CN102725960A - 用于相位和振荡器频率估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于估计具有同相分量和正交分量的相位调制信号的相位的方法(100)，所述方法包括：确定(101)所述相位调制信号的所述同相分量；确定(103)所述相位调制信号的正交分量；确定(105)所述同相分量和所述正交分量的绝对值的差以获得差分量；确定(107)所述同相分量的正负号以获得同相正负号；确定(109)所述正交分量的正负号以获得正交正负号；以及基于所述同相正负号和所述正交正负号来调整(111)所述差分量的正负号以获得相位估计。

Description

用于相位和振荡器频率估计的方法

技术领域

本发明涉及一种用于估计相位调制信号的相位的方法，一种用于估计相位调制信号的本地振荡器频率偏移信号的方法，和一种用于处理所接收的相位调制信号的接收器，所述接收器具有相位估计器和振荡器频率估计器。

背景技术

在相干光传输***中，本地振荡器频率和相位偏移给***带来严重损耗。Intradyne，即相位差相干接收器需要对数据序列与本地振荡器之间的载波相位偏移和载波频率偏移进行数字估计和补偿。

通常，对LOFO(本地振荡器频率偏移)的估计是在载波恢复阶段中通过差分Viterbi&Viterbi(V&V)算法做，其中使用平均滤波器、M次方计算、角度计算和相位斜度检测来估计载波相位增量。类似地，可通过V&V算法使用不同参数求平均值来估计载波相位。

如果LOFO接近零，则载波相位恢复得到大幅改善，其需要先前的LOFO估计阶段和对光前端中的本地振荡器(LO)的控制或数字LOFO补偿。如果LOFO未得到补偿，则可能出现严重的性能损耗，如图17中所描绘，图17说明由于本地振荡器频率偏移而引起的40G DQPSK传输的损耗。所述图是在各种软差分(SD)方案下的来自40G DQPSK模拟***的本地振荡器频率偏移(LOFO)的误码率(BER)损耗。应注意，在此情况下，不需要相位恢复。对于500MHz LOFO的实例且还对于未在此图中描绘的LOFO的其它示范性值，所有性能与参考曲线1705相比有所损耗，参考曲线1705是在没有LOFO的情况下的硬差分解码以供参考。这证明使用差分解调而非专用的载波相位恢复的任何方案均遭受较大LOFO的影响，所述LOFO应在此阶段之前进行补偿。现列出以下方案：标准软差分(SD)解调1701、MSPE(多符号相位估计)1702、非冗余误差检测(NEC)1703和改善的NEC(INEC)1704。

因此，全数字相干接收器需要本地振荡器频率偏移补偿。其后，一些***甚至可能需要载波相位偏移补偿。在这两种情况下，都需要载波相位估计。在第一种情况下，仅需要估计相位(＝频率)的增量，在第二种情况下，需要估计相位自身。均衡之后的所接收的信号可通过将映射到星座点的随机数据模式叠加到由相位失真削弱的基本传输脉冲来描述。为估计相位失真，应移除由π/2的整数倍组成的调制。此可根据V&V算法由M次方运算来执行。然而，V&V算法在4次方运算的情况下实施起来较复杂，即有两个复数乘法：通过使用若干加法进行的平均和通过使用查找表进行的角度计算。

发明内容

本发明的目的是提供低复杂性载波相位估计以及低复杂性本地振荡器频率偏移估计的概念。

此目的由独立权利要求项的特征实现。从附属权利要求项、描述和图式中容易明白其它实施方式。

本发明是基于以下发现：对于从调制信号计算相位参考，不需要乘法，仅需要逻辑加法和实数加法的计算有效实施方案是可行的，所带来的性能损耗微乎其微。进一步的发现是，表现为相位斜度的通过梯度检测方法进行的对本地振荡器频率偏移的估计对于失真和噪声非常敏感，其中频域中的估计相对于失真和噪声要稳健得多。而且，典型的2π相位矛盾性需要在检测相位斜度梯度之前解开，这在存在失真和噪声的情况下容易出错。

为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：

PDM：偏振复用

(D)QPSK：(差分)四相相移键控，(差分)

         正交相移键控

CD：色散

PMD：偏振模色散

PLL：锁相环

FD：频域

TD：时域

FFT：快速傅里叶变换

IFFT：反向快速傅里叶变换

DFT：离散傅里叶变换

DSP：数字信号处理

ADC：模/数转换器

FIR：有限脉冲响应

LO：本地振荡器

FO：频率偏移

TR：时钟恢复

PMD：偏振模色散

sps：每符号采样

FFW：前馈

FB：反馈

SOP：偏振状态

PDL：偏振相关损耗

DGD：差分群延时

FEC：前向纠错

BER：误码率

CPE：载波相位估计

I：同相

Q：正交

MIMO：多入多出

OSNR：光信噪比

WDM：波分复用

DWDM：密集波分复用

SD：软差分

HD：硬差分

NEC：非冗余纠错

V&V：Viterbi&Viterbi

MSPE：多符号相位估计

INEC：改善的非冗余纠错

POLMUX-QPSK：偏振复用的正交相移键控

根据第一方面，本发明涉及一种用于估计具有同相分量和正交分量的相位调制信号的相位的方法，所述方法包括：确定所述相位调制信号的同相分量；确定所述相位调制信号的正交分量；确定所述同相分量和所述正交分量的绝对值的差以获得差分量；确定所述同相分量的正负号以获得同相正负号；确定所述正交分量的正负号以获得正交正负号；以及基于所述同相正负号和所述正交正负号来调整所述差分量的正负号以获得相位估计。

在没有M次方计算的情况下且在没有角度计算的情况下从信号计算对应于相位估计的相位参考是可行的。因此，不需要乘法运算，仅必须执行逻辑加法和实数加法。所述确定所述差分量仅需要实数加法，且所述基于同相正负号和正交正负号来调整差分量的正负号仅需要逻辑加法。

在根据第一方面的方法的第一可能的实施方式中，所述方法进一步包括：对所述相位估计求平均以用于确定所述相位的平均值。

通过对所述相位估计求平均，所述相位的平均值具有比未经平均的相位估计高的精度。

在在根据上述第一方面或根据第一方面的第一种实施方式的方法的第二可能的实施方式中，所述调整正负号包括用呈现同相正负号与正交正负号的正负号乘法的正负号来对差分量进行加权。

对差分量的加权的计算效率很高，因为正负号乘法可根据模2运算由逻辑加法执行。

在根据上述第一方面或根据第一方面的前述实施方式中的任一者的方法的第三可能的实施方式中，差分量的正负号是由同相正负号和正交正负号的模2加法确定。

所述模2加法可容易通过EXOR门在硬件中实施。EXOR门是在实施于芯片上时在计算方面和裸片大小方面有效的标准电路。

在根据上述第一方面或根据第一方面的前述实施方式中的任一者的方法的第四可能的实施方式中，所述估计相位仅包括逻辑加法和实数加法运算。

当仅使用逻辑加法和实数加法运算时，与需要M次方和角度计算，即表查找，的标准解决方案相比，计算复杂性在很大程度上降低。

在根据上述第一方面或根据第一方面的前述实施方式中的任一者的方法的第五可能的实施方式中，所述方法进一步包括：通过使用相位估计来补偿相位调制信号与本地振荡器信号之间的载波相位偏移。

在相干光传输***中，本地振荡器频率和相位偏移给***带来严重损耗。Intradyne，即相位差相干接收器需要数据序列与本地振荡器之间的载波相位偏移和载波频率偏移的数字估计和补偿。通过使用根据所述方法的第五可能的实施方式的相位估计，相干光传输中的损耗可得到显著降低。

在根据上述第一方面或根据第一方面的前述实施方式中的任一者的方法的第六可能的实施方式中，所述相位是载波相位。

根据第六实施方式的载波相位估计可应用于光接收器的载波恢复阶段中，且因此通过噪声和失真稳健的计算有效算法来取代计算复数V&V算法。

根据第二方面，本发明涉及一种用于估计相位调制信号的本地振荡器频率偏移(LOFO)信号的方法，所述方法包括：根据上述第一方面或根据第一方面的实施方式中的任一者来确定相位调制信号的相位估计；将所述相位估计变换到频域中以获得经变换的相位估计；相对于时间对所述相位估计进行微分以获得微分相位估计；确定经变换的相位估计的最大值以获得本地振荡器频率偏移信号的绝对值；确定微分相位估计的平均值以获得经平均的微分相位估计；以及确定经平均的微分相位估计的正负号以获得本地振荡器频率偏移信号的正负号。

LOFO表现为相位斜度。相位斜度的梯度是指所估计的LOFO。归因于典型的2π相位矛盾性，将相位斜度表示为锯齿函数，其中一旦相位超过+/-pi的范围，便出现不连续的2π相位跳跃。在可检测相位斜度的梯度之前，需要解开这些不连续性，这在存在失真和噪声的情况下容易出错。因此，梯度检测对于失真和噪声来说不够稳健。然而，转移相位参考，即进入频域中的相位估计对于失真和噪声来说是充分稳健的。涉及一阶谐波的功率谱的最大时钟音调指示所估计的LOFO的绝对值。频率变换计算充当平均滤波器，较大的频率变换大小提供了对失真的更好的稳健性。可简单地通过微分相位参考来获得LOFO的正负号，所述微分相位参考对应于微分相位估计。

在根据第二方面的方法的第一可能的实施方式中，所获得的本地振荡器频率偏移信号是本地振荡器频率偏移信号的绝对值、本地振荡器频率偏移信号的正负号与频率变换的频率分辨率Δf的乘积。

LOFO信号可通过正负号乘法而获得。当频率变换的频率分辨率Δf是已知参数时，可将LOFO信号输出为其绝对值与其由频率分辨率Δf确定的标度上的正负号的正负号乘积。由频率分辨率Δf进行的实际乘法不是必要的，进而节省了计算复杂性。

在根据上述第二方面或根据第二方面的第一种实施方式的方法的第二可能的实施方式中，所述变换包括快速傅里叶变换(FFT)。

FFT是标准算法。有大量硬件和软件形式的实施方案可用于LOFO估计的应用。FFT的计算效率很高。由于下边带的对称性质，只要计算FFT的上边带即可。FFT计算充当平均滤波器，较大的FFT大小提供了对失真的更好的稳健性。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第三可能的实施方式中，所述差分包括：将所述相位估计延迟预定时延以获得经延迟的相位估计；以及确定相位估计与经延迟的相位估计的差。

延迟了时延T需要一个大小的存储器以用于存储相位估计的经时延的值。所述差可通过算术加法来计算。与相位估计与其经延迟的共轭复数形式的乘法和需要复杂的乘法和表查找运算的后续的角度计算相比，这种做法比较简单。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第四可能的实施方式中，所述方法包括：将频率分辨率Δf确定为数字调制的复数值数据信号的波特率与用于将相位估计变换到频域中的变换的大小N的四倍的商。

当LOFO仅缓慢地改变时，不需要连续的估计且可对某些块执行计算。归因于LOFO的缓慢改变，频域LOFO的分辨率可取决于频率变换的大小N和波特率。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第五可能的实施方式中，所述方法包括：将相位估计存储在存储器中，所述存储器的大小等于或大于用于将相位估计变换到频域中的变换的大小N。

深度为N的存储器，尤其是FIFO(先入先出)存储器，可存储N个相位估计值。其可用于形成相位估计的平均值并用于频率变换所需的相位估计的值。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第六可能的实施方式中，所述方法进一步包括：通过使用本地振荡器频率偏移信号来补偿相位调制信号与本地振荡器信号之间的载波频率偏移。

全数字相干接收器需要本地振荡器频率偏移补偿。因此，根据第六实施方式的方法可实施于任何数字相干接收器中，且降低了接收器的复杂性。

所述方法还可用也需要先前的LOFO补偿的非冗余纠错(NEC)通过软差分(SD)解码应用于解调中。当应用于所述解调时，解调器的复杂性得以降低。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第七可能的实施方式中，所述相位调制信号为BPSK或QPSK信号，尤其是光BPSK或光QPSK信号。

所述方法适用于使用BPSK或QPSK的任何调制方案，尤其针对光BPSK和QPSK信号。BPSK和QPSK信号中的每一者可使用单一偏振传输或使用POLMUX传输进行传输。所述计算是快速、稳健和准确的。

所述方法尤其适用于使用100-Gb/s偏振-复用的正交相移键控(POLMUX-QPSK)调制的长程传输，100-Gb/s偏振-复用的正交相移键控(POLMUX-QPSK)调制有可能成为用于长程光传输***的下一标准。POLMUX-QPSK调制还常被称作CP-QPSK、PDM-QPSK、2P-QPSK或DP-QPSK。

POLMUX-QPSK传输器由两个正交(例如，QPSK)调制器和偏振分束器(PBS)组成以对正交偏振上的两个输出进行复用。在接收器侧，如下文关于图4所描述，使用第二PBS将所接收的光信号任意地，但正交和偏振地分离为两个支流。两个支流随后与本地振荡器的输出一起混合于90°混合结构中。90°混合体的输出(两个偏振的同相和正交分量)随后用4个光电二极管(平衡的或单端的)检测且使用高速模/数转换器(ADC)转换到数字域中。

当POLMUX-QPSK每符号调制4个位时，约28Gbaud的低符号速率足以获得111-Gb/s的线速率。当减去约7％的前向纠错(FEC)开销和约4％的以太网开销时，此线速率转变为100-Gb/s的净数据速率。符号速率较低，能改善对线性传输损伤的容忍度，这又使得对电均衡的要求不那么苛刻，而且可使用较低频率的电组件并使用如本文中所描述的低复杂性方法。

在根据上述第二方面或根据第二方面的前述实施方式中的任一者的方法的第八可能的实施方式中，所述方法进一步包括：通过接收前端接收相位调制信号；以及使用本地振荡器频率偏移信号来控制所述接收前端。

当使用LOFO信号来控制接收前端时，可调整本地振荡器以用于补偿频率偏移，进而改善接收前端的精度。

根据第三方面，本发明涉及一种用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器，所述接收器包括：相位估计器，其经配置以根据上述第一方面的方法或根据第一方面的实施方式中的任一者的方法来估计相位调制信号的相位；以及振荡器频率估计器，其经配置以根据上述第二方面的方法或根据第二方面的实施方式中的任一者的方法来估计本地振荡器频率偏移信号。

相干接收器可为基于相干检测方案的光相干接收器，其不仅检测光信号的振幅，还检测相位和偏振。由于光相干检测的检测能力和谱效率都有所提高，所以可在相同的光带宽内传输更多的数据。另外，因为相干检测允许检测且因此测量和处理光信号的相位和偏振，所以在将所接收的光信号转换到电子域中时，可用电子方式减轻先前对准确的数据接收造成阻碍的传输损伤。

根据第四方面，本发明涉及一种计算机程序，所述计算机程序具有在计算机上运行时用于执行上述第一方面或根据第一方面的任一种实施方式或上述第二方面或根据第二方面的任一种实施方式中的一者的一种方法的程序代码。

本文中所描述的方法可在数字信号处理器(DSP)中、在微控制器中或在任何其它副处理器中实施为软件，或在专用集成电路(ASIC)内实施为硬件电路。

本发明可用数字电子电路或用计算机硬件、固件、软件或用其组合来实施。

附图说明

将相对于下图来描述本发明的其它实施例，在图中：

图1是根据一种实施方式的用于估计相位调制信号的相位的方法的示意图；

图2是根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法的示意图；

图3是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的方框图；

图4是根据一种实施方式的包括用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的光传输***的方框图；

图5是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的方框图；

图6是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的方框图；

图7是说明在使用根据一种实施方式的用于估计相位的方法时同相和正交分量的绝对值的示意图；

图8是说明在使用根据一种实施方式的用于估计相位的方法时差分量的示意图；

图9是说明在使用根据一种实施方式的用于估计相位的方法时同相和正交正负号的示意图；

图10是说明在使用根据一种实施方式的用于估计相位的方法时所估计相位的示意图；

图11是说明QPSK调制和相应相位参考的星座图的示意图；

图12是说明正(上图)和负(下图)本地振荡器频率偏移的相位参考的示意图；

图13是说明恒定的本地振荡器频率偏移的相位参考(上图)和用于检测LOFO的正负号的相应微分相位参考(下图)的示意图；

图14是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时模拟结果的示意图；

图15是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时估计误差的直方图；以及

图16是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时误码率对OSNR的性能图。

图17是归因于本地振荡器频率偏移的40G DQPSK传输的损耗。

具体实施方式

图1是根据一种实施方式的用于估计相位调制信号的相位的方法的示意图。

方法100用于估计具有同相分量I和正交分量Q的相位调制信号Z(k)的相位。方法100包括：确定101相位调制信号Z(k)的同相分量I；确定103相位调制信号Z(k)的正交分量Q；确定105同相分量I和正交分量Q的绝对值的差以获得差分量(|I|-|Q|)；确定107同相分量I的正负号以获得同相正负号sgn(I)；确定109正交分量Q的正负号以获得正交正负号sgn(Q)；以及基于同相正负号sgn(I)和正交正负号sgn(Q)来调整111差分量(|I|-|Q|)的正负号以获得相位估计

各步骤的序列可呈不同次序，具体来说，确定同相分量101和确定正交分量103可互换，且确定差分量105、确定同相正负号107和确定正交正负号109可任意互换。

可由确定105正交分量Q和同相分量I的绝对值的差以获得差分量(|Q|-|I|)来取代确定105同相分量I和正交分量Q的绝对值的差以获得差分量(|I|-|Q|)。

图2是根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法的示意图。

方法200用于估计相位调制信号Z(k)的本地振荡器频率偏移信号。方法200包括：根据如关于图1所描述的用于估计相位调制信号的相位的方法100来确定201相位调制信号Z(k)的相位估计将相位估计变换203到频域中以获得经变换的相位估计相对于时间对所述相位估计

进行微分205以获得微分相位估计

确定207经变换的相位估计

的最大值以获得本地振荡器频率偏移信号的绝对值；确定209微分相位估计的平均值以获得经平均的微分相位估计

以及确定211经平均的微分相位估计的正负号以获得本地振荡器频率偏移信号的正负号。

各步骤的序列可呈不同次序，具体来说，变换相位估计203与对相位估计进行差分205可互换，且确定最大值207与对相位估计205进行差分可互换。

图3是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号Z(k)的相干接收器的方框图。

相干接收器300包括相位估计器301和振荡器频率估计器303。相位估计器301耦合到振荡器频率估计器303以使得振荡器频率估计器303接收由相位估计器301估计的相位估计

相位估计器301根据关于图1所描述的方法来估计相位调制信号Z(k)的相位，且将相位估计

提供给振荡器频率估计器303。振荡器频率估计器303根据关于图2所描述的方法来估计本地振荡器频率偏移信号。

图4是根据一种实施方式的包括用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的光传输***的方框图。

光传输***402包括用于提供光信号450的光发送器401、用于传输光信号450的光通道409，和用于接收所接收的光信号452的相干接收器400，所接收的光信号452对应于经由光通道409传输且受光通道409影响的光信号450。

光发送器401包括用于向光载波信号提供中心频率fT和给定的激光线宽的激光二极管403。光发送器401进一步包括用于用用户数据信号调制光载波信号以提供经调制的光数据信号的QPSK调制器405。光发送器401进一步包括用于用其它经调制的光数据信号复用所述经调制的光数据信号以提供经复用的光数据信号的复用器。可根据波分复用(WDM)算法对经复用的光信号进行复用。经复用的光信号对应于待传输的光信号450。

光通道409包括多个放大阶段和光纤以用于传输光信号450。光通道409的输出耦合到相干接收器400的输入，以使得相干接收器400在其输入处接收所接收的光信号452，所接收的光信号452对应于经由光通道409传输的光信号450。

相干接收器400包括解复用器423、偏振分束器(PBS)425、两个6端口90度光混合体427、429、两组平衡检测器433、两组跨导放大器(TIA)435、四个模/数转换器(ADC)437，和数字信号处理器(DSP)439。

解复用器423耦合到相干接收器400的输入端口且在其输入处接收所接收的光信号452。解复用器423将所接收的光信号452解复用为跟随相干接收器400中的多个接收路径的多个经解复用的光信号。图4仅描绘所述多个接收路径中的一个。下文说明这些接收路径中的一个。跟随一个接收路径的经解复用的光信号被提供给偏振分束器425，偏振分束器425将所述信号分离为其X偏振的信号分量和其Y偏振的信号分量。X偏振的信号分量被提供给第一6端口90度光混合体427的第一输入，即信号输入，且Y偏振的信号分量被提供给第二6端口90度光混合体429的第一输入，即信号输入。第一6端口90度光混合体427的第二输入，即LO输入，从提供具有中心频率fB的本地振荡器信号的激光二极管431接收本地振荡器信号。相同的本地振荡器信号被提供给所述6端口90度光混合体429的第二输入，即LO输入。

90°光混合体427、429包括用于信号和LO的两个输入和混合信号和LO的四个输出。90°光混合体427、429递送信号的振幅和相位，线性地放大信号，且适合于零差和外差检测。

六端口90°光混合体427、429包括以特定方式互连的线性分割器和组合器，以便获得待检测的参考信号(LO)与所述信号的四个不同向量加法。由平衡接收器433检测四个输出信号的电平。通过应用合适的基带信号处理算法，可确定未知信号的振幅和相位。对于光相干检测，六端口90°光混合体427、429中的每一者在复合场空间中将传入信号和与参考信号相关联的四个正交状态进行混合。光混合体427、429中的每一者随后将四个光信号递送到两对平衡检测器433，平衡检测器433检测相应的光信号并将对应的电信号提供给后续组的跨导放大器435，每一对平衡检测器433一个跨导放大器。一组A/D转换器437对由跨导放大器435放大的电信号进行模/数转换，随后作为数字信号454提供给数字信号处理439。数字信号处理可实施为数字信号处理器(DSP)上或微控制器上的软件，或实施为专用集成电路(ASIC)内的硬件电路。另外，为了限制与芯片间通信相关联的功率消耗，ADC 437和数字信号处理439可都优选集成于单个芯片上。

数字信号处理439应用如关于图1和图2所描述的方法中的一者。用于数字信号处理439的硬件可如关于图3所描述而结构化。

光***402是基于相干检测方案，其不仅检测光信号的振幅，还检测相位和偏振。由于光相干检测***402的检测能力和谱效率都有所提高，所以可在相同的光带宽内传输更多的数据。另外，因为相干检测允许检测且因此测量和处理光信号的相位和偏振，所以在将所接收的光信号452转换到电子域中时，可用电子方式减轻先前对准确的数据接收造成阻碍的传输损伤。

光***402提供一种用以在紧公差内稳定发送器401与接收器400之间的频率差的方法。将本地振荡器频率偏移确定为f_R-f_T，其中f_R为所接收的光信号452的频率，且f_T是待经由光通道409传输的光信号450的频率。光***402进一步提供用以最少化或减轻频率啁啾或其它抑制信号的噪声的能力，和用以适当地组合信号和本地放大光源或本地振荡器(LO)的“光混合器”的可用性。光***402具有优于传统的检测技术的以下优点：

·与不相干的***相比，接收器的灵敏度增加约15dB到20dB，因此，准许更长的传输距离(在1.55μm的光纤附近高达额外的100km)。此增强对于基于空间的激光通信可能特别有意义，在基于空间的激光通信中，基于光纤的解决方案不可用。

·与例如DPSK或DQPSK等复杂调制格式的兼容性。

·由于能同时检测光信号的振幅、相位和偏振，所以能传达和提取更详细的信息，进而增加对例如色散等网络损伤的容忍度，且改善***性能。

·在密集波分复用(DWDM)***中更好地抑制来自邻近通道的干扰，从而允许将更多通道填装在传输频带中。

·所接收的光信号452到电信号454的线性变换，其随后可使用现代DSP技术439进行分析。

·适合于安全通信。

图5是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的方框图。

相干接收器500包括光前端503、线性有限脉冲响应(FIR)滤波器507、本地振荡器(LO)505、LOFO估计单元509和乘法器511，即解调器，以用于数字本地振荡器频率偏移补偿。光前端503接收光信号，所述光信号可对应于关于图4所描述的所接收的光信号452。光前端503可包括关于图4所描述的相同组件，即解复用器423、偏振分束器(PBS)425、两个6端口90度光混合体427、429、两组平衡检测器433、两组跨导放大器(TIA)435和四个模/数转换器(ADC)437。光前端503将关于图4所描述的数字信号454提供给线性FIR滤波器507。线性FIR滤波器507经配置以将数字信号均衡化且在其输出处提供经均衡化的数字信号530。在这些经均衡化的数字信号530的情况下，LOFO估计单元509估计所接收的光信号的本地振荡器频率偏移对本地振荡器频率。

反馈环路将本地振荡器频率偏移提供给本地振荡器505，且用于控制本地振荡器505的驱动器。本地振荡器505的驱动器可调适由本地振荡器产生的本地振荡的频率，且将经调适的LO信号提供给光前端503。替代地或另外，由LOFO估计单元509提供的LOFO信号532用于线性滤波器507中的均衡化之后的数字LOFO补偿。具有到本地振荡器频率的频率偏移的经均衡化的数字信号530通过与频率偏移，即，由LOFO估计单元509提供的LOFO信号532，相乘而在解调器511中被解调。解调器511在其输出处提供经LOFO补偿的数字信号538。解调器511可实施数字前馈(FFW)补偿。LOFO估计单元509进一步执行对快速跟踪的宽带宽控制。

可根据关于图3所描述的相干接收器来实施LOFO估计单元509。LOFO估计单元509可实施关于图1和2所描述的方法。LOFO估计单元509可对应于关于图4所描述的数字信号处理单元439。依据速度要求，所述估计可实施于高速ASIC中、微控制器中、DSP中或任何其它副处理器中。LOFO估计单元509中的LOFO估计是在线性滤波器507中的线性滤波之后但在解调器511中的解调之前执行。所估计的LOFO可通过模拟反馈控制环路来控制LO的驱动器或可用于数字LOFO补偿。

在一种实施方式中，根据关于图1所描述的方法而在LOFO估计单元509中执行相位估计。经补偿的相位可用于前馈(FFW)相位误差补偿。

图6是根据一种实施方式的用于处理所接收的相位调制信号的相干接收器的方框图。

相干接收器600包括对应于关于图3所描述的相位估计器301和LOFO估计器303的相位估计器601和LOFO估计器603。相干接收器600在其输入处接收对应于关于图4所描述的所接收的光信号452的光信号Z(k)，所述输入可对应于相位估计器601的输入。所接收的光信号包括同相(I)信号分量Re{Z(k)}650和正交(Q)信号分量Im{Z(k)}652，其在相位估计器601的两个输入处提供。

相位估计器601包括两个正负号处理单元605和607、两个绝对值处理单元609和611、一个模2加法器613、一个减法单元615、一个乘法器617和一个先入先出(FIFO)存储器619。第一正负号处理单元605形成所接收的光信号的同相(I)信号分量Re{Z(k)}650的算术正负号(sgn(I))654，且第二正负号处理单元607形成所接收的光信号的正交(Q)信号分量Im{Z(k)}650的算术正负号(sgn(Q))658。第一绝对值处理单元609形成所接收的光信号的同相(I)信号分量Re{Z(k)}650的绝对值|I|656，且第二绝对值处理单元611形成所接收的光信号的正交(Q)信号分量Im{Z(k)}652的绝对值|Q|660。模2加法器613形成同相(I)信号分量Re{Z(k)}650的算术正负号(sgn(I))654与正交(Q)信号分量Im{Z(k)}652的算术正负号(sgn(Q))658的模2加法，且提供正负号相乘的分量662。

模2加法可由XOR门执行。当第一输入为0且第二输入为0时，或当第一输入为1且第二输入为1时，输出为0。当第一输入为0且第二输入为1时，或当第一输入为1且第二输入为0时，输出为1。因此，可将模2加法描述为正负号乘法。

乘法器617执行差分量664与正负号相乘的分量662的乘法，且提供相位估计

666。

相位估计器601进一步包括深度为N的FIFO存储器619，其存储相位估计

666的N个值，且可用于形成相位估计668的平均值。相位估计

666或其平均值提供于相位估计器601的输出处。

同相正负号(sgn(I))654和正交正负号(sgn(Q))658的正负号乘法表示对差分量664的调整，或表示用得自正负号乘法的正负号对差分量664的加权。当执行模2加法613时，相位估计器601通过仅使用逻辑加法和实数加法运算来估计相位。

在一种实施方式中，待补偿的相位是载波相位。

在未在图6中描绘的一种实施方式中，接收器600经配置以用于使用相位估计来补偿相位调制信号Z(k)与本地振荡器信号之间的载波相位偏移。

LOFO估计器603包括绝对值FFT单元631、最大值搜索单元633、时延单元635、减法器637、平均单元639、算术正负号单元641和乘法器643。LOFO估计器603在其输入处接收相位估计

668，且将其提供给绝对值FFT单元631，绝对值FFT单元631将大小为N的快速傅里叶变换应用于相位估计

668以获得频率经变换的相位估计绝对值FFT单元631进一步确定频率经变换的相位估计

的绝对值，以获得本地振荡器频率偏移信号的绝对值670，且在其输出处提供。最大值搜索单元633耦合到绝对值FFT单元631的输出以用于找出本地振荡器频率偏移信号的绝对值670的最大频率值672。

LOFO估计器603还将相位估计

668提供给时延单元635，时延单元635将相位估计

668延迟时延T，且在其输出处提供经延迟的相位估计

减法器637从经延迟的相位估计减去相位估计

668，且在其输出处提供微分相位估计

676。在一替代实施方式中，减法器637从相位估计

668减去经延迟的相位估计

且在其输出处提供微分相位估计676。时延单元645与减法器637一起形成微分单元以用于相对于时间对相位估计668进行微分。在一替代实施方式中，使用差分单元的其它实施方案，例如基于相位估计

668与经延迟的相位估计的共轭复数的乘法。

平均单元639形成微分相位估计

676的平均值，从而提供经平均的微分相位估计

678。算术正负号单元641确定经平均的微分相位估计

678的算术正负号，且在其输出处提供本地振荡器频率偏移信号的正负号680。

乘法器643经配置以使本地振荡器频率偏移信号的绝对值670的最大频率值672与本地振荡器频率偏移信号的正负号680相乘，且在其输出处提供所估计的本地振荡器频率偏移682，上述输出为LOFO估计器603的输出和相干接收器600的输出。将所估计的本地振荡器频率偏移682提供为带正负号的频率索引，且可乘以FFT的频率分辨率Δf，以便获得以赫兹为单位的所估计的LOFO信号。在一种实施方式中，后续的乘法单元执行此类乘法。换句话说，将本地振荡器频率偏移信号获得为本地振荡器频率偏移信号的绝对值、本地振荡器频率偏移信号的正负号与频率变换的频率分辨率Δf的乘积。在一种实施方式中，将频率分辨率Δf确定为数字调制的复数值数据信号，即所接收的光信号的同相分量650和正交分量652，的波特率与用于将相位估计

668变换到频域中的变换的大小N的四倍的商。

图6描绘应用于相位估计

668的频率变换为快速傅里叶变换。在其它实施方式中，频率变换为任何其它频率变换，例如离散傅里叶变换(DFT)、离散余弦变换(DCT)、离散正弦变换(DST)或其反向形式，例如反向快速傅里叶变换、反向DFT、反向DCT或反向DST。

在一种实施方式中，相干接收器600包括补偿单元(图6中未描绘)，其用于通过使用本地振荡器频率偏移信号来补偿相位调制信号Z(k)与本地振荡器信号之间的载波频率偏移。在一种实施方式中，相位调制信号Z(k)是BPSK或QPSK信号。在一种实施方式中，相位调制信号Z(k)是光BPSK或光QPSK信号。

可对某些块执行估计。当LOFO仅缓慢地改变时，不需要连续的估计。频域(FD)LOFO估计的分辨率取决于FFT的大小N，且可确定为Δf＝波特率/N/4。最大LOFO估计范围是指波特率/8(3.5GHz28Gbaud)。对于28Gbaud，下表表示FFT大小N与频率分辨率Δf之间的关系：

对于28Gbaud

N	Δf
		128	43MHz
1024	5MHz

在一种实施方式中，此处所描述的相干接收器600实施于软件中。于是，上文所描述的单元被实施为执行算术逻辑或存储操作的软件模块。所述单元的输入和输出随后描述相应模块之间的数据流。

图7说明在使用根据一种实施方式的用于估计相位的方法时同相和正交分量的绝对值的示意图。

根据关于图1所描述的方法且根据关于图6所描述的相位估计器601，可将相位参考表示为：

相位参考

其中离散序列s[n]的同相分量

(实部)和正交分量

(虚部)经QPSK调制且被相位失真损伤。

假定调制信号

由振幅a(t)和相位

界定，其中

·其中

是指应估计的相位失真，

·d_I(n)+j·d_Q(n)是指在d_I，d_Q∈[-1；+1]的情况下的双极随机数据序列

·且g(t-nT)是指移位了符号持续时间T的整数倍n的脉冲形状。(*卷积)

在均衡化和同步之后，通过在时刻t＝nT处取样的每符号一个样本来表示信号，其涉及离散序列

如果不存在振幅失真，可假定恒定振幅a[n]＝a。显然，随机数据加上γ∈[-π/2，0，π/2，π]的任意移位，其将相位噪声任意地映射到四个象限中的任一者。换句话说，可将调制描述为具有均匀分布的离散随机变量。

因此，可重写

在a＝1的情况下，I和Q的绝对值在图7中描绘为|sin(x)|，701和|cos(x)|，702。可看到，对于每一象限，每一区段[0：π/2]，[π/2：π]，[π：3π/2][3π/2：2π]，会观察到相同星座。因此，运算|I|和|Q|适合于通过随机过程γ来移除调制。

如图8中所示，可进一步显示，绝对值的差指

它将总相位限制于第一象限[0：π/2]，，相位的第一区段说明第一象限。在其它象限中，得到

图8在如上文所描述的四个象限中描绘两个曲线：说明关系式sqrt(2)cos(x+pi/4)的801和说明关系式[abs(I)-abs(Q)]的802。

在小角度下的近似sin(x)≈x的情况下，可获得每一象限中的相位参考。如从图8中可看到，相位参考在每一象限中几乎相等，但对于第二和第三象限，梯度在相反的方向上。在考虑在I和Q的正负号的情况下，此可得到校正。对于所述四个象限，在图9中描绘I的正负号901和Q的正负号902。因此，获得相位参考1001

如图10中所描绘。

严格来说，所估计的相位涉及标度为π的给定相位的模4表示，其额外偏移了π/4。但其仍然是适合于估计相位的比例线性单调函数。

应注意，一般来说，振幅项仍保留，使得实际上

对于BPSK和QPSK调制，可在均衡化之后将a视为常数，使得

仅是对相位

的比例参考。仅在a被归一化为一时，才可充当相位估计。梯度仍可用于LOFO估计，其中恒定振幅a不影响估计。

对于其它调制，例如16QAM，可挑选具有最小或最大振幅的内或外星座。在一种实施方式中，使用16QAM，且挑选具有最小或最大振幅的内或外星座。

图11是说明QPSK调制和相应相位参考的星座图的示意图。图12是说明正(上图)本地振荡器频率偏移的相位参考1201和负(下图)本地振荡器频率偏移的相位参考1202的示意图，且图13是说明恒定的本地振荡器频率偏移LOFO的相位参考1301(上图)和用于检测LOFO的正负号的相应微分相位参考1302(下图)的示意图。

图14是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时模拟结果的示意图。

模拟结果检验了根据关于前图所描述的方法和装置的对此LOFO估计方案的近似。所述模拟是基于22.3G波特率相干1P-QPSK***，随机地产生通道损伤，其中色散(CD)在-1918～19934ps的范围内，差分群延迟(DGD)在4～63ps的范围内，偏振相关损耗(PDL)在0～6dB的范围内，且本地振荡器频率偏移在-2G～2GHz的范围内。

此LOFO估计被放在时域(TD)2x2多入多出(MIMO)均衡器之后，时域(TD)2x2多入多出(MIMO)均衡器可对应于关于图5所描述的线性FIR滤波器507。1024点FFT用于得到LOFO的绝对值。微分相位的平均值用于得到LOFO的正负号。

第一图表1401说明根据第一模拟环境的相位参考，即在不存在噪声且施加-500MHz的LOFO时。第二图表1402说明根据第二模拟环境的相位参考，即在不存在噪声且施加500MHz的LOFO时。第三图表1403说明根据第三模拟环境的相位参考，即在存在根据11dB的OSNR的噪声且施加500MHz的LOFO时。

第四图表1404说明第一模拟环境下的微分相位参考。第五图表1405说明第二模拟环境下的微分相位参考。第六图表1406说明第三模拟环境下的微分相位参考。第七图表1407说明第一模拟环境下的相位参考的快速傅里叶变换的绝对值。第八图表1408说明第二模拟环境下的相位参考的快速傅里叶变换的绝对值。第九图表1409说明第三模拟环境下的相位参考的快速傅里叶变换的绝对值。

在第四到第六图表中所描绘的微分相位参考对应于关于图6所描述的微分相位估计

且在第七到第九图表中所描绘的相位参考的快速傅里叶变换的绝对值对应于关于图6所描述的本地振荡器频率偏移信号的绝对值670。

图15是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时估计误差的直方图。

直方图中所描绘的测试结果是，在第三模拟环境下，估计误差主要分布在-4～4MHz之间，其为高度准确的，且不会导致任何性能损耗。

图16是说明在使用根据一种实施方式的用于估计本地振荡器频率偏移信号的方法时误码率对OSNR的性能图。所述图表示通过组合根据关于前图所描述的方法和装置的经简化的LOFO补偿、软差分(SD)解码和非冗余纠错(NEC)的在用于无载波-相位估计(CPE)解调的40G离线数据下的测试结果。

实线说明背对背(B2B)配置下的结果。虚线说明经由1600km、未经补偿的链路、1dBm发射功率的一个通道的配置的结果。曲线(实线和虚线)1601表示在根据需要4次方计算的Viterbi&Viterbi(V&V)LOFO估计方案的基于4次方的LOFO估计下的参考测量值。曲线(实线和虚线)1602表示实施参考图1和2所描述的方法的参考图3所描述的相干接收器300进行的测量。相干接收器300实施经简化的LOFO估计而不需要4次方计算，所述解决方案没有乘法器。从曲线1601和1602可看到，性能几乎相同。

本文中所描述的方法可应用于全数字相干接收器中的LOFO估计。如果信号振幅近似恒定，则这些方法还可取代，如果适用的话，相位估计。LOFO估计可在微控制器的程序代码中的初始化期间作为ASIC的副过程执行。对于跟踪相位和频率上的时变改变的连续操作，所述方法可实施于ASIC的数据路径中。具有次最佳性能或较大复杂性的替代方案是现有技术，其为Viterbi&Viterbi或Costas环。

本文中所描述的方法向相干检测接收器中的载波恢复的载波相位估计提供数字均衡化和同步。

本文中所描述的方法通过仅使用低复杂性无乘法器运算，通过根据相位参考的光谱确定LOFO量值，且通过依靠微分相位参考来确定LOFO的正负号，而提供相位参考的估计。

通用计算机可实施前述方法和计算机程序，其中计算机外壳可收容CPU(中央处理单元)、例如DRAM(动态随机存取存储器)、ROM(只读存储器)、EPROM(可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(电可擦除可编程只读存储器)、SRAM(静态随机存取存储器)、SDRAM(同步动态随机存取存储器)和快闪RAM(随机存取存储器)等存储器，和例如ASIC(专用集成电路)或例如GAL(通用阵列逻辑)和可重编程FPGA(现场可编程门阵列)等可配置逻辑装置等其它专用逻辑装置。

每一计算机还可包含多个输入装置(例如，键盘、麦克风和鼠标)和用于控制监视器的显示器控制器。另外，计算机可包含软盘驱动器；其它可移除媒体磁电机光媒体)；和硬盘或其它固定高密度媒体驱动器，其使用适当的装置总线进行连接，例如SCSI(小型计算机***接口)总线，和增强型IDE(集成驱动电子设备)总线，或超DMA(直接存储器存取)总线。计算机还可包含光盘读取器、光盘读写单元，或光盘机，其可连接到相同装置总线或另一装置总线。

本发明适用于至少一种计算机可读媒体。计算机可读媒体的实例包含光盘、硬盘、软盘、磁带、磁电机光盘、PROM(例如，EPROM、EEPROM、快闪EPROM)、DRAM、SRAM、SDRAM。存储在计算机可读媒体中的任一者上或组合上的是软件，所述软件用于控制计算机的硬件并使得计算机能够与其它元件交互，以执行上文所描述的功能。此类软件可包含，但不限于，用户应用、装置驱动器、操作***、开发工具等。此类计算机可读媒体进一步包含计算机程序产品，所述计算机程序产品包含计算机可执行代码或计算机可执行指令，所述计算机可执行代码或计算机可执行指令在执行时致使计算机执行上文所揭示的方法。计算机代码可为任何经解译或可执行代码，包含但不限于脚本、解译器、动态链接库、Java类、完整的可执行程序等。

通过前述内容，对本领域技术人员显而易见地，本发明还公开上述方法、***、记录在媒体上的计算机程序等的变形。

本发明还支持计算机程序产品，所述计算机程序产品包含计算机可执行代码或计算机可执行指令，所述计算机可执行代码或计算机可执行指令在执行时致使至少一个计算机执行并计算本文所描述的步骤。

本发明还支持经配置以执行本发明所描述的操作和计算步骤的***。

本领域技术人员依照以上教导将明白许多替代物、修改和变形。当然，本领域技术人员容易认识到，除了本发明所描述的应用之外，还存在本发明的众多应用。虽然已参考一个或一个以上特定实施例描述了本发明，但本领域技术人员认识到，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可对本发明作出许多改变。因此应理解，在所附权利要求书及其等效物的范围内，可用不同于本发明具体描述的方式的其它方式实践本发明。

Claims (18)

1.一种用于估计具有同相分量I和正交分量Q的相位调制信号Z(k)的相位的方法(100)，所述方法包括：

确定(101)所述相位调制信号Z(k)的所述同相分量I；

确定(103)所述相位调制信号Z(k)的所述正交分量Q；

确定(105)所述同相分量I和所述正交分量Q的绝对值的差以获得差分量I  Q；

确定(107)所述同相分量I的正负号以获得同相正负号sgn(I)；

确定(109)所述正交分量Q的正负号以获得正交正负号sgn(Q)；以及

基于所述同相正负号sgn(I)和所述正交正负号sgn(Q)来调整(111)所述差分量|I|-|Q|的正负号以获得相位估计φest。

2.根据权利要求1所述的方法(100)，其进一步包括：对所述相位估计φest求平均以用于确定所述相位的平均值。

3.根据权利要求1或2所述的方法(100)，其中所述调整(111)所述正负号包括用表示所述同相正负号sgn(I)与所述正交正负号sgn(Q)的正负号乘法的正负号来对所述差分量|I|-|Q|进行加权。

4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的方法(100)，其中通过所述同相正负号sgn(I)和所述正交正负号sgn(Q)的模2加法来确定所述差分量|I|-|Q|的所述正负号。

5.根据前述权利要求中任一权利要求所述的方法(100)，其中所述估计所述相位仅包括逻辑加法和实数加法运算。

6.根据前述权利要求中任一权利要求所述的方法(100)，其进一步包括：

通过使用所述相位估计φest来补偿所述相位调制信号Z(k)与本地振荡器信号之间的载波相位偏移。

7.根据前述权利要求中任一权利要求所述的方法(100)，其中所述相位是载波相位。

8.一种用于估计相位调制信号Z(k)的本地振荡器频率偏移信号的方法(200)，所述方法包括：

根据权利要求1到7中任一权利要求来确定(201)所述相位调制信号Z(k)的相位估计φest；

将所述相位估计φest变换(203)到频域中以获得经变换的相位估计FFT(φest)；

相对于时间对所述相位估计φest进行微分(205)以获得微分相位估计dφest/dt；

确定(207)所述经变换的相位估计FFT(φest)的最大值以获得所述本地振荡器频率偏移信号的绝对值；

确定(209)所述微分相位估计dφest/dt的平均值以获得经平均的微分相位估计；以及

确定(211)所述经平均的微分相位估计的正负号以获得所述本地振荡器频率偏移信号的正负号。

9.根据权利要求8所述的方法(200)，其中获得所述本地振荡器频率偏移信号作为所述本地振荡器频率偏移信号的所述绝对值、所述本地振荡器频率偏移信号的所述正负号与所述频率变换(203)的频率分辨率Δf的乘积。

10.根据权利要求8或9所述的方法(200)，其中所述变换(203)包括快速傅里叶变换。

11.根据权利要求8、9或10所述的方法(200)，其中所述微分(205)包括：

将所述相位估计φest延迟预定时延T以获得经延迟的相位估计φest，T；以及

确定所述相位估计φest与所述经延迟的相位估计φest，T的差。

12.根据权利要求8到11中任一权利要求所述的方法(200)，其包括：

将所述频率分辨率Δf确定为数字调制的复数值数据信号的波特率与用于将所述相位估计变换到频域中的所述变换的大小N的四倍的商。

13.根据权利要求8到12中任一权利要求所述的方法(200)，其包括：

将所述相位估计存储在存储器中，所述存储器的大小等于或大于用于将所述相位估计φest变换(203)到频域中的所述变换的所述大小N。

14.根据权利要求8到13中任一权利要求所述的方法(200)，其进一步包括：

通过使用所述本地振荡器频率偏移信号来补偿所述相位调制信号Z(k)与本地振荡器信号之间的载波频率偏移。

15.根据前述权利要求8到14中任一权利要求所述的方法(200)，其中所述相位调制信号Z(k)是BPSK或QPSK信号，尤其是光BPSK或光QPSK信号。

16.根据前述权利要求8到15中任一权利要求所述的方法(200)，其进一步包括：

接收前端(503)接收所述相位调制信号Z(k)；以及

使用所述本地振荡器频率偏移信号来控制所述接收前端(503)。

17.一种用于处理所接收的相位调制信号Z(k)的相干接收器(300)，所述接收器包括：

相位估计器(301)，其经配置以根据权利要求1到7中任一权利要求所述的方法来估计所述相位调制信号Z(k)的相位；以及

振荡器频率估计器(303)，其经配置以根据权利要求8到16中任一权利要求所述的方法来估计本地振荡器频率偏移信号。

18.一种具有程序代码的计算机程序，所述程序代码在计算机上运行时用于执行权利要求1到16中任一权利要求所述的方法(100、200)中的一种。

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