CN107733824A - 一种基于afc环路的载波同步方法 - Google Patents

一种基于afc环路的载波同步方法 Download PDF

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方丁
王宇辉
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Abstract

本发明涉及一种基于AFC环路的载波同步方法，本发明首先使用AFC进行快速的载波频率同步，然后进行PLL的相位同步，从而在搭建的AFC和PLL***中可以实现快速的载波同步。本发明可以很好地在高频环境下对载波信号的频率和相位的同步，因此能有效解决目前无线通信***在高频环境下快速载波同步难的问题。本发明进行推广后，可以应用于通信领域当中，提高高频环境载波同步的能力，为通信***的后续信号处理提供了强有力的支持，对通信***的载波同步具有重要意义。

Description

一种基于AFC环路的载波同步方法
技术领域
本发明涉及载波同步技术领域，尤其涉及一种基于AFC环路的载波同步方法。
背景技术
在无线通信***中为了能够实现载波的恢复，就需要用到同步信号。因此在通信***当中，载波的同步是一个十分重要的环节。现在，能够对PSK信号的进行同步的方式是：锁相环、非线性变换滤波法、逆词制环、判决反馈环等。而PLL(Phase Locked Loop,锁相环)技术凭借着能够快速精确的实现输入信号载波的相位的同步而广泛的应用于同步***中。由于在高频信号的同步过程中载波的频率高，PLL同步的速率比较慢，在无线通信***中，如何更加高效地在高频环境下进行快速载波同步是无线通信的一大挑战。
发明内容
本发明为克服上述的不足之处，目的在于提供一种基于AFC环路的载波同步方法，本发明首先使用AFC进行快速的载波频率同步，然后进行PLL的相位同步，从而在搭建的AFC和PLL***中可以实现快速的载波同步。本发明可以很好地在高频环境下对载波信号的频率和相位的同步，因此能有效解决目前无线通信***在高频环境下快速载波同步难的问题。
本发明是通过以下技术方案达到上述目的：一种基于AFC环路的载波同步方法，包括如下步骤：
(1)对AFC环路中的传统频率鉴定算法进行改进；
(2)对PLL中的数字Costas环进行设计；
(3)利用randint函数生成二进制码，产生一个载波信号，通过调制技术将载波与码元进行结合，然后在结合后的载波中加入多普勒频偏，最后在信号输入前增加高斯白噪声，以此来产生BPSK信号；
(4)基于AFC和PLL技术构造出AFC和PLL的仿真模型，设置混频器中低通滤波器的参数，设置环路滤波器的参数，设定好仿真的采样频率为2MHz，输入信号的载波频率为500KHz，频偏为100Hz；
(5)对混频信号进行跟踪处理；
(6)将跟踪处理后的载波信号输入到改进后的AFC和PLL相结合的***中，对信号频率以及相位进行同步，以此来完成高频环境下信号的频率和相位的同步。
作为优选，所述对AFC环路中的传统频率鉴定算法改进的步骤如下：
(I)基于交叉乘积算法和符号叉积鉴频算法对频率鉴定算法进行改进；
(II)对改进后的频率鉴定算法进行滤波器设计，二阶环路滤波器公式如下式所示：
其中，滤波器的闭环传递函数如下式所示：
作为优选，所述对PLL中的数字Costas环进行设计的方法为：针对锁相环的相位同步能力和***的跟踪与捕获性能方面的能力之间的矛盾进行权衡，设计适配的等效噪声带宽BL；在衡量***质量的准则方面，则选择最小均方误差准则，如下所示：
假设输入的混合信号xi(t)是一个平稳的随机过程，则x0(t)为平稳的随机过程，则均方误差如下式所示：
＜ξ(t)＞2＝＜[S0(t)+n0(t)-Si(t)]2＞
在二阶的滤波器的设计里，环路的传递函数如下式所示：
其中：ωn为环路滤波器的振荡频率；ξ取0.707；则环路的噪声带宽如下式所示：
作为优选，所述对混频信号进行跟踪处理的方法为：将输入信号先输入混频器中进行混频，以进行变频处理，处理完的信号再输入积分清除器进行积分清除，输出的信号分别输入至AFC环路和PLL锁相环中。
作为优选，所述步骤(6)的具体如下：
(A)对信号频率进行同步：步骤(5)处理后的信号一部分进入鉴频器中，经鉴频器处理后输入到AFC环路滤波器中，滤波处理后的数据去控制AFC的NCO产生与输入信号频率相同的信号，在此过程中同时进行若干次校准，最后完成信号频率的同步；
(B)对信号相位进行同步：步骤(5)处理后的信号余下部分输入PLL锁相环中，PLL中的流程与AFC的流程相似：信号首先进入相位旋转器，处理后输入到鉴相器中，通过鉴相器的环路滤波器进行滤波后用于控制本地NCO，最终实现信号相位的同步；
(C)当两个环路都进入到稳态时，BPSK信号的载波同步结束，其中由AFC环路完成载波的频率同步，由PLL完成载波的相位同步。
本发明的有益效果在于：本发明利用改进后的AFC(AutomaticFrequencyControl,自动频率控制)先进行快速的载波频率同步，再利用PLL进行相位的同步，从而实现在高频环境下的快速载波同步，提高了高频环境下信号的频率和相位同步的精准率，为无线通信***载波的恢复提供了强有力的技术支持。
附图说明
图1是本发明的流程示意图；
图2是本发明实施例的叉积自动频率跟踪环路***布局图；
图3是本发明实施例的数字环路滤波器的结构示意图；
图4是本发明实施例的数字Costas环原理图；
图5是本发明的基于AFC环路结合PLL环路的***结构框图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：
实施例：如图1所述，一种基于AFC环路的载波同步方法，本发明利用改进后的AFC(Automatic Frequency Control，自动频率控制)先进行快速的载波频率同步，再利用PLL进行相位的同步，从而实现在高频环境下的快速载波同步；具体步骤如下：
步骤1：对AFC环路中的传统频率鉴定算法进行改进；
步骤1.1：交叉乘积算法，是现在最常见的频率跟踪算法，最常见的是叉积自动频率跟踪环，其中***布局如图2所示：
图中的输入信号为：
s(t)＝Ad(t)cos(ωit+θi)+n(t) (1)
n(t)＝n1(t)cosωit+n2(t)sinωit (2)
在公式1和公式2中，n(t)是窄带高斯白噪声，它的功率谱密度是N0/2。NCO压控振荡器输出如公式3，公式4所示：
I(t)＝cos(ωct+θ0) (3)
Q(T)＝sin(ωct+θ0) (4)
信号在进入到乘法器以及积分清除器以后得到的结果如公式5，公式6所示：
I(k)＝0.5A sin c(ΔωT)cos(Δωtk-1+ΔωT/2+θ)+nI(k) (5)
Q(k)＝0.5A sin c(ΔωT)sin(Δωtk-1+ΔωT/2+θ)+nQ(k) (6)
在公式5和公式6中，T是进行预检使用的积分时间，
sinc(ΔωT)＝sin c(ΔωT)/ΔωT，tk-1是积分开始的时间点，其中nIk的值如式7所示，nQk的值如公式8所示
最常见的形式，该方法的误差函数如式9所示：
当|ΔωT|＜＜π/2时，误差结果与相位的变化是能够成正比的，能够通过这个量来调节压控振荡器中震荡信号频率的大小，从而完成对于频率跟踪的目的。这个算法在低信噪比的环境下能够有良好的性能，并且运算量要求较低。
步骤1.2：符号叉积鉴频算法，是在叉积鉴频算法的原理之上，为了消除误差电平反相而提出的一种方法，误差方法如式10所示：
步骤1.3：鉴频算法的改进，通过公式9和公式10分析可以看出，两种频率鉴别算法的频率跟踪会受到幅度的关联。当要求.|ΔωT|＜＜π/2不满足时，估量的误差会非常大，必须进行一些调试，这样才能够将频率偏移量减少到所需的值。同时两种鉴频算法只有非常窄的线性区域，当且仅当在频差不大的时候才会出现线性区域。
在此基础上提出了算法的改进。
I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)＝0.25A2dkdk-1sin c2(πΔfT)sin(ΔωT) (11)
I(k-1)I(k)+Q(k)Q(k-1)＝0.25A2dkdk-1sin c2(πΔfT)sin(ΔωT)
(12)
Cr(k)＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) (13)
D0(k)＝I(k-1)I(k)+Q(k)Q(k-1) (14)
则推导出式子：
通过公式15可知，在频差计算的过程可以有三种情况，从而导致鉴频特性是处在线性范围内，可以消除符号变化以及输入信号的影响。并且鉴频的范围也增大了许多。
步骤1.4：对改进后的鉴频算法进行滤波器设计，环路滤波器的***构成如图3所示，二阶环路滤波器公式如式16所示：
滤波器的闭环传递函数如式17：
步骤2：对PLL中的数字Costas环设计；
步骤2.1：对Costas环进行深入了解，Costas环是一种数字锁相环。它又称为同相正交环。在通信***里面，使用数字Costas环来对载波进行同步，它的***结构如图4所示：
输入的信号如式18所示：
s(t)＝Ad(t)cos(ωit+θi)+n(t) (18)
压控振荡器产生的两个正交的信号分别为公式19，，公式20
I(k)＝0.5d(k)cos(θe) (19)
Q(k)＝0.5d(k)sin(θe) (20)
步骤2.2：数字Costas环设计，为了能够降低进入的加性噪声而导致的误差，锁相环中的等效噪声带宽BL应尽量做窄；同时想要降低多普勒效应导致的同步相位误差，获得比较好的跟踪和捕获性能，环路等效噪声带宽BL需要尽量的做宽。然而这两个需求是一对矛盾体，我们就需要在二者之间进行妥协。在衡量***质量的准则，本发明选择最小均方误差准则。我们可以假设输入的混合信号xi(t)是一个平稳的随机过程，则x0(t)也是一个平稳的随机过程，于是均方误差如式21所示：
<ξ(t)>2＝<[S0(t)+n0(t)-Si(t)]2> (21)
在二阶的滤波器的设计里，环路的传递函数如公式22所示：
在公式22中：ωn为环路滤波器的振荡频率；ξ通常我们取0.707。则环路的噪声带宽如式23所示：
将前述的校正信号去控制接下去的一个时刻脉冲时间的位置。它需要满足公式24：
T(j)＝T0-C(j-1) (24)
在公式24中：T(j)为在第j个时刻的时候，VCO本身的周期。T0为原始的NCO的周期，NCO的脉冲序列的中心频率的周期是T0＝2π/ω0。C(j-1)是第j-1个时刻滤波器的结果，用于调整NCO输出从而引发的校正量。
数控振荡器输出的序列是本地估算信号，本地信号的相位性对于ω0＝2π/T0的表达式可以表示为公式25：
步骤3：将AFC与改进后的PLL相结合；
步骤3.1：基于AFC和PLL相结合***的方案设计，如图5所示；当信号输入到***后，最初进行载波的捕捉，捕捉利用的是快速傅里叶变换，从而实现对载波的初步同步。通过FFT捕获把多普勒频偏变小到***的范围内，通过FFT对频率差来判断，如果频率的差值比阈值要小，则载波捕捉已经实现，从而过渡到了对载波进行跟踪的阶段。本发明使用AFC对载波的频率进行同步，在经过AFC环路然后使用PLL对相位实现同步。在载波的频率同步之后使用噪声误差更加小的锁相环能够完美的得到结果，两个***的相互组合能够实现高动态下的要求。这里的自动频率控制环采用的是经过改进的鉴频算法。它具有线性的鉴频特性，并且鉴频的精确性要高。
步骤3.2：基于AFC和PLL相结合***的方案实施
步骤3.2.1：BPSK信号的产生，由于BPSK信号是二进制相移键控信号，不能直接的产生，需要先进行二进制码的产生，这里是randint函数生成随机序列，然后产生一个载波信号，通过调制技术将载波与码元结合起来。同时为了满足高动态以及低信噪比的环境条件，在载波中加入了多普勒频偏，最后在信号输入前增加了高斯白噪声。
步骤3.2.2：构造AFC和PLL模型，根据设计的环路***的模型构建出AFC和PLL的仿真模型，设置混频器中低通滤波器的参数，设置两个环路滤波器的各种参数，设定好仿真的采样频率为2MHz，输入信号的载波频率为500KHz，频偏为100Hz。
步骤3.2.3：对混频信号进行跟踪处理，将输入信号先进入混频器中进行混频，以进行变频处理，处理完的信号然后再进入积分清除器进行积分清除，输出的信号有两个环路方向去运行，在AFC环路阶段需要进入到鉴频器当中进行频率跟踪处理，这里使用的方法是根据前文的公式(11～15)来设计的鉴频器。
步骤3.2.4：对信号频率进行同步，进入鉴频器的数据经过处理后进入到环路滤波器中，滤波处理后的数据去控制AFC的NCO产生与输入信号频率相同的信号，这个过程需要进行多次的校准，最后才能进入到频率的同步状态。
步骤3.2.4：对信号相位进行同步，积分清除器处理后的数据去的另一个方向是进入PLL锁相环中，在锁相环中的流程基本和AFC的相似，最前面需要进入一个相位旋转器，然后进入到鉴相器中，通过鉴相器的数据用环路滤波器进行滤波后用来控制本地NCO，最终实现相位同步。
步骤3.2.5：完成高频环境下信号的频率和相位的同步，当高频信号两个环路都进入到稳态时，BPSK信号的载波同步就结束了，其中由AFC环路进行了载波的频率同步，由PLL进行了载波的相位同步。
以上的所述乃是本发明的具体实施例及所运用的技术原理，若依本发明的构想所作的改变，其所产生的功能作用仍未超出说明书及附图所涵盖的精神时，仍应属本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于AFC环路的载波同步方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)对AFC环路中的传统频率鉴定算法进行改进；
(2)对PLL中的数字Costas环进行设计；
(3)利用randint函数生成二进制码，产生一个载波信号，通过调制技术将载波与码元进行结合，并在结合后的载波中加入多普勒频偏，在信号输入前增加高斯白噪声，以此来产生BPSK信号；
(4)基于AFC和PLL技术构造出AFC和PLL的仿真模型，设置混频器中低通滤波器的参数，设置环路滤波器的参数，设定好仿真的采样频率为2MHz，输入信号的载波频率为500KHz，频偏为100Hz；
(5)对混频信号进行跟踪处理；
(6)将跟踪处理后的载波信号输入到改进后的AFC和PLL相结合的***中，对信号频率以及相位进行同步，完成高频环境下信号的频率和相位的同步。
2.根据权利要求1所述的一种基于AFC环路的载波同步方法，其特征在于：所述对AFC环路中的传统频率鉴定算法改进的步骤如下：
(I)基于交叉乘积算法和符号叉积鉴频算法对频率鉴定算法进行改进；
(II)对改进后的频率鉴定算法进行滤波器设计，二阶环路滤波器公式如下式所示：
<mrow> <mi>F</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msqrt> <mn>2</mn> </msqrt> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <msup> <msub> <mi>w</mi> <mi>n</mi> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <mi>K</mi> <mi>s</mi> </mrow> </mfrac> </mrow>
其中，滤波器的闭环传递函数如下式所示：
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3.根据权利要求1所述的一种基于AFC环路的载波同步方法，其特征在于：所述对PLL中的数字Costas环进行设计的方法为：针对锁相环的相位同步能力和***的跟踪与捕获性能方面的能力之间的矛盾进行权衡，设计适配的等效噪声带宽BL；在衡量***质量的准则方面，则选择最小均方误差准则，如下所示：
假设输入的混合信号xi(t)是一个平稳的随机过程，则x0(t)为平稳的随机过程，则均方误差如下式所示：
<ξ(t)>2＝<[S0(t)+n0(t)-Si(t)]2>
在二阶的滤波器的设计里，环路的传递函数如下式所示：
<mrow> <mi>H</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msqrt> <mn>2</mn> </msqrt> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <msub> <mi>w</mi> <mi>n</mi> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <msqrt> <mn>2</mn> </msqrt> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> </mfrac> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;xi;&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <msub> <mi>w</mi> <mi>n</mi> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;xi;&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>n</mi> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> </mfrac> </mrow>
其中：ωn为环路滤波器的振荡频率；ξ取0.707；则环路的噪声带宽如下式所示：
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4.根据权利要求1所述的一种基于AFC环路的载波同步方法，其特征在于：所述对混频信号进行跟踪处理的方法为：将输入信号先输入混频器中进行混频，以进行变频处理，处理完的信号再输入积分清除器进行积分清除，输出的信号分别输入至AFC环路和PLL锁相环中。
5.根据权利要求1所述的一种基于AFC环路的载波同步方法，其特征在于：所述步骤(6)的具体如下：
(A)对信号频率进行同步：步骤(5)处理后的信号一部分进入鉴频器中，经鉴频器处理后输入到AFC环路滤波器中，滤波处理后的数据去控制AFC的NCO产生与输入信号频率相同的信号，在此过程中同时进行若干次校准，最后完成信号频率的同步；
(B)对信号相位进行同步：步骤(5)处理后的信号余下部分输入PLL锁相环中，PLL中的流程与AFC的流程相似：信号首先进入相位旋转器，处理后输入到鉴相器中，通过鉴相器的环路滤波器进行滤波后用于控制本地NCO，最终实现信号相位的同步；
(C)当两个环路都进入到稳态时，BPSK信号的载波同步结束，其中由AFC环路完成载波的频率同步，由PLL完成载波的相位同步。
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