CN102820765B - 一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源 - Google Patents

一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种偏置电压产生电路，包括：第一控制电路和第一电容，其中，所述第一控制电路比较所述第一开关管的漏源电压和所述第一电容两端电压，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压时或者当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压而小于过压保护电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作，在充电过程中，所述第一电容两端电压小于过压保护电压。采用本发明提供的偏置电压产生电路能满足控制电路的供电需求，且本发明提供的电路结构简单，成本低，效率高。

Description

一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体地说，涉及一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源。
背景技术
随着电子信息产业的飞速发展，开关电源被广泛的应用在计算机、电力设备、仪器仪表、LED照明、医疗器械、军工设备等领域。通常，开关电源是将外接交流电（如市电220V、380V等）转换成一稳定直流电（如+5V、-5V、+12V、-12V等）以供给负载。
现有技术中，常用的开关电源的电路结构中包括有功率级电路、控制电路和给控制电路供电的偏置电压电路，控制电路接收所述偏置电压电路提供的满足要求的偏置电压后开始工作，并且控制功率级电路中的开关管的开关动作，进而保证所述功率级电路输出稳定的电压。如图1所示，所述功率级电路包括有一磁性元件（如变压器），偏置电压电路通过一辅助绕组与所述磁性元件进行耦合以获得所需要的偏置电压，而辅助绕组势必造成体积大且耗损高。除此，现有技术还可以通过设置一个独立的电源（如线性调节器LDO）来实现为所述控制电路供电，但增加的独立电源会导致成本增加，并增大了开关电源的体积且效率低。
综上，在开关电源的电路中，如何提供一种高效、低成本的偏置电压电路以保证控制电路的供电需求，进而保证输出信号的稳定是当前具有挑战性的一项任务。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源，有效的解决了现有技术中开关电源中偏置电压电路成本高、体积大且效率低的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种偏置电压产生电路，应用于开关电源中，所述开关电源包括有一功率级电路和控制电路，其中，所述偏置电压产生电路包括：第一控制电路和第一电容，在所述功率级电路中的第一开关管为关断状态时，
所述第一控制电路比较所述第一开关管的漏源电压和所述第一电容两端电压，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作；
在充电过程中，所述第一电容两端电压小于一过压保护电压，其中，所述过压保护电压为不小于所述控制电路的期望偏置电压。
优选的，所述第一控制电路包括：第一比较器、第二开关管和二极管，
所述第一比较器的反相输入端接收所述第一电容两端电压，其同相输入端接收所述过压保护电压，所述第一比较器的输出端输出一第一控制信号；
所述第二开关管的控制端与所述第一比较器的输出端连接以接收所述第一控制信号，其第一端连接在所述第一开关管的一功率端，第二端与所述二极管的阳极连接，所述二极管的阴极与所述第一电容连接。
优选的，所述第二开关管为耗尽型晶体管。
优选的，所述第一控制电路包括：第二比较器、第三比较器、第一与门和第三开关管，
所述第二比较器的反相输入端接收所述第一电容两端电压，其同相输入端接收所述第一开关管的漏源电压；
所述第三比较器的反相输入端接收所述第一电容两端电压，其同相输入端接收所述过压保护电压；
所述第一与门分别接收所述第二比较器的输出信号、所述第三比较器的输出信号以及与所述第一开关管的控制信号相反的信号，所述第一与门的输出端输出一第二控制信号；
所述第三开关管的控制端与所述第一与门的输出端相连以接收所述第二控制信号，其第一端连接在所述第一开关管的一功率端，第二端与所述第一电容连接。
优选的，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压而小于所述过压保护电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作。
优选的，所述第一控制电路包括：第四比较器、第五比较器、第二与门和第四开关管，
所述第四比较器的反相输入端接收所述第一电容两端电压，其同相输入端接收所述第一开关管的漏源电压；
所述第五比较器的反相输入端接收所述第一开关管的漏源电压，其同相输入端接收所述过压保护电压；
所述第二与门分别接收所述第四比较器的输出信号、所述第五比较器的输出信号以及与所述第一开关管的控制信号相反的信号，所述第二与门的输出端输出一第三控制信号；
所述第四开关管的控制端与所述第二与门的输出端连接以接收所述第三控制信号，其第一端连接在所述第一开关管的一功率端，第二端与所述第一电容连接。
一种开关电源，包括上述任一项偏置电压产生电路、功率级电路和控制电路，
所述偏置电压产生电路与所述功率级电路连接，并产生一偏置电压供给所述控制电路；
所述控制电路接收所述偏置电压并开始工作，其通过控制功率级电路中的第一开关管的开关动作，从而保证所述开关电源输出一直流信号供给负载。
优选的，所述功率级电路为正激式变换器电路、反激式变换器电路、降压型拓扑电路、升压型拓扑电路或升降压型拓扑电路。
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明提供了一种偏置电压产生电路，包括：第一控制电路和第一电容，所述第一控制电路比较所述第一开关管的漏源电压和所述第一电容两端电压，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压时或者当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压而小于过压保护电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作，在充电过程中，所述第一电容两端电压小于过压保护电压。采用本发明提供的偏置电压产生电路能满足控制电路的供电需求，保证输出信号的稳定，并设有过压保护功能，本发明提供的偏置电压产生电路结构简单，成本低，效率高。
附图说明
图1所示为现有技术中开关电源的电路原理图；
图2所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例一的具体结构的电路图；
图3所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例二的具体结构的电路图；
图4所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例三的具体结构的电路图；
图5所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例四的具体结构的电路图；
图6所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例四的工作波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
实施例一
请参阅图1，为现有技术中开关电源的电路原理图，以功率级电路为单级反激式变换器电路为例，所述开关电源电路包括：整流桥101、滤波电路102、变压器103、偏置电压电路104、控制电路105以及第一开关管Q1。其工作原理为：外接交流电AC经过整流桥101以及滤波电路102的处理后，输入到变压器103的原边同名端，变压器103的原边异名端通过第一开关管Q1与地相连。其中，偏置电压电路104为控制电路105供电以保证该控制电路105输出一控制信号来控制第一开关管Q1的导通和关断的状态，进而保证变压器103的副边输出稳定的信号供给负载。其中，开关电源中的偏置电压电路104是通过其中的辅助绕组对变压器103的原边绕组进行耦合以获得电能，所述电能存储在所述偏置电压电路104的电容中，所述电容两端的电压作为偏置电压供给控制电路105，但是其辅助绕组的体积较大且耗损高。
针对上述技术问题，本发明提供了一种偏置电压产生电路，包括：第一控制电路和第一电容，通过第一控制电路控制第一电容的充电过程以获得所需的偏置电压。
请参阅图2，为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例一的电路的具体结构的电路图，应用于开关电源中，本实施例中的功率级电路仍以单级反激式变压器电路为例，所述开关电源的电路结构包括：整流桥201、滤波电路202、变压器203、控制电路205以及第一开关管Q1，该偏置电压产生电路204包括：第一控制电路2041以及第一电容Cbias，需要说明的是，本实施例中的整流桥201、滤波电路202、变压器203、控制电路205以及第一开关管Q1和现有技术的开关电源中的整流桥101、滤波电路102、变压器103、控制电路105以及第一开关管Q1的结构以及工作原理相同，在此不再详述，现对本发明实施例提供的偏置电压产生电路的电路结构和工作原理进行介绍。
其中，所述第一控制电路2041的一端连接于所述功率级电路的磁性元件（如变压器203的原边绕组）和第一开关管Q1之间，即图2中的A点，用以接收功率级电路中的电能，另一端与第一电容Cbias连接。第一控制电路2041比较所述第一开关管的漏源电压和所述第一电容两端电压，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作，或者是进一步的，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压而小于所述过压保护电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作；并且，在充电过程中，所述第一控制电路控制所述第一电容两端电压小于过压保护电压，所述第一电容两端电压作为偏置电压Vbias传输给控制电路205。
需要说明的是，在本实施例中，所述过压保护电压OVREF设置为不小于所述控制电路的期望偏置电压，本发明中的优选范围为大于所述期望偏置电压的0%～20%。过压保护电压的选择和设定需要根据具体的实现电路来体现，本领域技术人员在依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，但均在本发明的保护范围之内。
采用本发明提供的偏置电压产生电路无需辅助绕组或是单独的电压源，而是通过第一控制电路控制第一电容进行充电以获得满足控制电路的供电需求的偏置电压，进而保证输出信号的稳定，且本发明提供的电路结构简单，无需损耗大的元器件，因此成本低，效率高。
实施例二
本发明在实施例一的基础上，提供了第一控制电路的一种具体实现方式，请参阅图3，所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例二的具体结构的电路图，其中，本实施例中的的功率级电路以由整流桥301、滤波电路302、电感L、二极管D1、输出电容C1和第一开关管Q1组成的升压型拓扑结构为例，所述第一控制电路3041包括：第一比较器I1、第二开关管M2和二极管D2，
所述第一比较器I1的反相输入端接收所述偏置电压Vbias，其同相输入端接收所述过压保护电压OVREF，所述第一比较器I1的输出信号作为第一控制信号VG2。本实施例中的所述第二开关管优先采用J-FET晶体管M2，其中，所述二极管D2与所述J-FET晶体管M2相串联，具体的为所述J-FET晶体管M2的漏极连接在所述功率级电路的电感L与第一开关管Q1的漏极之间，如图3中的A点，其源极与所述二极管D2的阳极相连，所述J-FET晶体管M2的控制端（即栅极）与所述第一比较器I1的输出端相连，所述二极管D2的阴极与所述第一电容Cbias的一端相连，所述第一电容Cbias的另一端接地。在所述J-FET晶体管M2导通时，功率级电路中的电流I1通过二极管D2为所述第一电容Cbias充电。需要说明的是，本实施例中的第二开关管为耗尽型开关器件，例如，J-FET晶体管或其他耗尽型晶体管，并不局限于最优的J-FET晶体管。
结合上述电路的连接关系，对本实施例提供的偏置电压产生电路的工作原理进行说明：
由于第二开关管M2为常通型开关器件，因此开始时所述第二开关管M2保持导通，当所述第一开关管Q1上的漏源电压Vds大于所述偏置电压Vbias时（本实施例中的漏源电压Vds由于电感L和第一开关管的寄生电容谐振为类似正弦波变化），二极管D2导通，功率级电路中的电流I1通过所述J-FET晶体管M2以及二极管D2向第一电容Cbias充电，此时，所述偏置电压Vbias逐渐升高。随着所述漏源电压Vds的类似正弦波变化，当所述第一开关管Q1的漏源电压Vds小于所述偏置电压Vbias时，二极管D2截止，第一电容Cbias停止充电，依次循环上述过程，当所述第一电容的两端电压即所述偏置电压Vbias达到所述控制电路305的供电要求时，所述控制电路305开始工作。之后，当所述偏置电压Vbias充电达到所述过压保护电压OVREF，此时，所述第一比较器I1输出信号变为低电平，这时，由于J-FET晶体管M2的栅源极电压为负值，并且达到所述J-FET晶体管的夹断电压，所述J-FET晶体管M2截止，第一电容Cbias停止充电，这样能够起到过压保护功能，防止第一电容Cbias充电过大造成对电路的损害。
综上，本发明实施例提供的偏置电压产生电路，通过对第二开关管M2和二极管D2的导通控制，从而控制给第一电容充电过程以获得满足控制电路的供电需求的偏置电压，本发明实施例提供的偏置电压产生电路结构简单，成本低，效率高。
实施例三
本发明实施例在实施例一的基础上，提供了第一控制电路的另一种具体实现方式，请参阅图4，所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例三的具体结构的电路图，本实施例中的功率级电路以单级反激式变压器电路为例，其中，所述第一控制电路4041包括：第二比较器I2、第三比较器I3、第一与门I4以及第三开关管Q3。
所述第一控制电路4041中各元器件的具体连接关系为：
所述第二比较器I2的反相输入端与所述第一电容Cbias的一端（即图3中的Vbias端）相连，以接收所述偏置电压Vbias，其同相输入端接收所述第一开关管的漏源电压Vds，所述漏源电压Vds可通过对所述第一开关管Q1的漏极和源极采样获得；所述第三比较器I3的反相输入端接收所述偏置电压Vbias，其同相输入端接收所述过压保护电压OVREF。所述第一与门I4分别接收所述第二比较器I2的输出信号、所述第三比较器I3的输出信号以及与所述第一开关管Q1的控制信号VG1相反的信号所述第一与门I4的输出信号作为第二控制信号VG3。所述第三开关管Q3的控制端与所述第一与门I4的输出端连接以接收所述第二控制信号VG3，所述第三开关管Q3的第一端连接在所述变压器403的原边绕组和第一开关管Q1之间，如图4中的A点，其第二端与所述第一电容Cbias连接，需要说明的是，本实施例中的第三开关管Q3为一低电平截止、高电平导通的开关管，任何满足该功能的器件均可，并不局限于图3中所示开关管。
结合上述电路的连接关系对本实施例提供的偏置电压产生电路的工作原理进行说明：
初始时，控制电路405处于不工作状态，所述第一开关管的控制信号VG1为低电平，则控制信号为高电平，第一开关管Q1关断，此时，由于变压器的原边绕组和第一开关管Q1的寄生电容之间发生谐振，所述第一开关管Q1的漏源电压Vds为类似正弦波变化，当所述第一开关管Q1上的漏源电压Vds上升至第一电容Cbias的两端电压即偏置电压Vbias时，第二比较器I2输出一高电平信号至第一与门I4，这时，由于偏置电压Vbias小于过压保护电压OVREF，第三比较器I3的输出为高电平信号，因此，所述第一与门I4输出信号为高电平状态，也即是所述第二控制信号VG3为高电平状态，所述第二控制信号VG3控制第三开关管Q3导通，功率级电路中的电流I1通过所述第三开关管Q3向第一电容Cbias充电，所述偏置电压Vbias逐渐增大；之后，随着第一开关管Q1的漏源电压Vds的类似正弦变化，当所述漏源电压Vds小于所述偏置电压Vbias时，所述第二比较器I2的输出信号变化低电平状态，所述第二控制信号VG3变为低电平状态，所述第二控制信号VG3控制第三开关管Q3关断，依次循环，直至所述第一电容Cbias的偏置电压Vbias充电达到控制电路405供电要求，控制电路开始工作。并且，在上述充电过程中，当所述偏置电压Vbias充电达到所述过压保护电压OVREF时，第三比较器I3的输出信号变为低电平，其通过第一与门I4输出的第二控制信号VG3控制第三开关管Q3关断，以防止所述偏置电压Vbias充电超过所述过压保护电压，以造成对电路的损害。
这里需要说明的是，控制信号可保证第一开关管Q1和第二开关管Q2不会同时导通，以防止第一电容直接对地放电。
综上，本发明实施例提供的偏置电压产生电路，通过控制第三开关管的开关状态来控制第一电容的充电过程以获得满足要求的偏置电压，且设有过压保护功能，本发明提供的电路结构同样无需辅助绕组或是独立电源等损耗大、体积大的元器件，其电路结构简单，成本低，效率高。
实施例四
本发明实施例在实施例一的基础上，提供了第一控制电路的又一种具体实现方式，请参阅图5，所示为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例四的具体结构的电路图，与实施例二和实施例三不同的是，为了进一步提高效率、减小电路的损耗，本发明实施例的第一控制电路控制使当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压而小于所述过压保护电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作。
本发明实施例的第一控制电路5041包括：第四比较器I5、第五比较器I6、第二与门I7以及第四开关管Q4。本实施例与实施例三的电路结构和连接相同，在此不再重复阐述其连接关系，所不同的是，本实施例中的第五比较器的反相输入端接收所述第一开关管的漏源电压Vds，同相输入端接收所述过压保护电压，所述第二与门I7分别接收所述第四比较器I5的输出信号、所述第五比较器I6的输出信号以及与所述第一开关管Q1的控制信号VG1相反的信号并输出一第三控制信号VG4传输给第四开关管Q4的控制端。
结合图5电路的连接关系以及图6，图6为本发明提供的一种偏置电压产生电路的实施例四的工作波形图，对本实施例提供的偏置电压产生电路的工作原理进行说明：
初始时，控制电路305处于不工作状态，第一开关管Q1关断，控制信号为高电平，结合图6中Vds的变化曲线，随着第一开关管Q1上的漏源电压Vds的增大，当所述第一开关管Q1上的漏源电压Vds上升至所述偏置电压Vbias时，第四比较器I5输出一高电平信号至第二与门I7，这时，在所述漏源电压Vds小于过压保护电压OVREF时，第五比较器I6的输出为高电平信号，因此，在Vbias＜Vds＜OVREF区间内，第二与门I7输出信号为高电平状态，也即是所述第三控制信号VG4为高电平状态，所述第三控制信号VG4控制第四开关管Q4导通，功率级电路中的电流I1通过所述第四开关管Q4向第一电容Cbias充电，所述偏置电压Vbias逐渐增大；之后，随着第一开关管Q1的漏源电压Vds的逐步增大，当所述漏源电压Vds大于过压保护电压OVREF时，第五比较器I6输出一低电平信号，此时，第二与门I7输出的第三控制信号VG4变为低电平，所述第四开关管Q4关断，第一电容Cbias停止充电；然后，随着Vds的类似正弦变化，当所述漏源电压Vds再次变化到大于偏置电压Vbias而小于过压保护电压OVREF范围内时，所述第三控制信号VG4变为高电平，第四开关管重新导通，依次循环，直至所述第一电容Cbias的偏置电压Vbias充电达到控制电路505供电要求，控制电路开始工作。
这里需要说明的是，由于所述第四开关管Q4只在漏源电压Vds变化到大于偏置电压Vbias而小于过压保护电压OVREF范围内开通，因此，其开通时间较短，第四开关管Q4上的功率耗损很小可以忽略不计，因此，本实施例的效率也相应可以提高。另外，在本实施例中，根据图5所示的电路图可知，由于偏置电压Vbias始终保持为小于过压保护电压OVREF，因此，可以推知本发明实施例中同样有过压保护功能，即偏置电压Vbias不会超过所述控制电路505的期望偏置电压，可防止第一电容Cbias充电过大造成对电路的损害。
最后，本发明还提供了一种开关电源，包括上述实施例中任意一项偏置电压产生电路，还包括功率级电路和控制电路，所述偏置电压产生电路与所述功率级电路连接，并产生一偏置电压供给所述控制电路；所述控制电路接收所述偏置电压并开始工作，其通过控制功率级电路中的功率开关管的开关动作，从而保证所述开关电源输出一直流信号供给负载。
需要说明的是，本发明实施例的偏置电压产生电路可用于任何合适的开关电源中，例如其功率级电路可以为上述的正激式变换器电路、降压型拓扑电路、还可以为反激式变换器电路、升压型拓扑电路、升降压型拓扑电路，即任何通过磁性元件与功率开关连接的方式来实现的功率级电路。
由于本发明提供的偏置电压产生电路能满足控制电路的供电需求，且本发明提供的电路结构简单，成本低，效率高等有益效果，相应的，本发明提供的一种开关电源同样具有上述效果。
综上所述，通过本发明提供的偏置电压产生电路，其通过比较所述第一开关管的漏源电压和偏置电容的两端电压来控制第一电容的充电过程，从而得到满足控制电路供电要求的偏置电压；并且，本发明的偏置电压产生电路设有过压保护功能，以防止第一电容充电过大造成对电路的损害。
以上对本发明所提供的一种偏置电压产生电路及应用其的开关电源进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
除此，本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所提供的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所提供的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (4)

1.一种偏置电压产生电路，应用于开关电源中，所述开关电源包括有一功率级电路和控制电路，其特征在于，所述偏置电压产生电路包括：第一控制电路和第一电容，所述第一控制电路的一端连接于所述功率级电路的磁性元件和第一开关管之间，另一端与第一电容连接，在所述功率级电路中的第一开关管为关断状态时，
所述第一控制电路比较所述第一开关管的漏源电压和所述第一电容两端电压，当所述第一开关管的漏源电压大于所述第一电容两端电压时，所述第一控制电路控制所述第一电容进行充电动作；
在充电过程中，所述第一电容两端电压小于一过压保护电压，其中，所述过压保护电压为不小于所述控制电路的期望偏置电压；
其中所述第一控制电路包括：第一比较器、第二开关管和二极管，
所述第一比较器的反相输入端接收所述第一电容两端电压，其同相输入端接收所述过压保护电压，所述第一比较器的输出端输出一第一控制信号；
所述第二开关管的控制端与所述第一比较器的输出端连接以接收所述第一控制信号，其第一端连接在所述第一开关管的一功率端，第二端与所述二极管的阳极连接，所述二极管的阴极与所述第一电容连接。
2.根据权利要求1所述的偏置电压产生电路，其特征在于，所述第二开关管为耗尽型晶体管。
3.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-2中任一项偏置电压产生电路、功率级电路和控制电路，
所述偏置电压产生电路与所述功率级电路连接，并产生一偏置电压供给所述控制电路；
所述控制电路接收所述偏置电压并开始工作，其通过控制功率级电路中的第一开关管的开关动作，从而保证所述开关电源输出一直流信号供给负载。
4.根据权利要求3所述的偏置电压产生电路，其特征在于，所述功率级电路为正激式变换器电路、反激式变换器电路、降压型拓扑电路、升压型拓扑电路或升降压型拓扑电路。
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