阈值TH以下为止。 
在第一判定部7判定为NO的情况下，该环路的信号处理收敛，频谱移动距离检测部11检测在收敛时刻的计数器10的值d的值。该值为频谱的在频率轴上的移动距离的总和，基于与该移动距离的总和即移动量对应的频率，估计频率偏移。 
以上，频率偏移估计结束，第一判定部7以向带通滤波器3输入FFT部1的输出信号的方式切换SPDT开关2的接点，从FFT部1向该环路信号处理重新输入频谱数据，开始频率偏移的估计。 
图4是表示模拟了该第一实施方式的动作的结果的一个例子的说明图，图5是为了比较，表示模拟了使用现有的相位增加算法的频率偏移估计装置的动作的结果的一个例子的说明图。 
图4、图5的横轴均是频率偏移的设定值，纵轴均是频率偏移估计结果。调制方式为112Gbit/s偏振波复用QPSK（Quadrature Phase Shift Keying），符号率RS为28Gbaud。 
在使用图5所示的现有的相位增加算法的频率偏移估计装置中，在±RS/2M=±3.5GHz（相位数M＝4）的范围内可高精度地估计，但超过该范围时，由于相位不确定性而成为错误的估计结果。另一方面，可知，在图4所示的该第一实施方式中，遍及±5GHz的宽带域可高精度地估计。 
如使用图1～图4进行的说明，该第一实施方式的频率偏移估计装置15，在估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移的情况下，使全部频率成分循环移动直到接收信号的频谱中的频带域限制的正频率成分的功率值PP和负频率成分的功率值PM的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，基于该移动量，估计频率偏移。 
由此，与图17所示的使用现有的相位增加算法的频率偏移估计装置能估计的频率偏移的范围比较，该第一实施方式的频率偏移估计装置15能在宽带域估计频率偏移。另外，基于该第一实施方式的方法是不需要已知的导频符号的方法，进而是不需要在图18所示的现有的频率偏移估计装置中使用的NCO的方法。因此，根据本实施方式，不需要取入与以阶梯式频率变化的各频率进行数百～数千的FFT时的数据数相等的样品数的输入信号。因此，根据本实施方式，能快速且高精度地估计频率偏移。 
另外，该第一实施方式的频率偏移估计装置15不需要将循环移动频率成分的大小限定为1。因此，在功率值PP和功率值PM的功率差的绝对值较大时，能增大循环移动的大小，在功率值PP和功率值PM的功率差的绝对值接近阈值TH时，能缩小循环移动的大小。由此，进而能快速地估计频率偏移。 
另外，第一判定部7的预先规定的阈值TH的值，只要由输入信号的功率确定即可。例如，假定FFT部1的输出信号的频谱为同样的矩形，另外，当将频谱的全部功率的总和作为功率值PTOTAL，将频率成分向负方向循环移动1时，功率值PP与移动前相比，变小PTOTAL/N，功率值PM变大PTOTAL/N。因此，功率值PP和功率值PM的差，变化2PTOTAL/N。此时，如果将阈值TH设为2PTOTAL/N程度，则能以大致1频率成分的精度估计频率偏移。在即使牺牲估计精度也要求快速的估计处理时间的情况下，只要增大阈值TH即可。 
另外，FFT部1进行FFT时的数据数N能由要求的估计精度和估计处理时间确定。通常，N越小，估计精度越差，但估计处理时间越短。 
另外，由频谱移动距离检测部11输出的频率偏移估计值也可以在存储多个之后进行算术平均，也可以进行使用了遗忘因子的平均化并使其追随时间性的变动。 
另外，作为频率解析方法，将输入信号变换成频谱的FFT部1不限于快速傅立叶变换，也可以使用短时间傅立叶变换、离散傅立叶变换、小波变换或其它频率解析方法。 
另外，作为限制频带域的滤波器，带通滤波器3不限于带通滤波器，也可以基于接收的信号特性，使用低通滤波器、高通滤波器或其它的限制频带域的滤波器。 
＜第二实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第二实施方式进行说明。该第二实施方式是具有组合了如下两种频率估计装置的构成的接收装置，即，由第一实施方式所记载的频率偏移估计装置15，粗略地估计频率偏移，在以该估计值补偿了频率偏移之后，在使用现有的相位增加算法的频率偏移估计装置中，估计频率偏移，并进一步进行补偿。
图6是表示基于本发明第二实施方式的接收装置的构成例的概略方框图。 
接收装置具备：频率偏移估计装置15、第一频率偏移补偿部28、偏振波分离部19、相位增加频率偏移估计装置20、第二频率偏移补偿部29、第一相位补偿部24、第二相位补偿部25、第一判定部26及第二判定部27。在此，相位增加频率偏移估计装置20具有与图17中表示构成例的使用相位增加算法的现有的频率偏移估计装置同样的构成。图6所示的频率偏移估计装置15与图1所示的第一实施方式所记载的构成对应，省略其说明。 
第一频率偏移补偿部28具备：第一NCO16、第一乘法部17及第二乘法部18。 
第二频率偏移补偿部29具备：第二NCO21、第三乘法部22及第四乘法部23。 
输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’是分别以规定的采样频率预先采样X偏振波和Y偏振波的接收信号的复信号。 
在该第二实施方式中，首先，在最初，频率偏移估计装置15对输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’，在宽带域粗略地估计频率偏移。但是，频率偏移估计装置15以满足下面那样的条件的方式设计。该条件是如下这样的条件，在频率偏移估计装置15对该频率偏移进行粗略估计时，对补偿了该粗略估计的频率偏移的输入信号，在相位增加频率偏移估计装置20估计频率偏移的情况下，进入没有频率的不确定性并能估计的频率范围中。 
接着，由频率偏移估计装置15粗略估计的频率偏移估计值输入到第一频率偏移补偿部28。而且，第一频率偏移补偿部28补偿输入信号的频率偏移。 
即，基于粗略估计的频率偏移的估计值，调节第一频率偏移补偿部28具有的第一NCO16的振荡频率。而且，输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’和具有调节的第一NCO16的振荡频率的信号在第一频率偏移补偿部28具有的第一乘法部17及第二乘法部18中相乘，补偿输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’的频率偏移。 
偏振波分离部19对在第一频率偏移补偿部28补偿了输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’的频率偏移的信号，执行偏振波分离及剩余色散的消除。相位增加频率偏移估计装置20输入从偏振波分离部19输出的信号，执行频率偏移的估计。 
由该相位增加频率偏移估计装置20估计的频率偏移估计值被输入到第二频率偏移补偿部29。而且，第二频率偏移补偿部29补偿输入信号的频率偏移。 
即，基于由相位增加频率偏移估计装置20估计的频率偏移估计值，调节第二频率偏移补偿部29具有的第二NCO21的振荡频率。而且，向第二频率偏移补偿部29的输入信号和具有调节的第二NCO21的振荡频率的信号，在第二频率偏移补偿部29具有的第三乘法部22及第四乘法部23中相乘，补偿向第二频率偏移补偿部29的输入信号的频率偏移。 
接着，第一相位补偿部24及第二相位补偿部25对在第二频率偏移补偿部29中补偿了频率偏移的信号，补偿相位，并分别向第一判定部26及第二判定部27输出。第一判定部26及第二判定部27进行符号的判定，生成解调信号。 
这样，该第二实施方式的具备频率偏移的估计装置的接收装置，首先基于由频率偏移估计装置15对频率偏移进行粗略估计的值，补偿输入信号，之后，输入到现有的相位增加频率偏移估计装置20。另外，通过一起执行偏振波分离及剩余色散的消除，对频率偏移及色散值都小的输入信号，能使用相位增加算法估计频率偏移。由此，该第二实施方式的具备频率偏移的估计装置的接收装置能对接收信号将频率偏移进行宽带域且高精度地估计、补偿、解调。 
在利用频谱的频率偏移估计装置中，在传输线路中的带通滤波器、接收机中的低通滤波器的截止频率较小且频率偏移较大的情况下，有时频谱的一侧被截割而成为不对称。与此相对，在该第二实施方式的频率偏移的估计装置中，在由频率偏移估计装置15粗略估计、补偿频率偏移之后，由现有的相位增加频率偏移估计装置20进一步估计频率偏移。为此，在该第二实施方式的频率偏移的估计装置中，即使在传输线路中的带通滤波器、接收机中的低通滤波器的截止频率较小且频率偏移较大的情况下，也能防止频率偏移的估计精度恶化。 
另外，代替来自偏振波分离部19的输出信号，输入到相位增加频率偏移估计装置20的信号也可以是输入到偏振波分离部19之前的、由第一频率偏移补偿部28补偿了频率偏移的信号。但是，将在偏振波分离部19中进行了偏振波分离及剩余色散的消除的信号输入至相位增加频率偏移估计装置20的情况能更高精度地估计频率偏移。 
＜第三实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第三实施方式进行说明。
如上述说明，在第二实施方式的接收装置中，基于频率偏移估计装置15粗略估计的值补偿输入信号。与此相对，该第三实施方式的接收装置是，基于频率偏移估计装置15粗略估计的值，不补偿输入信号，而使用现有的相位增加算法，消除检测时的相位的不确定性，具有估计频率偏移的构成的接收装置。另外，在本实施方式的接收装置中，也可以代替第一实施方式的频率偏移估计装置，而利用非专利文献3所记载的发明。 
图7是表示基于本发明第三实施方式的接收装置的构成例的概略方框图。 
接收装置具备：频率偏移估计装置15、频率不确定性消除控制部30、偏振波分离部19、相位增加频率偏移估计装置20、频率偏移补偿部29、第一相位补偿部24、第二相位补偿部25、第一判定部26及第二判定部27。频率偏移补偿部29具备：NCO21、第一乘法部22及第二乘法部23。 
频率偏移估计装置15是第一实施方式所记载的构成，省略说明。 
图7中，对与图6的各部对应的构成标注相同的符号，并省略其说明。 
图7中，输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’分别是以规定的采样频率预先采样X偏振波和Y偏振波的接收信号的复信号。 
在该第三实施方式中，首先，频率偏移估计装置15对输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’， 在宽带域中粗略估计频率偏移，并将该估计值输出到频率不确定性消除控制部30。 
另外，相位增加频率偏移估计装置20对从偏振波分离部19输出的信号，估计频率偏移，并将该估计值输出到频率不确定性消除控制部30。 
接着，频率不确定性消除控制部30基于从频率偏移估计装置15及相位增加频率偏移估计装置20输入的各频率偏移的估计值，估计频率偏移，并输出到频率偏移补偿部29的NCO21，调节NCO21的振荡频率。 
在频率偏移补偿部29补偿了输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’的频率偏移后，由第一相位补偿部24、第二相位补偿部25、第一判定部26及第二判定部27解调。 
在此，对频率不确定性消除控制部30消除相位增加频率偏移估计装置20的频率偏移估计结果的不确定性，估计频率偏移时的动作进行说明。 
首先，频率不确定性消除控制部30基于从相位增加频率偏移估计装置20输入的频率偏移的估计值，算出多个频率偏移的候补频率。接着，频率不确定性消除控制部30在算出的多个频率偏移的候补中，算出频率轴上相邻的候补和候补的中点并作为边界。进而，频率不确定性消除控制部30检测出从频率偏移估计装置15输入的频率偏移的估计值处于上述频率偏移的候补的相邻的边界和边界之间的区域。而且，频率不确定性消除控制部30将处于上述检测的区域中的频率偏移的候补作为频率偏移的估计值进行选择。 
接着，使用图8对该第三实施方式的估计频率偏移的动作概要进行说明。 
频率不确定性消除控制部30基于频率偏移估计装置15的估计值，消除相位增加频率偏移估计装置20的频率偏移估计结果的不确定性。 
该频率偏移估计结果的不确定性是在相位增加频率偏移估计装置20中由相位增加算法检测的相位的不确定性引起的，其具有周期性。当将相位增加频率偏移估计装置20的频率偏移估计值设为频率fMth时，估计值可能成为频率fMth的频率偏移的候补的频率fCND（k），通过下面的公式7给予。 
[式8] 
。
将实际的频率偏移作为频率fCND（L）。即，将表示不确定性的系数k设为k=L（L为整数）。此时，当将频率偏移估计装置15的频率偏移估计值作为频率fCO时，通过以频率fCO满足下面公式8的关系式的方式，设计频率偏移估计装置15，就能消除不确定性。 
[式9] 
。
图8表示在频率轴上从频率fMth按照RS/M周期排列频率fCND（k），且将相邻的频率fCND（k）的频率的中点作为相邻的频率偏移的候补的边界。在图8中，频率fCO处于频率偏移的候补的频率fCND（1）的区域，因此，频率不确定性消除控制部30将实际的频率偏移估计为fCND（1）。 
这样，该第三实施方式的具备频率偏移的估计装置的接收装置，首先由频率偏移估计装置15粗略估计频率偏移。接着，频率不确定性消除控制部30基于该估计值，消除由相位增加算法检测出的相位的不确定性，并且，估计频率偏移。由此，该第三实施方式的具备频率偏移的估计装置的接收装置对接收信号能将频率偏移进行宽带域且高精度地估计、并补偿、解调。另外，当与第二实施方式比较时，不需要用于以频率偏移估计装置15的估计值补偿频率偏移的NCO、乘法器，能降低电路规模。 
另外，在该第三实施方式的构成例的图7中，输入到相位增加频率偏移估计装置20的输入信号为来自偏振波分离部19的输出信号，但也可以是输入到偏振波分离部19之前的信号。 
＜第四实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第四实施方式进行说明。
图9是表示基于本发明第四实施方式的频率偏移估计装置150的构成例的方框图。 
该频率偏移估计装置具备：频率偏移精确估计部41、频率偏移粗略估计部57及扫描频率范围控制部58。进而，频率偏移精确估计部41具备：第一4次方电路42、第二4次方电路43、第一乘法电路44、第二乘法电路45，NCO（numerically－controlled oscillator）46、第一N符号加法电路47、第二N符号加法电路48、第一1／N除法电路49、第二1／N除法电路50、第一绝对值2次方电路51、第二绝对值2次方电路52、偏振波加法电路53、U帧加法电路54、最大值扫描频率检测电路55及1／4除法电路56。 
频率偏移粗略估计部57从以规定的采样频率预先采样的由两个偏振波构成的接收信号的频谱，估计频率偏移。与第二实施方式一样，在频率偏移粗略估计部57中能使用第一实施方式中记载的利用频谱的频率偏移估计装置15。另外，代替第一实施方式中记载的频率偏移估计装置15，同样也能使用非专利文献3中记载的频率偏移估计装置。扫描频率范围控制部58基于频率偏移粗略估计部57的粗略估计值，确定扫描频率范围。频率偏移精确估计部41在由扫描频率范围控制部58确定的扫描频率范围中估计接收信号的频率偏移。在此，将接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性设为2π／W。另外，W为通过调制方式确定的数（正整数），如果由QAM调制，则W＝4，如果由PAM（pulse amplitude modulation）调制，则W＝2，如果由M－PSK调制，则W＝M。在该第四实施方式中，作为W＝4的情况，进行说明。 
频率偏移精确估计部41具备：第一运算部41a、第二运算部41b、第三运算部41c及第四运算部41d。第一运算部41a将接收信号中的两个偏振波分别进行4次方之后，对该接收信号进行从该接收信号的频率减去所述扫描频率的频率变换。而且，第二运算部41b对第一运算部41a中的各偏振波的运算结果，进行了N（N：正整数）符号的平均化（平均值的算出）之后，进行绝对值的次方运算（对平均值计算绝对值的次方）。另外，第三运算部41c将基于第二运算部41b的两个偏振波的运算结果相加之后，对由N符号构成的帧进行U（U：正整数）帧的相加处理。而且，第四运算部41d检测第三运算部41c的运算结果成为最大值的扫描频率，将该扫描频率进行1／4倍输出，估计频率偏移。 
另外，第一运算部41a具备：第一4次方电路42、第二4次方电路43、第一乘法电路44、第二乘法电路45及NCO46。第二运算部41b具备：第一N符号加法电路47、第二N符号加法电路48、第一1／N除法电路49、第二1／N除法电路50、第一绝对值2次方电路51及第二绝对值2次方电路52。另外，第三运算部41c具备偏振波加法电路53及U帧加法电路54。第四运算部41d具备最大值扫描频率检测电路55及1／4除法电路56。 
下面，说明本实施方式的频率偏移精确估计部41的具体的动作例。 
将表示该第四实施方式的动作的公式表示为公式9及公式10。 
[式10] 
其中，频率偏移的估计值
：求取赋予函数g（x）的最大值的x的运算符。
[式11] 
。
在此，N为1个帧的估计中使用的符号数，u为由N个符号系列构成的帧的帧编号，U为估计中使用的总帧数，y（u、p、t）为接收信号，即帧u、偏振波p及时间t的函数。另外，RS为符号率，fcoarse为频率偏移粗略估计部57的粗略估计频率。 
在图9中，输入信号I+jQ及I'+jQ'是分别以规定的采样频率预先采样公式9的接收信号y（u、p、t）的X偏振波及Y偏振波的复信号。频率偏移精确估计部41将该输入信号在第一4次方电路42及第二4次方电路43中进行4次方，并与NCO46的输出信号exp（－j2πft）在第一乘法电路44及第二乘法电路45中相乘。该相乘相当于进行从4次方的接收信号的频率减去频率f的频率变换的运算。 
NCO46的扫描频率由扫描频率范围控制部58控制。具体地讲，扫描频率范围控制部58以利用由频率偏移粗略估计部57估计的粗略估计频率fcoarse和符号率RS满足公式10的方式，确定NCO46的扫描频率的频率范围，从公式10的下限频率到上限频率，以规定的步骤变换频率f。频率偏移精确估计部41将各频率f中，相对于第一N符号加法电路47及第二N符号加法电路48中的N个符号的运算结果相加，在第一1／N除法电路49及第二1／N除法电路50中，除N，形成N个平均值，在第一绝对值2次方电路51及第二绝对值2次方电路52中，求得绝对值的2次方，在偏振波加法电路53中，将对两个偏振波的运算结果进行相加。在此，频率偏移精确估计部41将N个符号系列作为第一个帧，将下一个N个符号系列看作第二个帧，并将U帧的运算结果在U帧加法电路54中进行相加。通过该相加处理，频率偏移精确估计部41消除噪声成分。通过目前为止的运算，求得下面的公式11表示的评价函数φn（f）。 
[式12] 
。
频率偏移估计装置150通过利用最大值扫描频率检测电路55算出该评价函数φn（f）成为最大值的频率f，并在1/4除法电路56中进行1/4倍，能估计频率偏移。 
在该第四实施方式中，通过频率偏移粗略估计部57和扫描频率范围控制部58控制NCO46的扫描频率范围，能使频率偏移的估计范围成为宽带域。对于这一点，使用图23进行说明。 
例如，在频率偏移为5GHz的图23中，当粗略估计频率fcoarse为4GHz时，符号率RS为28GHz，因此，根据公式10，NCO46的扫描频率范围成为[2GHz～30GHz]。因此，频率偏移估计装置150只检测20GHz的峰值，不检测其左右邻的峰值，因此，没有不确定性，能将20GHz作为最大值扫描频率进行检测，且将其的1/4即5GHz作为频率偏移估计值进行输出。 
本实施方式的频率偏移估计装置150为可估计的频率范围为[fcoarse － RS /8～fcoarse + RS /8]，另外，粗略估计频率fcoarse是可变的，因此，可宽带域地估计。另外，在本实施方式中，在真的频率偏移值和粗略估计频率fcoarse的误差中可允许±RS /8大的值，因此，在频率偏移粗略估计部57中不需要高精度的特性。另外，在现有的技术中，估计范围为[－14GHz～14GHz]，因此，将－8GHz作为最大值扫描频率进行检测，并将其的1/4即－2GHz作为频率偏移估计值进行输出。 
图10表示假定与图24及图25相同的频率偏移5GHz、激光的线宽10MHz、OSNR10dB，将1个帧的估计中使用的符号数N设为1028，将估计中使用的总帧数U设为80，进行模拟，并求得公式11的评价函数φn（f）的结果。 
当将该图10与图24及图25相比时，频率偏移的4倍即20GHz的峰值被强调，在每个帧暂时出现的局部的峰值被相对较低地抑制。因此，频率偏移估计装置150不会由于相位噪声或热噪声影响在每个帧暂时出现的局部的峰值，能算出正确的估计结果。 
如上所述，该第四实施方式的频率偏移估计装置150以基于频率偏移粗略估计部57进行粗略估计的结果，消除频率偏移精确估计部41估计频率偏移时的频率不确定性，扫描频率范围控制部58确定NCO46的扫描频率的频率范围，估计频率偏移。另外，频率偏移估计装置150在频率偏移精确估计部41估计频率偏移的运算处理中，消除接收信号的噪声成分。由此，该第四实施方式的频率偏移估计装置150对接收信号能宽带域且高精度地估计频率偏移。 
＜第五实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第五实施方式进行说明。
图11是表示基于该第五实施方式的频率偏移估计装置150的构成例的方框图。另外，在图11中，对与图9的各部对应的构成标注相同的符号，并省略其说明。 
另外，基于该第五实施方式的频率偏移精确估计部41中，第一运算部41a及第四运算部41d是与第四实施方式的第一运算部41a及第四运算部41d相同的构成。另一方面，在该第五实施方式的频率偏移精确估计部41中，第二运算部41b及第三运算部41c是与第四实施方式的第二运算部41b及第三运算部41c不同的构成。在该第五实施方式的频率偏移精确估计部41中，第二运算部41b具备：第一N符号加法电路47、第二N符号加法电路48、第一绝对值电路59及第二绝对值电路60。另外，第三运算部41c具备：第一U帧加法电路61、第二U帧加法电路62、第一1／U除法电路63、第二1／U除法电路64及偏振波加法电路53。 
在本实施方式中，频率偏移精确估计部41在第二运算部41b中，对第一运算部41a的各偏振波的运算结果，进行N符号的相加，之后，进行绝对值的运算（对相加的值算出绝对值）。进而，频率偏移精确估计部41在第三运算部41c中，对第二运算部41b中得到的运算结果，针对由N符号构成的帧，进行U帧的平均化处理，之后，将两个偏振波的运算结果进行相加。而且，频率偏移精确估计部41在第四运算部41d中，检测第三运算部41c的运算结果成为最大值的扫描频率，并将该扫描频率进行1／4倍输出，估计频率偏移。 
本实施方式的频率偏移精确估计部41与图9所示的第四实施方式的构成比较，删除了第一1／N除法电路49及第二1／N除法电路50。这样，通过删除第一1／N除法电路49及第二1／N除法电路50，虽然评价函数φn（f）的各频率成分成为N倍，但是，频率间的相对的大小关系没有改变。因此，本实施方式的频率偏移精确估计部41与第四实施方式的频率偏移精确估计部41一样，估计频率偏移。在此，在通过N符号加法电路和1／N除法电路的这两方进行处理的情况下，省略平均化处理、1／N除法电路，在通过N符号加法电路进行处理的情况下，成为相加处理。 
另外，第四实施方式的频率偏移精确估计部41中的第一绝对值2次方电路51及第二绝对值2次方电路52在本实施方式的频率偏移精确估计部41中，被置换成第一绝对值电路59及第二绝对值电路60。这样，即使将2次方变更为1次方或其他次方，评价函数φn（f）的各频率成分相对的大小关系也不会改变。因此，本实施方式的频率偏移精确估计部41与第四实施方式的频率偏移精确估计部41一样，估计频率偏移。 
另外，与第四实施方式的频率偏移精确估计部41的构成比较，在本实施方式的频率偏移精确估计部41中，追加了第一1／U除法电路63及第二1／U除法电路64。由此，虽然评价函数φn（f）的各频率成分成为1／U倍，但是，频率间相对的大小关系也没有改变。因此，本实施方式的频率偏移精确估计部41与第四实施方式的频率偏移精确估计部41一样，估计频率偏移。在此，在通过U帧加法电路和1／U除法电路的这两方进行处理的情况下，省略平均化处理、1／U除法电路，在通过U帧加法电路进行处理的情况下，成为相加处理。 
进而，第四实施方式的频率偏移精确估计部41中的从偏振波加法电路53到U帧加法电路54的顺序在本实施方式的频率偏移精确估计部41中，替换成从第一U帧加法电路61（或第二U帧加法电路62），经由1／U除法电路到偏振波加法电路53的顺序。这样，即使替换帧相加和偏振波相加的顺序，评价函数φn（f）的各频率成分相对的大小关系也没有改变。因此，本实施方式的频率偏移精确估计部41与第四实施方式的频率偏移精确估计部41一样，估计频率偏移。另外，如果估计中使用的总帧数U很大，则不进行偏振波相加，也可以只选择峰值较大一方的偏振波的评价函数。 
由此，该第五实施方式的频率偏移估计装置150，在上述频率偏移精确估计部41的构成中，也与第四实施方式的频率偏移估计装置150的频率偏移精确估计部41的构成一样，对接收信号能宽带域且高精度地估计频率偏移。 
另外，第四实施方式、第五实施方式不限于由QAM调制的信号，对将PSK或PSK的振幅设为多阶段的调制方式或PAM调制方式也可适用。在该情况下，当将没有频率偏移的星座图上的信号点具有的旋转对称性设为2π／W时，只要将第一4次方电路42及第二4次方电路43变更为W次方电路，将1／4除法电路56变更为1／W除法电路即可。例如，如果由PAM调制，则W＝2，如果由8PSK调制，则W＝8。 
＜第六实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第六实施方式进行说明。
图12是表示基于本发明第六实施方式的接收装置200的构成例的方框图。 
该接收装置200具备：频率偏移精确估计部41、频率偏移粗略估计部57、扫描频率范围控制部58、偏振波分离部66、频率偏移补偿部67、第一相位补偿部68、第二相位补偿部69、第一判定部70及第二判定部71。在此，图12所示的频率偏移精确估计部41、频率偏移粗略估计部57及扫描频率范围控制部58分别与图9及图11所示的相同符号的各部对应。 
频率偏移补偿部67基于由频率偏移估计装置150估计的接收信号的频率偏移的值，补偿接收信号的频率偏移。第一相位补偿部68及第二相位补偿部69对由频率偏移补偿部67补偿的接收信号，补偿相位。第一判定部70及第二判定部71对补偿了上述相位的上述接收信号的符号进行判定。 
首先，该第六实施方式的接收装置200基于由频率偏移粗略估计部57中粗略估计频率偏移的值，以满足公式10的方式，在扫描频率范围控制部58中确定频率偏移精确估计部41的扫描频率。 
偏振波分离部66对输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’执行偏振波分离及剩余色散的消除。频率偏移精确估计部41输入从偏振波分离部66输出的信号，执行频率偏移的估计。 
由该频率偏移精确估计部41估计的频率偏移估计值输入到频率偏移补偿部67，补偿输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’的频率偏移。接着，在频率偏移补偿部67中，第一相位补偿部68及第二相位补偿部69对补偿了频率偏移的信号，补偿相位，并分别输出至第一判定部70及第二判定部71。第一判定部70及第二判定部71进行符号的判定，生成解调信号。 
如上所述，通过与频率偏移的估计同时一起执行偏振波分离及剩余色散的消除，能使频率偏移精确估计部41对频率偏移及色散值均较小的输入信号进行动作。由此，该第六实施方式的具备频率偏移估计装置150的接收装置200能对接收信号，将频率偏移宽带域且高精度地估计、补偿、解调。 
另外，输入到频率偏移精确估计部41的信号也可以代替来自偏振波分离部66的输出信号，将输入到偏振波分离部66之前的信号输入。但是，在偏振波分离部66中，将进行了偏振波分离及剩余色散的消除的信号输入至频率偏移精确估计部41的情况能更高精度地估计频率偏移。 
＜第七实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第七实施方式进行说明。
图13是表示涉及本发明第七实施方式的频率偏移估计装置150的构成例的方框图。 
该频率偏移估计装置150具备：频率偏移粗略估计部57、频率偏移精确估计部41及频率不确定性消除控制部97。频率偏移精确估计部41具备：第一W次方电路88、第二W次方电路89、第一FFT部90、第二FFT部91、第一绝对值2次方电路92、第二绝对值2次方电路93、偏振波谱加法电路94，U帧谱加法电路95及最大值频率检测电路96。另外，W为通过调制方式确定的数（正整数），当无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性设为2π／W。如果由QAM调制，则W＝4，如果由PAM调制，则W＝2，如果由M－PSK调制，则W＝M。 
在频率偏移粗略估计部57中能使用利用第一实施方式中记载的频谱的频率偏移估计装置15。另外，代替第一实施方式中记载的频率偏移估计装置15，同样也能使用非专利文献3中记载的发明。本实施方式是着眼于作为时间平均的评价函数也成为离散傅立叶变换的构成。 
本实施方式中，频率偏移精确估计部41在将接收信号的无频率偏移的星座图上的信号点所具有的旋转对称性定义为2π／W的情况下，将接收信号的两个偏振波分别进行W次方之后，变换为频谱。而且，频率偏移精确估计部41对该变换结果进行绝对值或绝对值的次方运算，将这两个偏振波的频谱相加，并且，对由N（N：正整数）符号构成的各帧的频谱进行U（U：正整数）帧相加或平均化，检测该运算结果成为最大值的频率。 
首先，频率偏移精确估计部41将输入信号I+jQ 及I’+jQ’由第一W次方电路88及第二W次方电路89进行W次方之后，由第一FFT部90及第二FFT部91将N个符号系列总括并变换为频谱。接着，频率偏移精确估计部41对该频谱数据，由第一绝对值2次方电路92及第二绝对值2次方电路93求得绝对值的2次方，并在偏振波谱加法电路94中相加两个偏振波的频谱。在此，频率偏移精确估计部41将N个符号系列看作第一个帧，将下一个N个符号系列看作第二个帧，并将U帧的频谱在U帧谱加法电路95中进行相加。通过该相加处理，频率偏移精确估计部41就消除噪声成分。 
最大值频率检测电路96从该相加的频谱，算出取得最大值的频率f。在第四实施方式、第五实施方式中，以规定的步骤使NCO46的扫描频率变化，在各频率中求得评价函数φn（f）之后，检测出φn（f）成为最大的频率f。与此相对，在该第七实施方式中，求得频谱，在频域中检测频谱成为最大的频率f。 
另外，在第四实施方式、第五实施方式中，为了估计没有频率不确定性的频率偏移，以扫描频率范围控制部58预先限制了NCO46的扫描频率的频率范围。另一方面，在该第七实施方式中使用的频谱中含有频率不确定性。由频率不确定性消除控制部97消除该频率不确定性。频率不确定性消除控制部97基于由频率偏移粗略估计部57估计的频率偏移的值，消除由频率偏移精确估计部41估计的频率偏移的频率不确定性，并估计频率偏移。 
频率不确定性消除控制部97在消除频率不确定性，估计频率偏移时，基于由频率偏移精确估计部41估计的频率偏移，算出包含频率不确定性的成为上述频率偏移的候补的频率。进而，频率不确定性消除控制部97将在频率轴上相邻的成为频率偏移的候补的频率的中点作为相邻的上述频率偏移的候补的边界，从频率轴上基于边界的区域中，选择包含由频率偏移粗略估计部57估计的值的区域。而且，频率不确定性消除控制部97将上述选择的区域所包含的成为频率偏移的候补的频率作为频率偏移的估计值进行选择。 
下面，使用图14及公式12～公式16，对消除频率不确定性，估计频率偏移的本实施方式的动作的具体例进行说明。图14是表示基于第七实施方式的频率偏移估计装置150估计频率偏移的动作概要的说明图。 
[式13] 
。
[式14] 
。
[式15] 
。
[式16] 
。
[式17] 
。
公式12的绝对值符号中，成为与yW（u、p、t）相关的离散傅立叶变换。即，成为与yW（u、p、t）相关的频谱。求取该频谱的最大值的频率范围，通过公式13，限制在不受反复的影响的第一尼奎斯特区即[－RS/2～RS/2]。当将接收信号的W次方的频谱成为最大的频率设为fMAX时，频率偏移的估计值可能成为fMAX的频率偏移的候补的频率fCND（k）由公式14表示。图14表示W＝4的情况。在该图14中，将fMAX 图示在纵轴，另外，将fCND（k）图示在横轴。 
将频率偏移粗略估计部97的粗略估计值作为fCO，将相邻的fCND（k）的中点作为判定边界。此时，被两个判定边界夹持的区域中，包含fCO的区域赋予实际的频率偏移。在公式15中，k=i的区域表示包含fCO，能通过公式16确定频率偏移的估计值。在该情况下，在图14所示的例子中，下面的公式17成立。 
[式18] 
。
如上所述，该第七实施方式的频率偏移估计装置150基于由频率偏移粗略估计部57估计的频率偏移的值，消除由频率偏移精确估计部41估计的频率偏移的频率不确定性，估计频率偏移。由此，该第七实施方式的频率偏移估计装置150对接收信号能宽带域且高精度地估计频率偏移。另外，当与第四实施方式、第五实施方式进行比较时，将扫描频率范围控制部58及NCO46置换为FFT部90及91并进行总括变换为频谱进行估计，因此，能缩短估计中所需要的时间。 
另外，作为频率解析方法，变换频谱的FFT部90及FFT部91不限于快速变换，也可以使用短时间傅立叶变换、离散傅立叶变换、小波变换或其它的频率解析方法。另外，即使将第一绝对值2次方电路92及第二绝对值2次方电路93的2次方改变为1次方或其它次方，频谱的各频率成分的相对的大小关系也不改变，不影响动作。另外，也可以在偏振波谱加法电路94中不进行偏振波相加，而选择峰值较大一方的偏振波的频谱。 
图15是表示该第七实施方式的实验结果的一个例子的说明图。 
该实验结果表示，符号率RS接收由10GHz的64QAM调制的信号时的U帧谱加法电路95的输出信号的频谱。另外，频率偏移粗略估计部57的估计值fCO为3.7GHz。根据图15，公式12的fMAX为－4GHz。根据公式14及W＝4，fCND（k）成为－1GHz（k=0）、1.5GHz（k=1）、4GHz（k=2）、6.5GHz（k=3）、…，其中，满足公式15的ｉ为2。因此，根据公式16，频率偏移能确定为4GHz。如上所述，通过本实施方式，可以估计超过RS /8=1.25GHz的频率偏移。 
＜第八实施方式＞ 
下面，参照附图，对本发明的第八实施方式进行说明。
图16是表示基于本发明第八实施方式的接收装置200的构成例的方框图。另外，在图16中，对与图12的各部对应的构成标注相同的符号，并省略其说明。 
偏振波分离部66对输入信号I+jQ及输入信号I’+jQ’执行偏振波分离及剩余色散的消除。频率偏移精确估计部41输入从偏振波分离部66输出的信号，执行频率偏移的估计。 
频率不确定性消除控制部97分别输入频率偏移粗略估计部57的估计值及频率偏移精确估计部41的估计值，根据公式12～公式16，确定频率偏移估计值。而且，频率偏移补偿部67输入从频率不确定性消除控制部97输出的已确定的频率偏移的估计值，补偿输入信号的频率偏移。 
接着，在频率偏移补偿部67中，第一相位补偿部68及第二相位补偿部69对补偿了频率偏移的信号，补偿相位，并分别输出至第一判定部70及第二判定部71。第一判定部70及第二判定部71进行符号的判定，生成解调信号。 
如上所述，该第八实施方式的接收装置200通过一起执行基于频率偏移估计装置150的频率偏移的估计、和偏振波分离及剩余色散的消除，能使频率偏移精确估计部41对频率偏移及色散值均较小的输入信号进行动作。由此，该第八实施方式的接收装置200能对接收信号将频率偏移进行宽带域且高精度地估计、补偿、解调。 
另外，输入到频率偏移精确估计部41的信号也可以代替来自偏振波分离部66的输出信号，将输入于偏振波分离部66之前的信号输入。但是，在偏振波分离部66中，将进行了偏振波分离及剩余色散的消除的信号输入至频率偏移精确估计部41的情况能更高精度地估计频率偏移。 
另外，也可以通过将用于实现图1、图6、图7、图9、图11、图12、图13及图16中的构成频率偏移的估计装置的各部的功能的程序记录在计算机可读取的记录介质中，并使计算机***读入执行记录于该记录介质的程序，执行各构成的处理。另外，在此所说的“计算机***”包含OS（operating system）、***设备等硬件。 
另外，如果“计算机***”为利用WWW（world wide web）***的情况下，则也包含主页提供环境（或显示环境）。 
另外，“计算机可读取的记录介质”是指软磁盘、磁光盘、ROM（read only memory）、CD（compact disc）－ROM等可移动介质、内置于计算机***的硬盘等存储装置。进而，“计算机可读取的记录介质”是指如经由因特网等网络或经由电话线路等通信线路发送程序时的通信线那样，短时间内、动态地保持程序的记录介质、如该情况下的服务器及成为客户的计算机***内部的易失性存储器那样，一定时间保持程序的记录介质。另外，上述程序也可以是用于实现上述的功能的一部分的程序，进而，也可以是能与在计算机***中已经记录的程序组合来实现上述功能的程序。 
以上，参照附图对本发明的实施方式进行了详细叙述，但是，具体的构成不限于该实施方式，也包含不脱离本发明的宗旨的范围的设计等。 
例如，在具备频率不确定性消除控制部的接收装置或频率偏移估计装置中，用于实现频率偏移的精确估计的构成不限定于相位增加频率偏移估计装置（部）20（图7）、频率偏移精确估计部41（图13、图16）的构成，也可以将代替其，使用图5或图14中表示为锯齿形波状那样的具有周期性的频率偏移估计特性的现有的普通的构成。 
产业上的可利用性 
本发明能利用于例如，数字相干光接收机、无线通信接收机中。根据本发明，能宽带域、快速且高精度地估计接收信号的频率偏移。
符号说明 
1…FFT部、3…带通滤波器、12…频率偏移估计控制部、15、150…频率偏移估计装置、20、67…相位增加频率偏移估计装置、24、25、68、69…相位补偿部、26、27、70、71…判定部、28、29…频率偏移补偿部、30、97…频率不确定性消除控制部、41…频率偏移精确估计部、41a…第一运算部、41b…第二运算部、41c…第三运算部、41d…第四运算部、57…频率偏移粗略估计部、58…扫描频率范围控制部、200…接收装置。

Claims (4)

1.一种频率偏移估计装置，估计接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移，其具备：
频域变换部，其对以规定的采样频率预先采样的所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N赋予顺序的N个频率成分的频谱，其中N为任意自然数；
频带域限制部，其分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制；
频率偏移估计控制部，其将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移，
所述频率偏移估计控制部在使所述频谱的所述所有的频率成分在所述频率轴上循环移动的情况下，
在所述正频率成分的功率比所述负频率成分的功率大的情况下，将所述频谱的全部频率成分向负方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号不足1的情况下，频率成分编号加上N，
在所述正频率成分的功率为所述负频率成分的功率以下的情况下，将所述频谱的全部频率成分向正方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号超过N的情况下，从频率成分编号减去N。
2.一种接收装置，其具备：
权利要求1所述的频率偏移估计装置；
基于由所述频率偏移估计装置估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的第一频率偏移补偿部；
对由所述第一频率偏移补偿部补偿的所述接收信号，基于相位增加算法，估计所述频率偏移的相位增加频率偏移估计部；
基于由所述相位增加频率偏移估计部估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述频率偏移的第二频率偏移补偿部。
3.一种频率偏移估计方法，使用于对接收信号的载波频率与局部振荡器的输出信号的频率的差即频率偏移进行估计的频率偏移估计装置中，其具备：
对以规定的采样频率预先采样的所述接收信号进行频域变换，按照频率大小的顺序输出具有从1到N赋予顺序的N个频率成分的频谱的频域变换步骤，其中N为任意自然数；
分别对所述频谱的具有从1到N/2的频率成分编号的频率成分即负频率成分和具有从N/2＋1到N的频率成分编号的频率成分即正频率成分进行频带域限制的频带域限制步骤；
将所述频带域限制的所述频谱的所述正频率成分和所述负频率成分分别进行2次方相加，算出各自的功率，直到从所述正频率成分的功率和所述负频率成分的功率算出的功率差的绝对值变为预先设定的阈值以下，使所述频谱的所有的频率成分在频率轴上循环移动，基于移动到变为所述阈值以下的移动量，估计所述频率偏移的频率偏移估计控制步骤，
在所述频率偏移估计控制步骤中，在使所述频谱的所述所有的频率成分在所述频率轴上循环移动的情况下，
在所述正频率成分的功率比所述负频率成分的功率大的情况下，将所述频谱的全部频率成分向负方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号不足1的情况下，频率成分编号加上N，
在所述正频率成分的功率为所述负频率成分的功率以下的情况下，将所述频谱的全部频率成分向正方向移动预先规定的大小，在移动后的频率成分编号超过N的情况下，从频率成分编号减去N，由此，使所述频谱循环移动。
4.一种接收方法，其具备：
基于权利要求3所述的频率偏移估计方法的步骤；
基于按照所述频率偏移估计方法的步骤而估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述接收信号的所述频率偏移的第一频率偏移补偿步骤；
基于相位增加算法，对按照所述第一频率偏移补偿步骤补偿的所述接收信号，估计所述频率偏移的相位增加频率偏移估计步骤；
基于按照所述相位增加频率偏移估计步骤估计的所述接收信号的所述频率偏移的值，补偿所述频率偏移的第二频率偏移补偿步骤。
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