CN104144138B - 自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 - Google Patents
自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 Download PDFInfo
- Publication number
- CN104144138B CN104144138B CN201310173067.0A CN201310173067A CN104144138B CN 104144138 B CN104144138 B CN 104144138B CN 201310173067 A CN201310173067 A CN 201310173067A CN 104144138 B CN104144138 B CN 104144138B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- frequency
- adaptive
- notch filter
- band
- interference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
本发明公开了一种自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备，自适应单频窄带干扰陷波滤波装置包括：自适应单频陷波滤波器，单频干扰信号频率估计和更新单元，输入信号和干扰信号能量估计单元以及自适应单频陷波滤波器输出选择装置；设备包括两个相互级联的自适应单频窄带干扰陷波滤波装置以及一个辅助陷波滤波器。本发明扩展到自适应双频陷波器，并具有灵活的硬件结构以达到不同的功能组合：自适应地去掉一到两个单频窄带干扰信号，窄带干扰频率估值偏差小，陷波效果好。
Description
技术领域
本发明涉及通信方法，***和设备技术领域，尤其涉及一种基于格型IIR滤波器结构的自适应陷波滤波器实现的自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，及由上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置构成的双频滤波设备。
背景技术
电力载波通讯（Power line communications-PLC）是一种用电力线为传输媒体的通信***，主要划分为两大类：一类归为窄带、低速、长距离应用（简称窄带PLC技术），另一类归为宽带、高速、短距离应用（简称宽带PLC技术）。窄带载波工作于3kHz-500kHz频段，在这种载波频率分配下，通信速度一般在1Mbps以下。目前国际上常见的窄带PLC标准是IEC61334、PRIME、G3-PLC、ITU G.9955/9956及IEEEP1901.2等。在上述标准中，除了国际电工委员会制定于上个世纪90年代的IEC61334标准采用S-FSK调制技术外，其他标准的物理层全部采用了正交频分复用（OFDM）调制技术。OFDM技术是一种多载波数字通信调制技术，它由多载波调制（MCM）技术发展而来，OFDM要求各个子载波之间相互正交，并可采用快速傅立叶变换（FFT）来实现。
窄带干扰信号（Narrow Band Interference，NBI）在低压窄带电力通信***中是无处不在，比如由同波段的窄带PLC通信***的信号（如S-FSK，BPSK等）所引起的，或者更普遍的，由电视接收机的屏幕刷新率（如：15.734KHz）的整数倍，或个人电脑（PC）开关电源的开关频率的基频和谐波所产生的强单频窄带噪声干扰。这些基于开关特性的电气设备所产生的噪声干扰信号通常含有丰富的谐波，而其基频可在20KHz到1MHz的范围内的任何频率。这些窄带噪声干扰信号可以是脉冲型（Impulsive）的，也可以是连续（Continuous-time）型。不管是哪一种类型，它们都会对窄带电力载波通信***性能和质量产生重大影响。
通常来说，OFDM通信技术对NBI有自然的鲁棒性，这是因为NBI信号可以被容易地检测和擦除掉，加上OFDM子载波间具有一定的正交性，所以NBI的影响只局限在个别的子载波上，可用前向纠错码（FEC）来纠正。但是，在强NBI的环境中，快速和可靠的前导序列（PREAMBLE）检测和同步是一个严峻的挑战；NBI如不加以控制，则会严重影响OFDM***的通信可靠性，从而不能充分发挥OFDM对NBI自然的鲁棒性。
通常有用信号在传输和接收过程中会受到外界噪声或干扰的污染，通过滤波器抑制噪声或干扰并保留信号能量，是一种抑制噪声（干扰）的过程。这样的滤波器可以是固定的，也可以是自适应的。对窄带干扰（NBI）来说，它的频率通常对接收机而言是预先不知道的，必须在接收机端通过频率估计或检测等方法来获得。
美国专利US6,976,044B1（Mahdl T.Kalani,Narrowband InterferenceCanceller for Wideband Communication Systems）是基于直接型IIR结构，实现成本高，收敛速度慢，容易收敛到局部最少值等缺点。另外，此专利并未提及自适应双频陷波器的算法。
Shotaro等（Shotaro Nishimura et al,A Lattice-based Adaptive IIR NotchFilter and Its Application to FSK Demodulation,pp.586-589,ISCAS2000,May28-31,2000,Geneva,Switzerland）提出格型(lattice)IIR ANF结构，但该方案是用不同的梯度信号来实现自适应的，此梯度信号的幅度受窄带干扰信号频率不同而变化，从而影响收敛速度和精度。另外，此文献并未提及自适应双频陷波器的算法。
Cho等（N.I.Cho,et al,On the Adaptive Lattice Notch Filter for theDetection of Sinusoids,IEEE Trans on Circuits and Systems-II Analog andDigital Signal Processing,Vol.40,No.7,July,1993,pp.405-416）提出几种不同的多频信号陷波器结构，尽管该方案也用了格型(lattice)IIR ANF结构，但具有偏差，且收敛速度一般。
发明内容
针对上述存在的OFDM***在电力载波通信中的问题，本发明的目的是提供一种自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备，通过使用自适应陷波器来去除NBI，然后用相关接收机去检测前导序列以便达到OFDM可靠有效的同步。本发明的自适应多频窄带干扰陷波滤波器可以自动检测NBI的频率和强度并对以抑制，具有NBI频率估计偏差小，滤波器收敛速度快等优点。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的：
一种自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其中，包括：
一自适应单频陷波滤波器，用于从一输入信号中滤除一单频干扰信号或一单频窄带干扰信号以恢复原有的信号，同时产生一干扰信号的估计以用于自适应梯度信号和干扰信号能量计算；
一单频干扰信号频率估计和更新单元，用于估计所述干扰信号的未知频率参数和跟踪微小频率变化；
一输入信号和干扰信号能量估计单元，用于计算和监测所述干扰信号和所述输入信号相对能量比；以及，
一自适应单频陷波滤波器输出选择装置，用于判断所述干扰信号的相对强度并选择所述自适应单频陷波滤波器是用经过陷波后的信号还是用所述输入信号作为输出，同时也作为判断所述自适应单频陷波滤波器收敛与否的条件之一。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述自适应单频陷波滤波器采用格型IIR滤波器结构来实现。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述自适应单频陷波滤波器包括相互形成一对互补滤波器的单频陷波滤波器和单频带通滤波器；
定义所述自适应单频陷波滤波器的输入信号为x(n)，输出信号为y(n)，预估一窄带干扰信号z(n)，则：
信号x(n)到y(n)的传输函数N(z)为所述单频陷波滤波器，N(z)满足：
信号x(n)到z(n)的传输函数B(z)为所述单频带通滤波器，B(z)满足：
设所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器的调谐频率为ω0，3dB衰减带宽为Ω，则：
a=-cos(ω0)
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述单频干扰信号频率估计和更新单元根据所述单频带通滤波器B(z)的输出z(n)来形成一自适应梯度函数；
设所述自适应单频陷波滤波器的学习步长为μ，陷波频率参数α(n)为待检的所述干扰信号的频率，所述干扰信号的频率根据一随机梯度程序来估算和跟踪，所述随机梯度的计算如下式的归一化最小均方根误差计算方式所示：
其中，n是自然数，代表时间序列。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述陷波频率参数α(n)的取值在自适应更新过程中被限制在一允许的取值范围，以保证所述自适应单频陷波滤波器的稳定性。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，在计算所述自适应单频陷波滤波器的学习步长μ时，采用随机梯度算法实现，所述随机梯度算法包括普通LMS算法。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述输入信号和干扰信号能量估计单元用常用功率计算算法。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述输入信号和干扰信号能量估计单元用功率均方根算法。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述输入信号和干扰信号能量估计单元用功率平均算法。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置包括：
一干扰信号对输入信号相对强度的计算单元，用于计算所述干扰信号对所述输入信号的能量之比并作相应的平均处理；
一预先确定的嵌合阈值，用于判断是用陷波后信号还是用其输入作为输出，或用来判断所述自适应单频陷波滤波器是否已经收敛；以及，
一预先确定的释放阈值，在所述自适应单频陷波滤波器收敛后，用于判断所述自适应单频陷波滤波器是否需要释放，或判断所述自适应单频陷波滤波器是否已经发散。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，在所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置中：
如果所述干扰信号对所述输入信号的能量之比大于所述嵌合阈值，所述自适应单频陷波滤波器进入嵌合状态，并且选择所述自适应单频陷波滤波器的输出作为输出；
如果所述自适应单频陷波滤波器已经处在嵌合状态，而且所述干扰信号对所述输入信号的能量之比低于所述释放阈值，所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置将重置相应的所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器，并且选择所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器的输入信号作为输出信号；
如果所述干扰信号对所述输入信号的能量之比大于或等于所述释放阈值，则所述自适应单频陷波滤波器继续处于嵌合状态。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，在所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置中，所述嵌合阈值必须大于所述释放阈值，以避免所述自适应单频陷波滤波器在嵌合状态和释放状态之间摆动。
根据上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想，可用在从3kHz到500kHz的电力载波通信频段，以及OFDM解调***的前置信号处理装置中。
本发明把上述自适应单频窄带干扰陷波滤波器之构想推广到一种自适应双频窄带干扰陷波滤波装置，其包括：
两个相互级联的如上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置；以及，
一个辅助陷波滤波器，用于过滤第一节自适应单频陷波滤波器的梯度信号。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，两个如上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置可单独开启或关闭。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，两个如上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置如果同时开启，并选用自适应双频组合优化算法，则第一节自适应陷波滤波器的梯度信号需经过一个辅助陷波滤波器过滤之后，加上第二节自适应陷波滤波器的输出，才能用来更新第一节自适应陷波滤波器的频率参数，而第二节自适应陷波滤波器的可根据上述的正常更新其频率参数。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，所述辅助陷波滤波器的参数采用与所述第二节自适应陷波滤波器完全相同的滤波器参数。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，两个如上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置如果同时开启，但选用独立优化算法，则第一节自适应陷波滤波器和与之相级联的第二节自适应陷波滤波器独立地更新其参数。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，所述辅助陷波滤波器可关闭或作为非自适应陷波滤波器来用。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，两个如上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的嵌合阈值和释放阈值可独立配置，或采用相同数值。
根据上述自适应双频窄带干扰陷波滤波设备之构想，两个上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的学习步长为μ可独立配置，或采用相同数值。
与已有技术相比，本发明的有益效果在于：
（1）本发明是基于简化格型（lattice）自适应陷波器（Adaptive Notch filter–ANF），具有频率跟踪收敛速度快、算法简单等优点，从而降低硬件要求和计算复杂性，特别适合于硬件实现；在基于新颖的单频陷波器（ANF）的架构上，本发明扩展到自适应双频陷波器，并具有灵活的硬件结构以达到不同的功能组合：自适应地去掉一到两个单频窄带干扰信号，窄带干扰频率估值偏差小，陷波效果好；
（2）内置判决算法可根据窄带干扰信号的强度来决定是否要启动陷波功能；判决算法是根据窄带干扰信号与输入信号能量之比来决定的；陷波功能的自动使能和释放具有迟滞控制，以避免出现频繁状态切换现象；
（3）若单频窄带干扰信号的频率已经由其他办法获知（如：FFT），本发明的结构可用来滤除最多三个固定频点的单频窄带干扰信号；或用来滤除两个固定频点的单频窄带干扰信号，加上一个自适应ANF去滤除单个未知频率的单频窄带干扰信号。
附图说明
图1示出了基于本发明自适应单频窄带干扰陷波滤波装置实施例的结构示意框图；
图2示出了基于本发明自适应单频窄带干扰陷波滤波装置实施例的逻辑结构示意图；
图3示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备实施例的逻辑结构示意图；
图4示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备实施例的第一节自适应单频陷波滤波器的工作流程示意图；
图5示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备实施例的第二节自适应单频陷波滤波器的工作流程示意图；
图6示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备实施例的第一节自适应单频陷波滤波器的单频干扰信号频率估计和更新单元的工作流程示意图；
图7示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备实施例的第二节自适应单频陷波滤波器的单频干扰信号频率估计和更新单元的工作流程示意图；
图8示出了基于本发明自适应双频窄带干扰陷波滤波设备一具体实施例用于演示窄带干扰陷波滤波设备陷波前后的信号的示意图。
具体实施方式
下面结合原理图和具体操作实施例对本发明作进一步说明。
本发明自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，参看图1和图2所示，包括自适应单频陷波滤波器、单频干扰信号频率估计和更新单元、输入信号和干扰信号能量估计单元和自适应单频陷波滤波器输出选择装置。自适应单频陷波滤波器用于从输入信号中滤除单频（窄带）干扰信号以恢复原有的信号，同时产生干扰信号的估计以用于自适应梯度信号和干扰信号能量计算。单频干扰信号频率估计和更新单元用于估计干扰信号的未知频率参数和跟踪微小频率变化。输入信号和干扰信号能量估计单元用于计算和监测干扰信号和输入信号相对能量比。自适应单频陷波滤波器输出选择装置用于判断干扰信号的相对强度并选择自适应单频陷波滤波器是用经过陷波后的信号还是用输入信号作为输出，同时也作为判断自适应单频陷波滤波器收敛与否的条件之一。
继续参看图1和图2所示，在本发明的优选实施例中，自适应单频陷波滤波器采用格型IIR滤波器结构来实现。自适应单频陷波滤波器包括相互形成一对互补滤波器的单频陷波滤波器和单频带通滤波器。对于互补滤波器来说，一个滤波器的通带正是另一个滤波器的阻带。
定义自适应单频陷波滤波器的输入信号为x(n)，输出信号为y(n)，预估一窄带干扰信号z(n)，则：
信号x(n)到y(n)的传输函数N(z)为单频陷波滤波器，N(z)满足：
信号x(n)到z(n)的传输函数B(z)为单频带通滤波器，B(z)满足：
设自适应单频窄带干扰陷波滤波器的调谐频率为ω0，3dB衰减带宽为Ω，则：
a=-cos(ω0)
单频干扰信号频率估计和更新单元根据单频带通滤波器B(z)的输出z(n)来形成一自适应梯度函数。
设自适应单频陷波滤波器的学习步长为μ，陷波频率参数α(n)为待检的干扰信号的频率，干扰信号的频率根据一随机梯度程序来估算和跟踪，随机梯度的计算如下式的归一化最小均方根误差计算方式所示：
其中，n是自然数，代表时间序列。
陷波频率参数α(n)的取值在自适应更新过程中被限制在一允许的取值范围，以保证自适应单频陷波滤波器的稳定性。
在计算自适应单频陷波滤波器的学习步长μ时，采用随机梯度算法实现，随机梯度算法包括普通LMS算法。
输入信号和干扰信号能量估计单元用常用功率计算算法或者功率均方根算法或者功率平均算法。
自适应单频陷波滤波器输出选择装置包括干扰信号对输入信号相对强度的计算单元、预先确定的嵌合阈值和预先确定的释放阈值。干扰信号对输入信号相对强度的计算单元用于计算干扰信号对输入信号的能量之比并作相应的平均处理。预先确定的嵌合阈值用于判断是用陷波后信号还是用其输入作为输出，或用来判断自适应单频陷波滤波器是否已经收敛。预先确定的释放阈值在自适应单频陷波滤波器收敛后，用于判断自适应单频陷波滤波器是否需要释放，或判断自适应单频陷波滤波器是否已经发散。
需要指出的是，在自适应单频陷波滤波器输出选择装置中：
1)如果干扰信号对输入信号的能量之比大于嵌合阈值，自适应单频陷波滤波器进入嵌合状态，并且选择自适应单频陷波滤波器的输出作为输出。
2)如果自适应单频陷波滤波器已经处在嵌合状态，而且干扰信号对输入信号的能量之比低于释放阈值，自适应单频陷波滤波器输出选择装置将重置相应的自适应单频窄带干扰陷波滤波器，也就是说，嵌合的陷波滤波器被释放了，并且选择自适应单频窄带干扰陷波滤波器的输入信号作为输出信号。
3)如果干扰信号对输入信号的能量之比大于或等于释放阈值，则自适应单频陷波滤波器继续处于嵌合状态。
在自适应单频陷波滤波器输出选择装置中，嵌合阈值必须大于释放阈值，以避免自适应单频陷波滤波器在嵌合状态和释放状态之间摆动。
在本发明自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及其设备可用在从3kHz到500kHz的电力载波通信频段，以及OFDM解调***的前置信号处理装置中。
本发明把上述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置之构想推广到一种自适应双频窄带干扰陷波滤波设备，如图3所示，其包括两个相互级联的自适应单频窄带干扰陷波滤波装置（下文简称“ANF1”和“ANF2”）以及一个辅助陷波滤波器，辅助陷波滤波器用于过滤第一节自适应单频陷波滤波器的梯度信号。两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置可单独开启或关闭。两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置分别具有单频陷波滤波器（下文简称“NF1”和“NF2”），辅助陷波滤波器NF2a具有与NF2相同的结构和参数但使用不同的输入信号，第一节自适应单频窄带干扰陷波滤波装置具有单频干扰信号频率估计和更新单元EU1，第二节自适应单频窄带干扰陷波滤波装置也有一个类似的单频干扰信号频率估计和更新单元EU2。辅助陷波滤波器NF2a是属于EU1的一部分，只有在自适应双频组合优化算法下才启动。
两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置ANF1、ANF2如果同时开启，并选用自适应双频组合优化算法，则第一节自适应陷波滤波器NF1的梯度信号需经过辅助陷波滤波器NF2a过滤之后，加上第二节自适应陷波滤波器NF2的输出，才能用来更新第一节自适应陷波滤波器NF1的频率参数，而第二节自适应陷波滤波器NF2的可根据上述的正常更新其频率参数。
正如前面提到的，在本发明的实施例中，辅助陷波滤波器的参数采用与第二节自适应陷波滤波器完全相同的滤波器参数。NF2a的结构以及所使用参数与第二滤波器NF2相同，只是NF2a使用与NF2不同的输入信号源。
两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置如果同时开启，但选用独立优化算法，则第一节自适应陷波滤波器NF1和与之相级联的第二节自适应陷波滤波器NF2独立地更新其参数。辅助陷波滤波器可关闭或作为非自适应陷波滤波器来用。两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的嵌合阈值和释放阈值可独立配置，或采用相同数值。两个自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的学习步长为μ，μ可独立配置，或采用相同数值。
在本发明中，将用单频带通滤波器B(z)的输出来形成自适应梯度函数，参看图1和图2，同时用它来测量单频窄带干扰的强度。
定义一个传输函数的极点半径r，则：
β=r2
其中r<1是传输函数极点半径，在一个离散量化的环境中，其稳定性是保证的，所以，该结构是相当适合于自适应陷波滤波器应用的。在计算自适应多频窄带干扰陷波滤波器的学习步长μ时，采用归一化LMS（NLMS）算法。
通过调节陷波频率参数α(n)，可以跟踪窄带干扰信号频率的变化。其中，步长μ决定算法的收敛速度，μ越大，算法收敛速度越快，但会使得估计频率的波动增大。需要指出的是本发明采用了归一化LMS算法，具有收敛速度快和步长选择不大受信号幅度影响等优点。
为了减小ANF1对ANF2的NBI频率估计偏差(bias)，可选用自适应双频组合优化算法，从而用陷波器的最终输出信号来调节这两个ANF单元的频率估计值，而不是让这两个ANF单元单独去调节。采用NF2a的最终输出信号调节NF1，可减小NF1对NF2的窄带干扰信号频率估计偏差。
如果只需要一个自适应陷波滤波器，剩余的两个陷波滤波器单元可作为非自适应的陷波滤波器用（如：干扰频率用其他方法(FFT)获取），则本发明可用来去除三个单频干扰。
继续参看图3所示，本自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备采用了四个多路复用器M1，M2，M3和M4，NF1和NF2之间的为M1和M3，NF2的输出部分为M4，NF1和NF2a之间为M2。另外在NF1的两端分别设置均方根算法模块RMS_1a和RMS_1b，在NF2的两端分别设置均方根算法模块RMS_2a和RMS_2b。RMS_1a用于测量NF1输入信号x1(n)的信号能量，RMS_1b用于测量NF1带通滤波器的输出z1(n)的信号能量，RMS_2a用于测量NF2的输入信号x2(n)的信号能量，注意如果NF1的输出被选择，则x2(n)=y1(n)，其他情况下x2(n)=x1(n)（旁通滤波）。RMS_2b用于测量NF2带通滤波器的输出z2(n)的信号能量。
多路复用器M1用于基于NF1的输入信号的RMS值（参看图1中的RMS框，即取绝对值后再取平均值），即RMS_1a的结果和预估干扰信号的RMS值，即RMS_1b的比值控制NF1的输出信号选择；多路复用器M4用于基于NF2的输入信号的RMS值，即RMS_2a的结果和预估干扰信号的RMS值，即RMS_2b的比值控制NF2的输出信号选择。多路复用器M2和M3在双-ANF状态为1，即有效状态时控制NF1的更新信号源，于是NF1会通过图3中的z12(n)和y2(n)来更新；如果双-ANF状态为0，NF1则会通过z1(n)和y1(n)来更新。
图中的两个输出逻辑选择器（Select Logic）负责适选择自适应陷波滤波器的输出是用陷波滤波器输出信号还是用陷波滤波器输入信号（旁通），选择逻辑是基于陷波滤波器NF的RMS比值测量，即：RMS比值将与一系列预先定义的阈值（threshold）进行比较。每个自适应陷波滤波器ANF均设置了单独的可编程阈值TN1（陷波嵌合阈值）和TR1（释放阈值），例如，如果在输入信号中有强烈的窄带干扰信号NBI出现，ANF1开始收敛于一个NBI频率，即，使得RMS_1b/RMS_1a>TN1，然后NF1的输出将被作为输出，x2(n)=y1(n)，此时陷波滤波器ANF1处于（陷波）嵌合状态；否则，x2(n)=x1(n)（旁通滤波），此时陷波滤波器ANF1处于释放状态；考虑另外一种情况，如果NF1已经处于嵌合状态，由于一些原因RMS_1b/RMS_1a的比值开始小于TR1（比如NBI消失了或减弱），则NF1能够自动得到释放并且所有的NF1内部状态将被清空，x2(n)=x1(n)，此时陷波滤波器ANF1回到释放状态，并重新开始搜索。为了避免NF经常在嵌合状态与释放状态之间切换，必须将TN1的值设得相对高于TR1，以提供足够的迟滞保护。对于NF2也同样如此。简而言之，输出信号逻辑选择器实现了自发的基于NBI信号能量大小的NBI陷波和释放运行。在OFDM***中，如果NBI太弱以致不会对接收性能产生任何影响，那最好的做法就是忽略它；如果NBI太强而不能忽略，则按照需要对其进行陷波处理。
常用的自适应IIR滤波器算法大致有两种：即：输出误差算法(output error)和方程误差算法(equation error)。参看图3所示，本发明采用了输出误差算法来调整频率预估α(n)，这是考虑到在噪声存在时它比方程误差算法具有更小的预估偏差。但输出误差算法的误差表面轮廓（Error surface contour）有多个本地极小值(local minimum)，意味着这种算法有可能收敛到本地极小值，而非所期望的全局极小值（Global minimum）。因此，图3中的输出逻辑选择器的另一个优点是可以用来判断ANF1或ANF2是否收敛到本地极小值（错误的方案），如果是的话，重置相应的陷波滤波器，从而保证ANF1或ANF2始终收敛到全局极小值，也就是所期望的方案。
另外，本发明也允许NF1和NF2成为两个独立的ANFs，而NF2a可用作第三个非自适应的陷波滤波器用。
图4示出了ANF1的工作流程示意，如图所示，首先初始化ANF1，取一个样例x1(n)，更新RMS_1a，启动NF1以得到y1(n)（通过使用α1(n)），更新RMS_1b，通过ANF1的自适应单元来得到更新的α1(n+1)，并反馈到NF1以便给下一个样例用。输出逻辑选择器判断是否选择NF1的输出，是的话设定NF1输出x2(n)=y1(n)，否则的话设定NF1输入x2(n)=x1(n)，然后判断是否有更多样例，有的话重新进入初始化后的取得样例步骤，没有更多样例的话终止。输出逻辑选择器已在前面作了介绍。
图5示出了ANF2的工作流程示意，如图所示，首先初始化ANF2，取一个样例x2(n)，更新RMS_2a，启动NF2以得到y2(n)（通过使用α2(n)），更新RMS_2b，通过ANF2的自适应单元来得到更新的α2(n+1)，以便给下一个样例用。输出逻辑选择器判断是否选择NF2的输出，是的话设定NF2输出为y2(n)，否的话设定NF2的输出为x2(n)（NF2旁通），这些步骤将重复运用，直到信号样例被全部用完。
图6示出了ANF1的EU1的工作流程示意图，如图所示，估计未知频率参数并更新ANF1，如双ANF模式被选用，NF2a将被用来产生z12(n)），使得z1f(n)=z12(n)，y1f(n)=y2(n)，否的话使得z1f(n)=z1(n-1)，y1f(n)=y1(n)，接着NF1频率参数估计根据，α1(n+1)=α1(n)+μ1z1f(n)y1f(n)/|z1f(n)|2，进行更新。这些步骤将重复运用，直到信号样例被全部用完。
图7示出了ANF2的EU2的工作流程示意图，如图所示，估计未知频率参数并更新ANF2（y2(n)，z2(n)），NF2频率参数估计根据，α2(n+1)=α2(n)+μ2z2(n)y1f(n)/|z2(n)|2，进行更新NF2（α2(n+1)）。如果启动双ANF模式，则需要用α2(n+1)来更新NF2a。这些步骤将重复运用，直到信号样例被全部用完。
图8为本发明一个具体实施例的演示图，由图所示，横坐标表示样例信号的样例序号（时间轴），纵坐标表示信号幅度（幅度轴），OFDM的信噪比（SNR）为15dB，OFDM的频率范围为223kHz至278kHz，正常信号中掺杂的双音窄波干扰信号（NBI）：一个频率为240kHz，信号干扰比（SIR）为-15dB，另一个频率为260kHz，信号干扰比（SIR）为-10dB。在上图(a)中，ANF输入信号中包含有双音干扰信号，背景噪音和OFDM信号，这是自适应双频陷波滤波器的输入信号。在图(b)中，ANF输出显示双音NBI已被全部清除干净，并且OFDM信号得以恢复。从这个实例来看，本发明所提出的自适应双频陷波滤波器具有全自适应能力，收敛速度快，窄带干扰抵消性能好等优点，可以非常有效地应用于电力载波的OFDM***中。
本发明是基于简化格型（lattice）自适应陷波器（Adaptive Notch filter–ANF），具有频率跟踪收敛速度快、算法简单等优点，从而降低硬件要求和计算复杂性，特别适合于硬件实现。在基于新颖的单频陷波装置的架构上，本发明扩展到自适应双频陷波设备，并具有灵活的硬件结构以达到不同的功能组合：自适应地去掉一到两个单频窄带干扰信号，窄带干扰频率估值偏差小，陷波效果好。
内置判决算法可根据窄带干扰信号的强度来决定是否要启动陷波功能；判决算法是根据窄带干扰信号与输入信号能量之比来决定的，陷波功能的自动使能和释放具有迟滞控制，以避免出现频繁状态切换现象。
若单频窄带干扰信号的频率已经由其他办法获知（如：FFT），本发明的结构可用来滤除最多三个固定频点的单频窄带干扰信号；或用来滤除两个固定频点的单频窄带干扰信号，加上一个自适应ANF去滤除单个未知频率的单频窄带干扰信号。尽管本发明主要关注于窄带PLC，但也同样适用于宽带PLC。
以上对本发明的具体实施例进行了详细描述，但本发明并不限制于以上描述的具体实施例，其只是作为范例。对于本领域技术人员而言，任何等同修改和替代也都在本发明的范畴之中。因此，在不脱离本发明的精神和范围下所作出的均等变换和修改，都应涵盖在本发明的范围内。
Claims (19)
1.一种自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，包括：
一自适应单频陷波滤波器，用于从一输入信号中滤除一单频干扰信号或一单频窄带干扰信号以恢复原有的信号，同时产生一干扰信号的估计以用于自适应梯度信号和干扰信号能量计算；
一单频干扰信号频率估计和更新单元，用于估计所述干扰信号的未知频率参数和跟踪微小频率变化；
一输入信号和干扰信号能量估计单元，用于计算和监测所述干扰信号和所述输入信号相对能量比；以及，
一自适应单频陷波滤波器输出选择装置，用于判断所述干扰信号的相对强度并选择所述自适应单频陷波滤波器是用经过陷波后的信号还是用所述输入信号作为输出，同时也作为判断所述自适应单频陷波滤波器收敛与否的条件之一；
所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置包括：
一干扰信号对输入信号相对强度的计算单元，用于计算所述干扰信号对所述输入信号的能量之比并作相应的平均处理；
一预先确定的嵌合阈值，用于判断是用陷波后信号还是用其输入作为输出，或用来判断所述自适应单频陷波滤波器是否已经收敛；以及，
一预先确定的释放阈值，在所述自适应单频陷波滤波器收敛后，用于判断所述自适应单频陷波滤波器是否需要释放，或判断所述自适应单频陷波滤波器是否已经发散。
2.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述自适应单频陷波滤波器采用格型IIR滤波器结构来实现。
3.根据权利要求2所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述自适应单频陷波滤波器包括相互形成一对互补滤波器的单频陷波滤波器和单频带通滤波器；
定义所述自适应单频陷波滤波器的输入信号为x(n)，输出信号为y(n)，预估一窄带干扰信号z(n)，则：
信号x(n)到y(n)的传输函数N(z)为所述单频陷波滤波器，N(z)满足：
<mrow>
<mi>N</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>z</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>&beta;</mi>
</mrow>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>&lsqb;</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msup>
<mi>az</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msup>
<mo>+</mo>
<msup>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>2</mn>
</mrow>
</msup>
</mrow>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>a</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>&beta;</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<msup>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msup>
<mo>+</mo>
<msup>
<mi>&beta;z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>2</mn>
</mrow>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>&rsqb;</mo>
</mrow>
信号x(n)到z(n)的传输函数B(z)为所述单频带通滤波器，B(z)满足：
<mrow>
<mi>B</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>z</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<mi>&beta;</mi>
</mrow>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>&lsqb;</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<msup>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>2</mn>
</mrow>
</msup>
</mrow>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>a</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>&beta;</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<msup>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msup>
<mo>+</mo>
<msup>
<mi>&beta;z</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mn>2</mn>
</mrow>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
<mo>&rsqb;</mo>
</mrow>
设所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器的调谐频率为ω0，3dB衰减带宽为Ω，则：
a＝-cos(ω0)；
<mrow>
<mi>&beta;</mi>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>-</mo>
<mi>t</mi>
<mi>a</mi>
<mi>n</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>&Omega;</mi>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
<mrow>
<mn>1</mn>
<mo>+</mo>
<mi>t</mi>
<mi>a</mi>
<mi>n</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mfrac>
<mi>&Omega;</mi>
<mn>2</mn>
</mfrac>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
</mfrac>
<mo>.</mo>
</mrow>
4.根据权利要求3所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述单频干扰信号频率估计和更新单元根据所述单频带通滤波器B(z)的输出z(n)来形成一自适应梯度函数；
设所述自适应单频陷波滤波器的学习步长为μ，陷波频率参数α(n)为待检的所述干扰信号的频率，所述干扰信号的频率根据一随机梯度程序来估算和跟踪，所述随机梯度的计算如下式的归一化最小均方根误差计算方式所示：
<mrow>
<mi>a</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>=</mo>
<mi>a</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mo>+</mo>
<mi>&mu;</mi>
<mfrac>
<mrow>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mi>y</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
</mrow>
<mrow>
<mo>|</mo>
<mi>z</mi>
<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>n</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<msup>
<mo>|</mo>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
</mrow>
其中，n是自然数，代表时间序列。
5.根据权利要求4所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述陷波频率参数α(n)的取值在自适应更新过程中被限制在一允许的取值范围，以保证所述自适应单频陷波滤波器的稳定性。
6.根据权利要求4所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，在计算所述自适应单频陷波滤波器的学习步长μ时，采用随机梯度算法实现，所述随机梯度算法包括普通LMS算法。
7.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述输入信号和干扰信号能量估计单元用功率均方根算法。
8.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，所述输入信号和干扰信号能量估计单元用功率平均算法。
9.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，在所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置中：
如果所述干扰信号对所述输入信号的能量之比大于所述嵌合阈值，所述自适应单频陷波滤波器进入嵌合状态，并且选择所述自适应单频陷波滤波器的输出作为输出；
如果所述自适应单频陷波滤波器已经处在嵌合状态，而且所述干扰信号对所述输入信号的能量之比低于所述释放阈值，所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置将重置相应的所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器，并且选择所述自适应单频窄带干扰陷波滤波器的输入信号作为输出信号；
如果所述干扰信号对所述输入信号的能量之比大于或等于所述释放阈值，则所述自适应单频陷波滤波器继续处于嵌合状态。
10.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，在所述自适应单频陷波滤波器输出选择装置中，所述嵌合阈值必须大于所述释放阈值，以避免所述自适应单频陷波滤波器在嵌合状态和释放状态之间摆动。
11.根据权利要求1所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置，其特征在于，可用在从3kHz到500kHz的电力载波通信频段，以及OFDM解调***的前置信号处理装置中。
12.一种自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，包括：
两个相互级联的如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置；以及，
一个辅助陷波滤波器，用于过滤第一节自适应单频陷波滤波器的梯度信号。
13.根据权利要求12所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，两个如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置可单独开启或关闭。
14.根据权利要求12所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，两个如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置如果同时开启，并选用自适应双频组合优化算法，则第一节自适应陷波滤波器的梯度信号需经过一个辅助陷波滤波器过滤之后，加上第二节自适应陷波滤波器的输出，才能用来更新第一节自适应陷波滤波器的频率参数，而第二节自适应陷波滤波器根据权利要求1所述工作。
15.根据权利要求14所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，所述辅助陷波滤波器的参数采用与所述第二节自适应陷波滤波器完全相同的滤波器参数。
16.根据权利要求12所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，两个如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置如果同时开启，但选用独立优化算法，则第一节自适应陷波滤波器和与之相级联的第二节自适应陷波滤波器独立地更新其参数。
17.根据权利要求16所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，所述辅助陷波滤波器可关闭或作为非自适应陷波滤波器来用。
18.根据权利要求12所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，两个如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的嵌合阈值和释放阈值可独立配置，或采用相同数值。
19.根据权利要求12所述自适应双频窄带干扰陷波滤波器设备，其特征在于，两个如权利要求1至11中任意一项所述自适应单频窄带干扰陷波滤波装置中的学习步长为μ可独立配置，或采用相同数值。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310173067.0A CN104144138B (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | 自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310173067.0A CN104144138B (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | 自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104144138A CN104144138A (zh) | 2014-11-12 |
| CN104144138B true CN104144138B (zh) | 2018-01-26 |
Family
ID=51853206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201310173067.0A Active CN104144138B (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | 自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104144138B (zh) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106533999B (zh) * | 2015-09-15 | 2019-07-09 | 中国科学院声学研究所 | 一种复数窄带干扰信号的频率估计及抑制装置及其方法 |
| US10164684B2 (en) | 2016-09-09 | 2018-12-25 | Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited | Interference detection and mitigation in power line communication |
| CN110095791B (zh) * | 2019-05-28 | 2021-04-02 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种多载波fsk调制信号解调方法 |
| CN111262754B (zh) * | 2020-01-16 | 2021-11-02 | 磐基技术有限公司 | 一种基于畸变功率去除的窄带干扰检测方法及其通信装置 |
| CN112216296B (zh) * | 2020-09-25 | 2023-09-22 | 脸萌有限公司 | 音频对抗扰动的测试方法、设备及存储介质 |
| CN112272034B (zh) * | 2020-10-22 | 2022-04-22 | 成都星象科技有限公司 | 一种用于短波全频段接收的可变频窄带干扰抑制方法 |
| CN112669805B (zh) * | 2020-12-14 | 2022-07-01 | 重庆邮电大学 | 一种基于方程误差算法的燃气站内压缩机有源噪声控制*** |
| CN114697181B (zh) * | 2020-12-30 | 2023-12-01 | 钜泉光电科技(上海)股份有限公司 | 复数自适应窄带干扰陷波滤波器及其*** |
| CN117674770B (zh) * | 2023-12-04 | 2024-05-10 | 合肥睿普康集成电路有限公司 | 一种陷波器自适应设计方法 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5226057A (en) * | 1991-03-20 | 1993-07-06 | Rockwell International Corporation | Receiver and adaptive digital notch filter |
| US6426983B1 (en) * | 1998-09-14 | 2002-07-30 | Terayon Communication Systems, Inc. | Method and apparatus of using a bank of filters for excision of narrow band interference signal from CDMA signal |
| CN102404271A (zh) * | 2011-11-23 | 2012-04-04 | 广东盛路通信科技股份有限公司 | 一种ofdm接收机的窄带干扰抑制装置及方法 |
| CN102710284A (zh) * | 2012-06-13 | 2012-10-03 | 江苏物联网研究发展中心 | 二维自适应滤波窄带干扰抑制装置 |
| CN102811190A (zh) * | 2011-05-31 | 2012-12-05 | 上海明波通信技术股份有限公司 | Ofdm通信***中单频干扰的抑制方法 |
-
2013
- 2013-05-10 CN CN201310173067.0A patent/CN104144138B/zh active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5226057A (en) * | 1991-03-20 | 1993-07-06 | Rockwell International Corporation | Receiver and adaptive digital notch filter |
| US6426983B1 (en) * | 1998-09-14 | 2002-07-30 | Terayon Communication Systems, Inc. | Method and apparatus of using a bank of filters for excision of narrow band interference signal from CDMA signal |
| CN102811190A (zh) * | 2011-05-31 | 2012-12-05 | 上海明波通信技术股份有限公司 | Ofdm通信***中单频干扰的抑制方法 |
| CN102404271A (zh) * | 2011-11-23 | 2012-04-04 | 广东盛路通信科技股份有限公司 | 一种ofdm接收机的窄带干扰抑制装置及方法 |
| CN102710284A (zh) * | 2012-06-13 | 2012-10-03 | 江苏物联网研究发展中心 | 二维自适应滤波窄带干扰抑制装置 |
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| Adaptive optimization of notch bandwidth of an IIR filter used to suppress narrow-band interference;A.Mvuma;《IEEE International Symposium On Circuits and Systems, 2002. ISCAS 2002》;20020807;全文 * |
| Narrow-band interference rejection in DS CDMA communications using an adaptive IIR notch filter;A.Mvuma;《The 2002 45th Midwest Symposium On Circuits and Systems, 2002. MWSCAS-2002》;20030320;摘要，第1-3部分 * |
| 基于自适应IIR陷波滤波器的窄带干扰抑制技术;张平华;《现代雷达（2006）》;20061031(第10期);全文 * |
| 直扩***中IIR格型滤波器抑制窄带干扰新方法与性能分析;龚文飞;《电子与信息学报（2010）》;20101031(第10期);全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104144138A (zh) | 2014-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN104144138B (zh) | 自适应单频窄带干扰陷波滤波装置及双频滤波设备 | |
| US8509365B2 (en) | Blind adaptive filter for narrowband interference cancellation | |
| US10050672B2 (en) | Method for processing an analog signal coming from a transmission channel, in particular a signal carried by power line communications | |
| Wang et al. | Parameterized cancellation of partial-band partial-block-duration interference for underwater acoustic OFDM | |
| US9118469B2 (en) | Reducing electromagnetic interference in a received signal | |
| CN103532901B (zh) | 一种用于电力线载波通信的定时同步方法及*** | |
| AU2016200818A1 (en) | Dsl noise cancellation | |
| CN104821832B (zh) | 多发送器-接收器***中的发送器噪声抵消 | |
| US10090870B1 (en) | Signal detection and power measurement with multi-band filter to mitigate narrowband interference | |
| CN102098258B (zh) | 一种去除窄带干扰的方法和自适应滤波器 | |
| WO2011153727A1 (zh) | 消除窄带干扰的盲自适应滤波方法、装置及宽带传输*** | |
| KR20160039679A (ko) | 디매핑 에러들의 검출 | |
| CN108649999A (zh) | Ofdm电力线通信***窄带干扰的检测装置和检测方法 | |
| GB2548293A (en) | Noise variance estimation and interference detection | |
| WO2013172729A1 (en) | Receiver with doppler tolerant equalization | |
| US20030231725A1 (en) | Methods and apparatus for spectral filtering channel estimates | |
| WO2018155252A1 (ja) | 無線通信システム | |
| WO2012055344A1 (zh) | 估计窄带干扰的方法、装置及接收设备 | |
| JP2021525013A (ja) | アクティブ干渉除去装置、信号絶縁制御装置、および干渉をアクティブ的に除去する方法 | |
| US11342946B1 (en) | Neural network kernels for signal processing in lieu of digital signal processing in radio receivers | |
| CN110784428B (zh) | 水声通信网络中基于morl-FFT的自适应多普勒补偿方法 | |
| JP2012522439A (ja) | 電子等化と電子偏波解消方法、受信側設備及び通信システム | |
| JP2001024619A (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信機 | |
| CN104954304A (zh) | 一种迭代干扰抑制方法及装置 | |
| CN109245839B (zh) | 一种检测窄带干扰的方法及其通信芯片、通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |