CN102651611B - Dc/dc转换器的延迟补偿***和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DC/DC转换器的控制***，其包括预测状态生成器模块、电压估值模块、误差模块以及脉宽调制(PWM)模块。在一个在先采样周期内，所述预测状态生成器模块生成当前采样模块的预测电容电压和预测电容电流。所述电压估值模块在当前采样周期内基于所述预测电容电压、预测电容电流、延迟值以及在先采样周期的占空比值生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值。所述误差模块基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值。所述PWM模块基于所述电压误差值控制所述DC/DC转换器的占空比。

Description

DC/DC转换器的延迟补偿***和方法

技术领域

本发明涉及供电的控制***，尤其是涉及直流到直流的降压转换器的***和方法。

背景技术

此文所提供的背景技术说明以对本公开的内容作一般性说明为目的。发明人的某些工作(即已在此背景技术部分中做出描述的工作)以及说明书中关于某些尚未成为申请日之前的现有技术的内容，无论是以明确或隐含的方式均不被视为相对于本发明的现有技术。

电源输出预设的电压，用于为一个或者多个元件提供电能。比如，所述预设的电压可能会为一个集成电路的一个或者多个组件提供电能。在然而，在一些情况中低于所述预设电压的另一电压也许已经足够。所述较低的电压可通过使用一个分压电路所实现。然而，所述分压电路是低效而且不精确的。

降压转换器可被应用于提供较低的电压。在一系列给定的条件下，降压转换器通常可以比分压电路更有效率及更为精确。一个降压转换器可包括一个电感器、一个电容和两个开关。所述降压转换器在将电感连接到预设电压上的充电状态和将电感上的电荷泄放给负载的放电状态之间交替变化。

发明内容

一种DC/DC转换器的控制***包括预测状态发生器模块、电压估值模块、误差模块和脉宽调制(PWM)模块。在一个在先采样周期内，所述预测状态生成器模块生成当前采样周期的预测电容电压以及预测电容电流。在当前采样周期内，基于所述预测电容电压、预测电容电流以及所述在先采样周期的占空比值，所述电压估值模块生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值。基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异，所述误差模块生成一个电压误差值。基于所述电压误差值，所述PWM模块控制所述DC/DC转换器的占空比。

一种DC/DC转换器的控制方法，包括：在在先采样周期内，生成当前采样周期的预测电容电压以及预测电容电流；在当前采样周期内基于所述预测电容电压、预测电容电流以及在先采样周期的占空比值，生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值；基于所述输出电压的测量值和估计值之间的差异生成电压误差值；基于所述电压误差值控制所述DC/DC的占空比。

通过在下文中提供的具体描述，本发明适用性的另外一些方面会变得显而易见。应该明白下述细节描述和具体实施例仅用于说明的目的，其并不限制本发明的保护范围。

附图说明

在下文中，通过对非限制性的具体实施例的描述并结合附图，本发明的特征和优势会得到进一步详细的说明，其中：

图1为根据本发明的一个DC/DC降压转化器***例子的原理框图；

图2为根据本发明的一个转化器控制模块例子的原理框图；

图3为根据本发明的一个估计DC/DC降压转化器的输出的方法例子的流程图；

图4是一个降压转换器在负荷变动后的一个示例性的电压输出时间图；

图5是比较开环传递函数的波特图；以及

图6A-6B是一个降压转换器在负载变动前和后的一个示例性的电压输出时间图。

具体实施方式

以下的描述在其本质上仅仅是说明性的，并没有任何限制本发明的应用或使用的倾向。出于清楚表述的目的，在附图中同样的附图标记会指向类似的元件。如在此使用的，短语“A、B和C中的至少一个”应该被理解为逻辑(A或B或C)，于中使用一个非独占的逻辑“或”。应该明白方法中的步骤可以不同的顺序执行，而无需改变本发明的原理。

如在此所使用的，术语“模块”可以是以下实体的一部分或可将以下实体包括在内：特定用途集成电路(ASIC)；电子电路；组合逻辑电路；现场可编程门阵列(FPGA)；可运行代码的处理器(共享的、专用的或者群组)；提供所述功能的其它合适的组件；或者以上所述组件中的一些或者全部的组合，比如片上***。术语“模块”还可包括存储供所述处理器执行的代码的记忆体(共享的、专用的或者群组)。

术语“代码”，如上所使用的，包括软件、固件、和/或微代码，并且可指程序、路径、函数、类别、和/或对象。术语“共享的”，如上所使用的，意味着一些或者所有的来自多个模块的代码可被单个(共享的)处理器所执行。另外，一些或者所有的来自多个模块的代码可以被存储在单个(共享的)记忆体中。术语“群组”，如上所使用的，意味着一些或者所有的来自单个模块的代码可被一个群组的处理器所执行。另外，一些或者所有的来自单个模块的代码可存储在一个群组的记忆体中。

于此所描述的装置和方法可以通过一个或者多个被一个或者多个处理器所执行的计算机程序所实现。所述计算机程序包括在处理器上执行的指令，所述指令可以存储在一个非暂时性有形的计算机可读介质中。所述计算机程序包括存储的数据。所述非暂时性有形的计算机可读介质的非限制性示例包括非易失性记忆体、磁存储器和光存储器。

DC/DC降压转换器接收一个输入电压并生成一个低于输入电压的输出电压。所述转换器控制模块基于一个采样周期内的输出电压的测量值和在所述采样周期内所述输出电压的估计值之间的差异控制一个或者多个所述降压转换器的开关。所述转换器控制模块基于一个所述采样周期的预测电容电压和一个所述采样周期的预测电容电流生成所述采样周期的估计值。

延迟的数量通常与给定的降压转换器相关。举例来说，第一延迟可归咎于测量输出电压和生成其测量值之间的耗时，第二延迟可归咎于决定如何控制所述开关的过程，第三延迟可归咎于一个开关从开到关，反之亦然，的过度时间，。

本发明的一个转换器控制模块基于一个延迟参数生成一个给定采样时间(n)上的输出电压的估计值。所述延迟参数基于第二和第三延迟设置。基于所述延迟参数生成所述估计值减少了在负载改变时和输出电压返回需要的或者指令的电压时之间的时间。

现在参考图1，其显示了一个DC/DC降压转换器***100的示例性实施例。一个DC电源104供给DC/DC降压转换器108直流电。输入到DC/DC降压转换器108的电压被称为输入电压(V_IN)112。所述降压转换器108包括一个开关模块116，一个第一电容(R_L)120、一个电感(L)124、一个第二电容(R_C)128以及一个电容(C)132。所述降压转换器108输出直流电至负载136。所述降压转换器108的电压输出可作为一个反馈电压(V_FB)140而被提供。通过负载136的电流被称为负载电流(I_LOAD)144。在不同的实施例中，DC/DC转换器(未显示)可能包含一个或者多个降压转换器，比如降压转换器108并联连接以共同为负载136输出直流电。

开关模块116包括一个第一开关148和一个第二开关152。举例来说，所述第一和第二开关148和152可以是场效应晶体管(FETs)，如图1所示。在不同的实施例中，比如如图1所示的实施例，所述第一和第二开关148和152可以是p型增强型FETs。所述第一和/或第二开关148和152也可以是其它合适类型的开关。

在图1所示的例子中，所述第一开关148的源极与输入电压112相连接，并且其漏极与第二开关152的源极相连接。所述第二开关152的漏极接地。所述第一电阻120的第一端与电感124的第一端相连接，其第二端与第一开关148的漏极和第二开关152的源极之间的节点156相连接。所述节点156上的电压被称为开关电压(V_SW)。所述电感124的第二端与所述第二电阻128的第一端相连接，所述电阻128的第二端与电容132的正极相连接。所述电容132的负极接地。

所述反馈电压140可在电感124和第二电阻128之间的一个节点上测得。所述开关模块116控制电感124和输入电压112之间的连接和断开。第一和第二开关148和152的栅极与转换器控制模块180相连接。在不同的实施例中，比如在负载电流低于预设电流(比如，5安培)的实施例中，所述转换器控制模块180和降压转换器108可以在一个芯片上实施。在另外一些实施例中，比如在负载电流大于预设电流的实施例中，降压转换器108可独立于所述转换器控制模块180实施。

所述转换器控制模块180控制所述第一和第二开关148和152的运行。所述转换器控制模块180使用脉宽调制(PWM)控制所述第一和第二开关148和152。更加具体地，所述转换器控制模块180生成分别施加在所述第一和第二开关148和152的栅极上的第一和第二PWM信号184和188(S1和S2)。

所述转换器控制模块180改变所述第一和第二PWM信号184和188的占空比以控制所述降压转换器108的输出。信号的占空比可被称为在一个事先确定的时间段内(比如一个控制环)信号处于活动状态的百分率。

所述转换器控制模块180可以生成大体上互补的第一和第二PWM信号184和188。换句话说，被施加在第一开关148的栅极上的第一PWM信号184通常与施加在第二开关152上第二PWM信号188在极性上相反。当第一和第二开关148和152中的一个开关在另一个开关关闭前打开时，可能会导致短路现象的出现。为了避免这种短路状况的出现，在第一和第二开关148和152中的打开前，所述开关均在一个空载期间内闭合。这样，这两个信号大体上互补意味着所述两个信号在开关期间的大多数时间内在极性上相反。然而，在过度期间，第一和第二PWM信号184和188可在短时间内处于相同的状态。

当第一开关148打开，而第二开关152关闭时，电感124与输入电压112相连接，从而对电感124和电容132进行充电。当第一开关148关闭而第二开关152打开时，电感124从输入电压112上断开，电感124和电容132进行放电。转换器控制模块180控制第一和第二PWM信号184和188以将反馈电压140保持在一个预设的(比如，指令的或者是需要的)电压附近。所述预设的电压低于输入电压112。

一般说来，对于每一在输入信号的基础上生成输出信号的电路，在输入发生变化的时刻和输出反映出所述变化的时刻之间一个延迟期是存在的。对于降压转换器100，举例来说，在转换器控制模块180改变占空比的时刻和降压转换器180的输出反映所述占空比的变化的时刻之间存在着一个延迟。举例来说，在降压转换器***100中，延迟期可能包括：与测量反馈电压140以及基于反馈电压140生成一个离散值相关的第一延迟期；与决定并输出占空比相关的第二延迟期；以及与将一个开关从开切换成关或反之相关的第三延迟期。第一延迟期被称为模拟数字转换(ADC)延迟，第二延迟期被称为计算延迟，第三延迟期被称为开关延迟。

转换器控制模块180在每一均被预设时间段隔开的采样时间上对反馈电压140进行采样。换句话说，转换器控制模块180在预设的间隔上对反馈电压140进行采样。转换器控制模块180还在所述采样时间上分别生成反馈电压140的概数。转换器控制模块180基于反馈电压140以及所述反馈电压140在给定采样时间(n)上的估计值控制闭合回路中的占空比。

负载电流144的改变(即增加或者减少)可能会导致反馈电流140的改变。转换器控制模块180可能会改变其占空比以应对反馈电压140的改变。然而，计算和开关延迟可能会阻止转换器控制模块180对反馈电压140的改变做出及时的反应。

本发明的转换器控制模块180基于所述计算和开关延迟生成反馈电压140的估计值。基于所述计算和开关延迟估算反馈电压140提高了转换器控制模块180对负载电流144和反馈电压140的改变在无需增加硬件(比如，电容)和/或实质上增加生成所述概数的计算强度的情况下做出反应的能力。

参考图2，其显示了转换器控制模块180的一个示例性实施例的原理框图。转换器控制模块180可包含一个模拟到数字转换器(ADC)302，一个误差模块308，一个反馈电压估值模块312，延迟模块316和320，以及一个预测状态生成器模块324。转换器控制模块180可能还包括一个估值增益应用模块328，一个当前状态生成器模块332，一个占空比设置模块336，以及一个数字PWM(DPWM)模块340。

ADC 304对反馈电压140在预设的采样率(即在预设的间隔上)上进行采样。对于一个给定的采样时间(n)，ADC304基于反馈电压140生成一个反馈电压值V_FB。

基于降压转换器108，以下线性(连续)方程得以导出：

$L\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{SW}}\left(t\right)-R_{L}i\left(t\right)-v_{\mathrm{FB}}\left(t\right);$

$C\frac{\mathrm{dv}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=i\left(t\right)-i_{\mathrm{LOAD}}\left(t\right);$ 以及

v_FB(t)＝v(t)+R_C(i(t)-i_LOAD(t))，

其中L为电感124的电感量，V_SW为在给定的时间(t)上节点156上的开关电压，R_L为第一电阻120的电阻值，C为电容132的电容值，i(t)为在给定的时间(t)上流经电感124的电流，V_FB(t)为在给定时间(t)上的反馈电压140，v(t)为在给定时间(t)上的电容电压，i_LOAD(t)为在给定时间(t)上的负载电流144，R_C为第二电阻128的电阻值。

所述线性方程可被改写为一个矩阵的形式：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}v\left(t\right)\\ i\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& \frac{1}{C}\\ \frac{-1}{L}& \frac{-(R_C+R_L)}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}v\left(t\right)\\ i\left(t\right)\end{array}\right]\text{+}\left[\begin{array}{cc}0& \frac{-1}{C}\\ \frac{1}{L}& \frac{R_C}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{SW}}\left(t\right)\\ I_{\mathrm{LOAD}}\left(t\right)\end{array}\right]=A_{c}x\left(t\right)+B_{c}u\left(t\right);$ 以及

v_FB(t)＝[1 R_C]x(t)＝C_cx(t)，

其中，A_C、B_C和C_C为连续矩阵，u(t)对应第一PWM信号184在给定时间(t)上的占空比。举例来说，

$A_c=\left[\begin{array}{cc}0& \frac{1}{C}\\ \frac{-1}{L}& \frac{-\mathrm{Rt}}{L}\end{array}\right];$

$B_c=\left[\begin{array}{c}1\\ \frac{1}{L}\end{array}\right];$ 以及

C_c＝[1 Rc]，

其中R_C为带内容132的等效串联电阻(ESR)，R_T等于R_FET和R_C的和。R_FET为第一和第二开关148和152的总RDS(on)。

所述矩阵形式的方程式能够以给定时间(t)的连续状态空间的形式被重写为：

$\frac{\mathrm{dx}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=A_c\·x\left(t\right)+B_c\·u\left(t\right)$ 以及

v_FB＝C_c.x(t)。

所述连续状态空间方程能够在离散域内对于给定的采样时间(n)被重写为：

X_P(n+1)＝A_d.X_C(n)+B_d.u(n)；以及

v_FB(n)＝C_d.X_C(n)，

其中X_C(n)为一个2x1的矩阵，其元素代表电容电压和电容电流在给定采样时间(n)上的当前值，X_P(n+1)也为一个2x1的矩阵，其元素代表所述电容电压和电容电流在下一采样时间(n+1)上的预测值，u(n)对应于第一PWM信号184在第一采样时间(n)上的占空比。A_d、B_d和C_d为分别对应于连续矩阵A_c、B_c和C_c的离散矩阵。举例来说，A_d、B_d和C_d可被表示为：

$A_d=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wnts}\\ -\mathrm{wnts}& 1\end{array}\right];$

$B_d=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{wnts}}^2}{2}\\ \mathrm{wnts}\end{array}\right];$ 以及

C_d＝[1 Rc]，

其中R_C为电容132的等效串联电阻(ESR)，并且：

$\mathrm{wnts}=\frac{T_s}{\sqrt{\frac{L}{C}}}.$

T_S为转换器控制模块180的采样时间，L为电感124的电感量，C为电容132的电容量。

基于给定采样时间(n)上的反馈电压值和在所述给定采样时间(n)上的反馈电压的估计值(V_EST)，误差模块308生成在所述给定采样时间(n)上的电压误差值(V_ERROR)。举例来说，误差模块308将电压误差值设为等于反馈电压值减去估计值的差值。电压误差值用于控制第一和第二PWM信号184和188在闭环运行时的占空比。

在降压转换器108在给定采样时间上的输出的预测状态(X_P(n))，在给定采样时间之前的最后一个采样时间的占空比(u(n-1))，以及延迟参数(K_DLY)的基础上，反馈电压估值模块312生成所述给定采样时间(n)上的估计值。在给定采样时间(n)之前的最后一个采样时间可表示为n-1。举例来说，反馈电压估值模块312使用以下方程式生成给定采样时间(n)的估计值：

V_EST(n)＝C_d.X_P(n)+K_DLY.u(n-1)，

其中VEST(n)为给定采样时间(n)上的估计值，C_d为离散域的1x2矩阵，X_P(n)为代表了降压转换器108的输出在给定采样时间(n)上的预测状态的2x1矩阵，K_DLY为延迟参数，u(n-1)为上一采样时间(n-1)的占空比。2x1矩阵的元素代表了降压转换器108的输出在给定采样时间(n)上的预测状态，包括了一个对应电容电压的元素以及一个对应电容电流的元素。所述延迟参数可以是一个在计算延迟和开关延迟的基础上设置的预设值。在不同的实施例中，比如自适应***，所述延迟参数可能是不同的。

在不同的实施例中，反馈电压估值模块132可使用以下方程式生成给定采样时间(n)上的估计值：

V_EST(n)＝C_e.X_P(n)+K_DLY.u(n-1)，

其中C_e为另一个离散域的1x2矩阵并对应于C_d。举例来说，C_e可表示为：

C_e＝[1 yrc]，

其中

yrc＝RC＊Y，并且

$Y=\sqrt{\frac{L}{C}}.$

C_e也可表示为：

$C_e=C_c{e}^{-T_d{A}_d},$

其中T_d对应于开关延迟和计算延迟的和。

但，

$e^{-T_d{A}_d}=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wntd}\\ -\mathrm{wntd}& 1\end{array}\right],$

其中wntd为

$\mathrm{wntd}=\frac{T_d}{\sqrt{\frac{L}{C}}}.$

相应地，C_e可重写为：

$C_e=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{yrc}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wntd}\\ -\mathrm{wntd}& 1\end{array}\right].$

C_e的这个方程式可降为：

C_e＝[1+yrc.wntd yrc-wntd]，

可被简化为：

C_e＝[1 yrc-wntd]。

举例来说，延迟参数(K_DLY)可表示为：

$K_{\mathrm{DLY}}=-C_c{e}^{-T_d{A}_d}\underset{0}{\overset{T_d}{\∫}}{e}^{-A_{d}t}{B}_{d}t.$

但

$\underset{0}{\overset{T_d}{\∫}}{e}^{-A_{d}t}{B}_{d}t=\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{wntd}}{2}\\ \mathrm{wntd}\end{array}\right].$

如上所述，

$e^{-T_d{A}_d}=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wntd}\\ -\mathrm{wntd}& 1\end{array}\right],$ 以及

C_c＝[1 yrc]。

这样，延迟参数K_DLY可表示为：

$K_{\mathrm{DLY}}=-\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{yrc}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wntd}\\ -\mathrm{wntd}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{wntd}}{2}\\ \mathrm{wntd}\end{array}\right].$

延迟参数K_DLY的这个方程式可降为：

$K_{\mathrm{DLY}}=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{yrc}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{wntd}}{2}-{\mathrm{wntd}}^2\\ \frac{{\mathrm{wntd}}^3}{2}+\mathrm{wntd}\end{array}\right],$

并进一步降为：

$K_{\mathrm{DLY}}=\frac{{\mathrm{wntd}}^2}{2}-{\mathrm{wntd}}^2+\mathrm{yrc}*\mathrm{wntd}+\mathrm{yrc}*\frac{{\mathrm{wntd}}^3}{2},$

并简化为：

K_DLY＝yrc＊wntd-wntd²。

这样，反馈电压估值模块132使用以下方程式生成给定采样时间(n)上的估计值：

$V_{\mathrm{EST}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{yrc}-\mathrm{wntd}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_{P1}\\ X_{P2}\end{array}\right]+(\mathrm{yrc}*\mathrm{wntd}-{\mathrm{wntd}}^2)*u(n-1),$

其中，

$X_P\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{X}_{P1}\\ X_{P2}\end{array}\right],$

X_P1为电容132在给定采样时间(n)上的预测电压，而X_P2为给定采样时间(n)上的预测电流。

延迟模块316为反馈电压估值模块312提供上一个采样时间上的占空比(u(n-1)。延迟模块320为反馈电压估值模块312提供在给定采样时间上的降压转换器108的输出的预测状态(X_P(n))。延迟模块316和320均包括一个单元(即，一个采样周期)延迟缓冲器。更具体地，延迟模块316接收当前采样时间上的占空比以(u(n))及延迟，并输出一个采样周期的占空比。延迟模块320接收降压转换器108的输出在给定采样时间(n)后的下一采样时间上的预测状态(X_P(n-1))，并输出一个采样周期的预测状态。

预测状态生成器模块324生成降压转换器108的输出在下一采样时间上的预测状态(X_P(n-1))并输出在下一采样时间上的预测状态给延迟模块320。预测状态生成器模块324可基于降压转换器108的输出在给定采样时间上当前状态(X_C(n))和给定采样时间上占空比(u(n))生成下一采样时间上预测状态。举例来说，预测状态生成器模块324可使用以下方程式生成下一采样时间上的预测状态(X_P(n+1))：

X_P(n+1)＝A_d.X_C(n)+B_d.u(n)，或者

X_P(n+1)＝A_e.X_C(n)+B_e.u(n)，

其中

$A_e=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{wnte}\\ -\mathrm{wnte}& 1\end{array}\right],$ 和

$B_e=\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{wnte}}^2}{2}\\ \mathrm{wnte}\end{array}\right],$

其中

$\mathrm{wnte}=\frac{T_e}{\sqrt{\mathrm{LC}}}.$

T_e为预测状态生成器模块324的采样率。

估值增益应用模块328接收给定采样时间(n)上的电压误差值。估值增益应用模块328将估值增益(K_LC)应用在电压误差值上并输出给定采样时间(n)上的结果给当前状态生成器332。所述估值增益可被设置为在反馈电压估值模块312的不精确性的基础上调整电压误差值。所述估值增益可以是一个2x1的矩阵，因此

K_LC＊V_ERROR

的结果为一个2x1的矩阵，与降压转换器108的输出在给定采样时间上的预测状态(X_P(n))相类似。所述2x1矩阵的一个元素可能是电容电压的预设值，而另一元素可能是电容电流的预设值。所述估值增益在给定采样时间(n)上的电压误差值上的应用结果会被称为调整后电压误差值(V_ERR-ADJ(n))。

当前状态生成器模块332决定降压转换器108的输出在给定采样时间上的当前状态(X_C(n))，基于降压转换器108的输出在给定采样时间上的预测状态以及给定采样时间上的调整后电压误差值(V_ERR-ADJ(n))。举例来说，当前状态生成器332可将降压转换器108的输出在给定采样时间上的当前状态设置为等于输出的预测状态和调整后电压误差值的和。

占空比设置模块336在降压转换器108的输出的当前状态(X_C(n))以及反馈增益(K_FB)的基础上设置给定采样时间上的占空比(u(n))。举例来说，占空比设置模块336可使用以下方程式设置占空比：

u(n)＝K_FB＊X_C(n)，

其中KFB为一个2x1的矩阵。在不同的实施例中，所述2x1矩阵的一个元素可能是电容电压的预设值而另一个元素可能是电容电流的预设值。

DPWM模块340基于所述占空比生成第一和第二PWM信号184和188。在不同的实施例中，所述占空比可以是对应于0到100％之间的一个百分数，举例来说，DPWM模块340可将第一PWM信号184的占空比设置为与所述占空比相等或者以所述占空比为基础取值。DPWM模块340可将第二PWM信号188的占空比设置为与第一PWM信号184大体上互补。

现在参考图3，其中的流程图描述了一个示例性的估计降压转换器108的反馈电压140的方法400。在404，控制生成了降压转换器108的输出在下一采样时间上的预测状态(X_P(n+1))，基于降压转换器108的输出在当前采样时间上的当前状态(X_C(n))以及当前采样时间上的占空比(u(n))。举例来说，控制可以使用以下方程式设置降压转换器108的输出在下一采样时间上的预测状态：

其中X_C(n)为一个2x1的矩阵，其元素代表在当前采样时间上的电容电压和电容电流的值，X_P(n+1)为一个2x1的矩阵，其元素代表在下一采样时间(n+1)上的电容电压和电容电流的预测值，u(n)对应于第一PWM信号184在当前采样时间上的占空比，A_d为一个2x2的离散域矩阵，B_d为一个2x1的离散域矩阵。

控制在408上通过一个采样周期延迟了降压转换器108的输出的预测状态的使用。控制在412上接收降压转换器108的输出在当前采样时间上的预测状态(X_P(n))(作为X_P(n+1)在上一采样时间上生成)。控制还在416上接收当前采样时间上的反馈电压值(V_FB(n))。

控制在420上基于降压转换器108的输出在当前采样时间上的预测状态(X_P(n))以及上一采样时间上的占空比(u(n-1))生成反馈电压值的预测值。举例来说，控制可以使用以下方程式生成反馈电压值的预测值：

V_EST(n)＝C_e.X_P(n)+K_DLY.u(n-1)。

控制在424上生成当前采样时间上的电压误差值(V_ERROR(n))，基于当前采样时间的反馈电压值(V_FB(n))以及当前采样时间上的反馈电压值的估计值(V_EST(n))。举例来说，控制可以将电压误差值设置为等于反馈电压值减去所述预测值。

控制在428上基于电压误差值(V_ERROR(n))以及降压转换器108的输出在当前采样时间上的预测状态(X_P(n))生成降压转换器108的输出在当前采样时间上的当前状态(X_C(n))。举例来说，控制可以将估值增益(K_LC)应用在电压误差值上以生成调整后电压误差值并将输出的当前状态设置为等于所述输出的预测状态和和调整后电压误差值的和。所述估值增益可以是一个2x1的矩阵，降压转换器108的输出的当前状态也可以是一个2x1的矩阵。

控制可以在432上基于降压转换器108的输出在当前采样时间上的当前状态(X_C(n))生成当前采样时间上的占空比(u(n))。举例来说，控制可以使用以下方程式生成所述占空比：

u(n)＝K_FB＊X_C(n)，

其中K_FB为一个2x1的矩阵。控制在436上延迟在当前采样时间上的占空比的使用一个预设的时间间隔。通过这种方式，在下一采样时间上，控制会在当前采样时间的占空比的基础上生成反馈电压的预测值。

现在参照图4，其显示了反馈电压140基于时间的一个示范性图表。负载136的改变在在时间大约为零时发生。示例性的曲线504为一个实施例中的反馈电压140的轨迹，在此实施例中转换器控制模块180并不在计算和开关延迟的基础上生成给定采样时间上的反馈电压值的估计值。示例性的曲线508则为另一个实施例中反馈电压140的轨迹，在此实施例中转换器控制模块108基于计算和开关延迟生成反馈电压值的估计值。直线512对应于反馈电压140的一个示例性的期望值。如图4中的范例所示的，基于计算和开关延迟生成反馈电压的估计值使转换器控制模块180在负载136变化后迅速将反馈电压140返回期望或指令的电压值并最小化过冲和欠冲成为可能。

现在参考图5，其显示了一个示例性的波特图。示例性的曲线604为一个实施例中的反馈电压140的轨迹，在此实施例中转换器控制模块180并不在计算和开关延迟的基础上生成反馈电压值在给定采样时间上的估计值。示例性的曲线608为另一个实施例中的反馈电压140的轨迹，在此实施例中转换器控制模块180基于计算和开关延迟生成所述反馈电压的估计值。如图6所示，基于计算和开关延迟生成所述反馈电压的估计值提供了增加的相位裕度(PM)以及减少的带宽。相对于独立于计算和开关延迟生成反馈电压的估计值，基于计算和开关延迟生成所述反馈电压的估计值可以在一个给定的带宽上提供一个增加的相位裕度。

现在参考图6A-6B，其显示了反馈电压140基于时间的示例性图表。示例性曲线704为负载136的大小轨迹。负载变化大约在时间708上出现。示例性曲线712为一个实施例中反馈电压140的轨迹，在此实施例中，转换器控制模块180并不在计算和开关延迟的基础上生成反馈电压值在一个给定采样时间上的估计值。示例性曲线716为另一个实施例中反馈电压140的轨迹，在此实施例中，转换器控制模块180在计算和开关延迟的基础上生成反馈电压值的估计值。如图6A-6B中的例子所示的，基于计算和开关延迟生成反馈电压的估计值使转换器控制模块180在负载136变化后尽可能快地将反馈电压140返回期望值并最小化过冲和欠冲成为可能。

上述是本发明参照较佳实施例而进行的说明示范，惟应了解的是在不脱离本发明之精神及范畴内，对于本发明所属技术领域中具有通常知识者而言，仍得有许多变化及修改。因此，本发明并不限制于所揭露的实施例，而是以后附申请专利范围之文字记载为准，即不偏离本发明申请专利范围所为之均等变化与修饰，应仍属本发明之涵盖范围。

Claims (20)

1.一种用于DC/DC转换器的控制***，其中所述DC/DC转换器包括电容器和与所述电容器串联的电阻器，串联连接的所述电容器和所述电阻器与所述DC/DC转换器的负载并联连接，所述控制***包括：

预测状态生成器模块，其在在先采样周期内生成当前采样周期的所述电容器的预测电容电压和所述当前采样周期的所述电容器的预测电容电流；

电压估值模块，其在所述当前采样周期内基于所述预测电容电流、所述预测电容电压以及所述在先采样周期的占空比值来生成所述DC/DC转换器的输出电压的估计值；

误差模块，其基于所述输出电压的测量值与所述估计值之间的差异来生成电压误差值；以及

脉宽调制(PWM)模块，其基于所述电压误差值来控制所述DC/DC转换器的占空比。

2.根据权利要求1所述的控制***，其中所述电压估值模块将第一值设置为与所述预测电容电压与预设电压估计值的第一乘积和所述预测电容电流与预设电流估计值的第二乘积的和相等，以及

其中所述电压估值模块基于所述第一值、预设延迟值以及所述占空比值生成所述估计值。

3.根据权利要求2所述的控制***，其中所述电压估值模块将第二值设置为等于所述预设延迟值和所述占空比值的第三乘积，以及

其中所述电压估值模块将所述估计值设置为等于所述第一值和所述第二值的第二和。

4.根据权利要求1所述的控制***，其中所述电压估值模块将第一值设置为等于预设延迟值和所述占空比值的乘积，以及

其中所述电压估值模块在所述预测电容电压、所述预测电容电流以及所述第一值的基础上设置所述估计值。

5.根据权利要求1所述的控制***，还包括：

当前状态生成器模块，其分别基于所述预测电容电压和所述预测电容电流，并基于所述电压误差值，生成所述当前采样周期的当前电容电压和当前电容电流；以及

占空比设置模块，其基于所述当前电容电压和所述当前电容电流来生成所述当前采样周期的第二占空比值，

其中所述脉宽调制模块基于所述第二占空比值来控制所述DC/DC转换器的开关。

6.根据权利要求5所述的控制***，还包括估值增益应用模块，其基于所述电压误差值生成所述当前采样周期的估计电容电压，并基于所述电压误差值生成所述当前采样周期的估计电容电流，

其中所述当前状态生成器模块基于所述预测电容电压和所述估计电容电压来生成所述当前电容电压，并基于所述预测电容电流和所述估计电容电流来生成所述当前电容电流。

7.根据权利要求6所述的控制***，其中所述当前状态生成器模块将所述当前电容电压设置为等于所述预测电容电压和所述估计电容电压的第一和，并将所述当前电容电流设置为等于所述预测电容电流和所述估计电容电流的第二和。

8.根据权利要求5所述的控制***，其中所述占空比设置模块进一步基于预设的反馈电压值和预设的反馈电流值来生成所述第二占空比值。

9.根据权利要求8所述的控制***，其中所述占空比设置模块将所述第二占空比值设置为等于所述预设的反馈电压值和所述当前电容电压的第一乘积和所述预设的反馈电流值和所述当前电容电流的第二乘积的和。

10.根据权利要求1所述的控制***，其中所述预测状态生成器模块分别基于所述在先采样周期的当前电容电压和当前电容电流来生成所述预测电容电压和所述预测电容电流。

11.一种用于DC/DC转换器的控制方法，其中所述DC/DC转换器包括电容器和与所述电容器串联的电阻器，串联连接的所述电容器和所述电阻器与所述DC/DC转换器的负载并联连接，所述控制方法包括：

在在先采样周期内，生成当前采样周期的所述电容器的预测电容电压以及所述当前采样周期的所述电容器的预测电容电流；

基于所述预测电容电压、所述预测电容电流以及所述在先采样周期的占空比值，生成所述DC/DC转换器的输出电压在当前采样周期内的估计值；

基于所述输出电压的测量值与所述估计值之间的差异来生成电压误差值；以及

基于所述电压误差值来控制所述DC/DC转换器的占空比。

12.根据权利要求11所述的控制方法，还包括：

将第一值设置为等于所述预测电容电压和预设电压估计值的第一乘积和所述预测电容电流和预设电流估计值的第二乘积的和；以及

基于所述第一值、预设延迟值以及所述占空比值来生成所述估计值。

13.根据权利要求12所述的控制方法，还包括：

将第二值设置为等于所述预设延迟值和所述占空比值的第三乘积；以及

将所述估计值设置为等于所述第一值和所述第二值的第二和。

14.根据权利要求11所述的控制方法，还包括：

将第一值设置为等于预设延迟值和所述占空比值的乘积；以及

基于所述预测电容电压、所述预测电容电流以及所述第一值来设置所述估计值。

15.根据权利要求11所述的控制方法，还包括：

分别基于所述预测电容电压和所述预测电容电流，以及基于所述电压误差值，生成所述当前采样周期的当前电容电压和当前电容电流；

基于所述当前电容电压和所述当前电容电流来生成所述当前采样周期的第二占空比值；以及

基于所述第二占空比值来控制所述DC/DC转换器的开关。

16.根据权利要求15所述的控制方法，还包括：

基于所述电压误差值来生成所述当前采样周期的估计电容电压；

基于所述电压误差值来生成所述当前采样周期的估计电容电流；

基于所述预测电容电压以及所述估计电容电压来生成所述当前电容电压；以及

基于所述预测电容电流和所述估计电容电流来生成所述当前电容电流。

17.根据权利要求16所述的控制方法，还包括：

将所述当前电容电压设置为等于所述预测电容电压和所述估计电容电压的第一和；以及

将所述当前电容电流设置为等于所述预测电容电流和所述估计电容电流的第二和。

18.根据权利要求15所述的控制方法，还包括：进一步基于预设的反馈电压值和预设的反馈电流值来生成所述第二占空比值。

19.根据权利要求18所述的控制方法，还包括：将所述第二占空比值设置为等于所述预设的反馈电压值和所述当前电容电压的第一乘积和所述预设的反馈电流值和所述当前电容电流的第二乘积的和。

20.根据权利要求11所述的控制方法，还包括：分别基于所述在先采样周期的当前电容电压和当前电容电流来生成所述预测电容电压和所述预测电容电流。