JP5374210B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそれを用いた給電システム - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそれを用いた給電システム Download PDF

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Description

本発明は、電力変換技術に関し、特に、入出力双方向に電力変換可能なキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータおよびそれを用いた給電システムに関する。
従来、電力変換器の分野では、直列に接続された２つのキャパシタを交互に充電することで昇圧（降圧）率を可変とするＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。図１１に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、ＤＣ電源入力部としての正極側及び負極側入力端子ＩＮ１，ＩＮ２と、直列に接続された２つのキャパシタＣ１，Ｃ２と、これらキャパシタＣ１，Ｃ２にそれぞれ接続された出力部としての正極側及び負極側出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と、スイッチング部１０１と、制御回路部１０２とを備えている。
スイッチング部１０１は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子から成るフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４付きのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を有し、ＤＣ電源入力部とキャパシタＣ１，Ｃ２との間の接続を切り替える。制御回路部１０２は、スイッチング部１０１を制御するものであり、電圧差分算出部１１１と、比例積分器１１２と、スイッチング制御部１１３とを備えている。電圧差分算出部１１１は、出力部から出力される電圧Ｖoutと所定の電圧指令値との差分値を算出し、比例積分器１１２は、この差分値と基準値とを比較し操作量を算出する。スイッチング制御部１１３は、この操作量に基づいて、スイッチング部１０１に指令するオン／オフ時間のデューティを制御する。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００には、入力側に平滑コンデンサ（電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、又は、セラミックコンデンサ）Ｃ０が設けられている。また、スイッチＳｗ１，Ｓｗ２の接続点１３１と正極側入力端子ＩＮ１との間にインダクタＬが設けられている。さらに、スイッチＳｗ２，Ｓｗ３の接続点１３２は、キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点１４１に接続されており、スイッチＳｗ３，Ｓｗ４の接続点１３３は、負極側入力端子ＩＮ２に接続されている。
このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４をオン／オフ制御することで、例えば、昇圧時（力行モード）では、ＤＣ電源入力部によりキャパシタＣ１，Ｃ２を個々に充電し、またインダクタＬに磁気エネルギを蓄積し、このインダクタＬからの電流によりキャパシタＣ１，Ｃ２を充電し、出力部に昇圧された電圧を得ることができる。また、降圧時（回生モード）では、出力側の負荷として例えばモータが使用されたときに、モータの回転数を減速制御（回生ブレーキ動作）し、出力（負荷）側の電圧が上昇した場合に、出力（負荷）側の電圧を降圧して（入力側にエネルギを還し）、入力側のバッテリ等の電源を充電することができる。
特開２００５−２２４０６０号公報
しかしながら、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、直列に接続された２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧のバランスが均等にならない場合がある。この場合、スイッチング素子の温度ばらつきを招き、片側のキャパシタの電圧負荷が大きくなることで電圧負荷の偏りが生じるという問題があった。また、アンバランス分のマージンを考慮したキャパシタの耐圧設計を行わなければならないという問題があった。
そこで、本発明では、前記した問題を解決し、キャパシタ電圧の不平衡を抑制し、電圧負荷の偏りを防止することのできる技術を提供することを目的とする。
本発明は、前記目的を達成するために創案されたものであり、本発明のうち請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記スイッチング部が、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、を有し、前記制御回路部が、動作状態が昇圧と降圧のうちのいずれであるかと、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかとに基づいて、前記第１、第２、第３、第４のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの時間幅を広げるスイッチ又は前記デューティの時間幅を狭めるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする。
かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング部に第１ないし第４のスイッチを有するので、昇圧および降圧動作が可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時には、第２のスイッチと第３のスイッチのオン／オフ時間のデューティを制御することで、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力できる。昇圧時のこの基本動作に加えて、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、制御回路部によって、第１のキャパシタの電圧と第２のキャパシタの電圧との差分を算出する。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、ＤＣ／ＤＣコンバータは、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力する際に、制御回路部によって、算出した差分を低減するように、第２のスイッチと第３のスイッチの少なくとも一方のオン／オフ時間のデューティを変更することで、２つのキャパシタの検出電圧のバランスを均等にすることができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時には、第１のスイッチと第４のスイッチのオン／オフ時間のデューティを制御することで、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力する基本動作を行うことができる。降圧時のこの基本動作に加えて、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、制御回路部によって、第１のキャパシタの電圧と第２のキャパシタの電圧との差分を算出するので、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力する際に、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、算出した差分を低減するように、第１のスイッチと第４のスイッチの少なくとも一方のオン／オフ時間のデューティを変更することで、２つのキャパシタの検出電圧のバランスを均等にすることができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧時および降圧時にキャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。そのため、スイッチング素子の温度ばらつきを抑制できる。その結果、電圧負荷の偏りを防止できる。また、このように構成することで、従来は必要であったアンバランス分のマージンを考慮したキャパシタの耐圧設計が不要となる。
また、かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、デューティの幅を制御することで２つのキャパシタの電圧差を低減するように構成したので、例えば、昇圧時には、キャパシタの電圧が小さい方のキャパシタを充電するためのスイッチがオンする時間が長くなるように指令信号のデューティの幅を広げることと、キャパシタの電圧が大きい方のキャパシタを充電するためのスイッチがオンする時間が短くなるように指令信号のデューティの幅を狭くすることのうちの少なくとも一方を行うことで、電圧が小さい方のキャパシタの充電量を、電圧が大きい方のキャパシタの充電量よりも増加できる。つまり、２つのキャパシタの電圧差を低減できる。また、降圧時には、キャパシタの電圧が大きい方のキャパシタから放電するためのスイッチがオンする時間が短くなるように指令信号のデューティの幅を狭くすることと、キャパシタの電圧が小さい方のキャパシタから放電するためのスイッチがオンする時間が長くなるように指令信号のデューティの幅を広げることとのうちの少なくとも一方を行うことで、電圧が大きい方のキャパシタの放電量を電圧が小さい方のキャパシタの放電量よりも増加できる。つまり、２つのキャパシタの電圧差を低減できる。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、キャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。
また、前記目的を達成するため、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記スイッチング部が、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のダイオードと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第２のダイオードと、を有し、前記制御回路部が、前記スイッチング部の前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチにオン／オフ時間を指令することで前記ＤＣ電源入力部に印加された直流電圧を昇圧して前記出力部に出力させる制御を行い、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１および第２のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする。
かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング部に直列に接続された第１及び第２のスイッチと、２つのスイッチの両側にそれぞれ接続された第１及び第２のダイオードを有するので、昇圧動作が可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時に、第１のスイッチと第２のスイッチのオン／オフ時間のデューティを制御することで、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力できる。この基本動作に加えて、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、制御回路部によって、第１のキャパシタの電圧と第２のキャパシタの電圧との差分を算出する。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、ＤＣ／ＤＣコンバータは、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力する際に、制御回路部によって、算出した差分を低減するように、第１のスイッチと第２のスイッチの少なくとも一方のオン／オフ時間のデューティを変更することで、２つのキャパシタの検出電圧のバランスを均等にすることができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧時にキャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。そのため、スイッチング素子の温度ばらつきを抑制できる。その結果、電圧負荷の偏りを防止できる。また、このように構成することで、従来は必要であったアンバランス分のマージンを考慮したキャパシタの耐圧設計が不要となる。さらに、このようにダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用してスイッチ数を減らすことによりコストを低減できる。
また、かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、デューティの位相を制御することで２つのキャパシタの電圧差を低減するように構成したので、キャパシタの電圧が大きい方のキャパシタを充電するためのスイッチの指令信号のデューティの位相を遅らせることと、キャパシタの電圧が小さい方のキャパシタを充電するためのスイッチの指令信号のデューティの位相を進ませることのうちの少なくとも一方を行うことで、電圧が小さい方のキャパシタの充電量を電圧が大きい方のキャパシタの充電量よりも増加することができる。また、このようにすることで、電圧が大きい方のキャパシタの放電量を電圧が小さい方のキャパシタの放電量よりも増加することができる。つまり、２つのキャパシタの電圧差を低減できる。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、キャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。
また、前記目的を達成するため、請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記スイッチング部が、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のダイオードと、前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のダイオードと、前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第２のスイッチと、を有し、前記制御回路部が、前記スイッチング部の前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチにオン／オフ時間を指令することで前記出力部に印加された直流電圧を降圧して前記ＤＣ電源入力部に出力させる制御を行い、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１および第２のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする。
かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング部に直列に接続された第１及び第２のダイオードと、２つのダイオードの両側にそれぞれ接続された第１及び第２のスイッチを有するので、降圧動作が可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時に、第１のスイッチと第２のスイッチのオン／オフ時間のデューティを制御することで、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力できる。この基本動作に加えて、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、制御回路部によって、第１のキャパシタの電圧と第２のキャパシタの電圧との差分を算出する。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、ＤＣ／ＤＣコンバータは、所定の電圧指令値に基づいた電圧を出力部から出力する際に、制御回路部によって、算出した差分を低減するように、第１のスイッチと第２のスイッチの少なくとも一方のオン／オフ時間のデューティを変更することで、２つのキャパシタの検出電圧のバランスを均等にすることができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧時にキャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。そのため、スイッチング素子の温度ばらつきを抑制できる。その結果、電圧負荷の偏りを防止できる。また、このように構成することで、従来は必要であったアンバランス分のマージンを考慮したキャパシタの耐圧設計が不要となる。さらに、このようにダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用してスイッチ数を減らすことによりコストを低減できる。
また、かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、デューティの位相を制御することで２つのキャパシタの電圧差を低減するように構成したので、キャパシタの電圧が大きい方のキャパシタを充電するためのスイッチの指令信号のデューティの位相を遅らせることと、キャパシタの電圧が小さい方のキャパシタを充電するためのスイッチの指令信号のデューティの位相を進ませることのうちの少なくとも一方を行うことで、電圧が小さい方のキャパシタの充電量を電圧が大きい方のキャパシタの充電量よりも増加することができる。また、このようにすることで、電圧が大きい方のキャパシタの放電量を電圧が小さい方のキャパシタの放電量よりも増加することができる。つまり、２つのキャパシタの電圧差を低減できる。したがって、２つのキャパシタの検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、キャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。
また、請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記スイッチング部が、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、を有し、前記制御回路部が、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１、第２、第３、第４のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする。
また、請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路部が、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減する電圧バランス調整部を備え、前記電圧バランス調整部が、前記第１のキャパシタの直流分の電圧を抽出する第１のローパスフィルタと、前記第２のキャパシタの直流分の電圧を抽出する第２のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの出力と前記第２のローパスフィルタの出力との差分値と、各出力値と予め定められた電圧０指令値との差分値とを抽出する電圧差分算出部と、前記電圧差分算出部により得られた各差分値と、予め定められた基準値とを比較し操作量を算出する比例積分器と、前記算出された操作量に基づいて前記デューティを制御したオン／オフ時間の指令信号を前記スイッチング部に供給するデューティ制御部とを備えることを特徴とする。
かかる構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御回路部の電圧バランス調整部は、第１及び第２のローパスフィルタによって、キャパシタの検出電圧に含まれるリプル成分を除去した直流分を検出する。したがって、電圧バランス調整部は、直流分に基づいて２つのキャパシタの電圧の差分、および、各出力と電圧０指令値との差分値を算出できるので、より正確な操作量および指令信号をスイッチング部に供給し、２つのキャパシタ間の電圧差分を正確に低減することができる。
また、前記目的を達成するため、請求項６に記載の給電システムは、請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して回転電機に給電する電源と、前記回転電機と前記電源との間に流れる電流を検出する電流センサと、前記電流センサで検出された電流に基づいて前記回転電機の動作状態が力行と回生のうちのいずれであるかを判別して前記判別結果を示す力行・回生判別信号を前記ＤＣ／ＤＣコンバータに供給する力行・回生判別部とを備え、前記回転電機と前記電源との間で電圧変換された直流電力を送電する給電システムであって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧バランス調整部が、前記力行・回生判別信号に基づいて、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする。
かかる構成によれば、給電システムにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧バランス調整部は、回転電機の動作状態が力行と回生のうちのいずれであるかを示す力行・回生判別信号に基づいて２つのキャパシタの電圧差を低減する構成としたので、回転電機が力行時には充電量を調整し、回生時には放電量を調整することで、２つのキャパシタ間の電圧差分を低減することができる。ここで、この給電システムにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチへの指令信号のデューティの幅を制御することで２つのキャパシタの電圧差を低減するように構成した場合には、回転電機の動作状態に応じて充電量または放電量を増加させるべきキャパシタを切り替える。例えば、力行時に、第１のキャパシタの検出電圧の方が大きいときに第２のキャパシタの充電量を増大させる制御を行う場合には、回生時には、第２のキャパシタの検出電圧の方が大きいときに第２のキャパシタの放電量を増大させる制御を行う。なお、この給電システムにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータがデューティの位相を制御することで２つのキャパシタの電圧差を低減するように構成した場合には、回転電機の動作状態に応じて充電量または放電量を増加させるべきキャパシタを切り替える必要はない。
本発明によれば、スイッチング素子の温度ばらつきを抑制し、キャパシタの電圧負荷の偏りを防止することができる。その結果、キャパシタの耐圧容量の肥大化を防止し、ひいては動作の安定化、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を実現できる。
また、従来のように２つのキャパシタの電圧のバランスがとれずに多くの電流が片側のキャパシタに流れ込む場合には、発熱や周囲温度に依存して２つのキャパシタの劣化にもばらつきが生じてしまうが、本発明によれば、２つのキャパシタの電圧のバランスを確保できるのでＤＣ／ＤＣコンバータの耐久性を向上させることができる。
本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを含む給電システムの構成図である。 図１に示したＤｕｔｙ制御部のバランス調整動作を示すフローチャートである。 図１に示したＤｕｔｙ制御部による昇圧時の動作を示す説明図であって、（ａ）はスイッチング部における信号の状態、（ｂ）は理想的なタイミングチャート、（ｃ）はバランス調整時のタイミングチャートをそれぞれ示している。 図１に示したＤｕｔｙ制御部による降圧時の動作を示す説明図であって、（ａ）はスイッチング部における信号の状態、（ｂ）は理想的なタイミングチャート、（ｃ）はバランス調整時のタイミングチャートをそれぞれ示している。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを含む給電システムの構成図である。 図５に示したＤｕｔｙ制御部のバランス調整動作を示すフローチャートである。 図５に示したＤｕｔｙ制御部による昇圧時の動作を示す説明図であって、（ａ）はスイッチング部における信号の状態、（ｂ）は理想的なタイミングチャート、（ｃ）はバランス調整時のタイミングチャートをそれぞれ示している。 図５に示したＤｕｔｙ制御部による降圧時の動作を示す説明図であって、（ａ）はスイッチング部における信号の状態、（ｂ）は理想的なタイミングチャート、（ｃ）はバランス調整時のタイミングチャートをそれぞれ示している。 本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを含む給電システムの構成図である。 本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを含む給電システムの構成図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
図面を参照して本発明のＤＣ／ＤＣコンバータおよび給電システムを実施するための形態（以下「実施形態」という）について詳細に説明する。以下では、まず、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータおよび給電システムの概要を説明し、次に、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備える給電システム、次いで、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えてシステム構成の異なる第２実施形態の給電システム、さらに、第３，第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータをそれぞれ備える点が異なる第３，第４実施形態の給電システムを順次説明することとする。
［ＤＣ／ＤＣコンバータと給電システムの概要］
＜ＤＣ／ＤＣコンバータの概要＞
ＤＣ／ＤＣコンバータの構成は大別して３種類あり、これらのＤＣ／ＤＣコンバータがキャパシタ電圧の不平衡を抑制し、電圧負荷の偏りを防止するためのデューティ制御方法は大別して２種類ある。まず、３種類の構成は次の通りである。第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３（図１参照）は、２つの直列接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２と４つのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４とを備えて昇圧および降圧動作が可能な昇降圧タイプである。この昇降圧タイプにおいて、以下では、簡便のために、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４が例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子から構成され、そのゲート電圧（スイッチング指令信号）により、オン／オフ時間のデューティを制御するものとする。本実施形態では、波形の幅をデューティの幅とし、この時間をスイッチのオン時間とする。また、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４のゲート波形のオン／オフ時間の周期は等しく、スイッチＳｗ１のゲート波形のオン期間とスイッチＳｗ２のゲート波形のオフ期間とが等しく、スイッチＳｗ３のゲート波形のオン期間とスイッチＳｗ４のゲート波形のオフ期間とが等しいものとする（図３（ｂ）および図４（ｂ）参照）。
第３実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂ（図９参照）は、図１に示す昇降圧タイプを昇圧動作専用タイプとするために２つのスイッチＳｗ１，Ｓｗ４をダイオードに置換したものである。つまり、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３のゲート波形のデューティを制御することで、昇圧動作を行うことができる。なお、第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａ（図５参照）は、制御方法が異なるものであって、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３（図１参照）と同様な構成である。
第４実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃ（図１０参照）は、図１に示す昇降圧タイプを降圧動作専用タイプとするために２つのスイッチＳｗ２，Ｓｗ３をダイオードに置換したものである。つまり、スイッチＳｗ１、Ｓｗ４のゲート波形のデューティを制御することで、降圧動作を行うことができる。
次いで、デューティ制御方法は、以下の２種類である。
第１のデューティ制御方法は、キャパシタ電圧の不平衡を検出したときにデューティの幅を変化させるものである。例えば、昇圧時には、２つのスイッチＳｗ２，Ｓｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの幅を調節し、一方、降圧時には、２つのスイッチＳｗ１，Ｓｗ４のゲート波形のＤｕｔｙの幅を調節することで、２つの直列接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２のそれぞれに印加されている電圧の差分を０にする。ただし、昇圧時と降圧時では、後記するように制御方法を切り替える必要がある。これは、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３（図１参照）を用いて説明する。
第２のデューティ制御方法は、キャパシタ電圧の不平衡を検出したときにデューティの位相を変化させるものである。例えば、昇圧時には、２つのスイッチＳｗ２，Ｓｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相を調節し、一方、降圧時には、２つのスイッチＳｗ１，Ｓｗ４のゲート波形のＤｕｔｙの位相を調節することで、２つの直列接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２のそれぞれに印加されている電圧の差分を０にする。なお、昇圧時と降圧時では、制御方法を切り替える必要はない。これは、第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａ（図５参照）を用いて説明する。
＜給電システムの概要＞
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、単独で使用できることは勿論であるが、以下では、まず、昇圧時なのか降圧時なのかを判別できる構成を備えた本発明の給電システムの中で第１のデューティ制御方法を行うＤＣ／ＤＣコンバータを詳細に説明し、次いで、このような判別を行わない給電システムの中で第２のデューティ制御方法を行うＤＣ／ＤＣコンバータを同様に説明することとする。
（給電システムの第１実施形態）
図１に示すように、第１実施形態に係る給電システム１は、回転電機２００と電源２との間で電圧変換された直流電力を送電するものであって、電源２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３と、電流センサ４と、力行・回生判別部５とを備えている。回転電機２００は、例えば、自動車等のモータや発電機である。
電源２は、例えば、バッテリ等であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して回転電機２００に対して、所定のＤＣ電源電圧Ｅを給電するものである。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、入力されたＤＣ電源電圧Ｅを変換して回転電機２００に出力するものである。
電流センサ４は、回転電機２００と電源２との間に流れる直流電流を検出し、検出した電流値を力行・回生判別部５に出力するものである。
力行・回生判別部５は、電流センサ４で検出された電流に基づいて回転電機２００の動作状態が力行と回生のうちのいずれであるかを判別し、その判別結果を示す力行・回生判別信号をＤＣ／ＤＣコンバータ３に供給するものである。本実施形態では、回転電機２００の動作状態が力行のとき（力行モードのとき：昇圧時）、力行・回生判別信号を「０」に設定し、回転電機２００の動作状態が回生のとき（回生モードのとき：降圧時）、力行・回生判別信号を「１」に設定した。ここで、力行・回生判別信号の設定の仕方はこの限りではない。例えば、回生モードのときには、負荷である回転電機２００が例えばモータであれば、モータの回転数を減速制御（回生ブレーキ動作）し、負荷側の電圧が上昇した場合に、負荷側の電圧を降圧して（入力側にエネルギを還し）、入力側の電源２を充電することができる。なお、力行・回生の判別信号としてブレーキ信号を用いることも可能である。例えば、ブレーキを踏んでいない時は力行モード、ブレーキを踏んでいる時は回生モードとし、それを判別信号に用いて力行・回生の判別を行なう方法もある。
［ＤＣ／ＤＣコンバータ］
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、ＤＣ電源入力部としての正極側及び負極側入力端子ＩＮ１，ＩＮ２と、直列に接続された２つのキャパシタＣ１，Ｃ２と、これらキャパシタＣ１，Ｃ２にそれぞれ接続された出力部としての正極側及び負極側出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と、スイッチング部６と、制御回路部７とを備えている。なお、キャパシタＣ１，Ｃ２をそれぞれ第1のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２と呼称する。
＜スイッチング部＞
スイッチング部６は、例えばＩＧＢＴ素子から成るフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４付きのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を有し、ＤＣ電源入力部とキャパシタＣ１，Ｃ２との間の接続を切り替える。第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３では、スイッチング部６の各スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を、それぞれ第1のスイッチＳｗ１、第２のスイッチＳｗ２、第３のスイッチＳｗ３、第４のスイッチＳｗ４と呼称する。
第１のスイッチＳｗ１は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の正極側及び正極側出力端子ＯＵＴ１に接続する。
第２のスイッチＳｗ２は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第３のスイッチＳｗ３は、負極側入力端子ＩＮ２を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第４のスイッチＳｗ４は、負極側入力端子ＩＮ２を、第２のキャパシタＣ２の負極側及び負極側出力端子ＯＵＴ２に接続する。
また、第１のスイッチＳｗ１と第２のスイッチＳｗ２との接続点３１と正極側入力端子ＩＮ１との間にインダクタＬが設けられている。また、第２のスイッチＳｗ２と第３のスイッチＳｗ３との接続点３２は、第1のキャパシタＣ１と第２のキャパシタＣ２との接続点４１に接続されている。この接続点４１は、出力側中間端子ＯＵＴ３に接続されている。つまり、出力側中間端子ＯＵＴ３と正極側出力端子ＯＵＴ１との間の電圧を測定することで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が検出される。また、出力側中間端子ＯＵＴ３と負極側出力端子ＯＵＴ２との間の電圧を測定することで、第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2が検出される。なお、正極側出力端子ＯＵＴ１と負極側出力端子ＯＵＴ２との間の電圧が出力電圧Ｖoutである。
また、第３のスイッチＳｗ３と第４のスイッチＳｗ４との接続点３３は、負極側入力端子ＩＮ２に接続されている。また、正極側及び負極側入力端子ＩＮ１，ＩＮ２は、ＤＣ電源電圧Ｅの電源２に接続されている。さらに、正極側入力端子ＩＮ１と負極側入力端子ＩＮ２との間には、平滑コンデンサ（電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、又は、セラミックコンデンサ）Ｃ０が設けられている。平滑コンデンサＣ０は、電源２のインピーダンスを下げるために設けられている。例えば、電源２が正極側及び負極側入力端子ＩＮ１，ＩＮ２から離れて電源２までの配線が長くなった場合、電源２のインピーダンスが上昇するおそれがあるが、平滑コンデンサＣ０はこれを防止する。
＜制御回路部＞
制御回路部７は、出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいてスイッチング部６に指令するオン／オフ時間のデューティを制御する。
この制御回路部７は、本発明の特徴として、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2との差分を算出し、算出された差分に基づいて第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2との電圧差を低減するようにデューティを制御する機能を有している。第１実施形態では、制御回路部７は、デューティの幅を制御することで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2との電圧差を低減することとした。
このために、制御回路部７は、電圧差分算出部１１と、比例積分器１２と、電圧バランス調整部２０とを備えている。
電圧差分算出部１１は、出力部から出力される電圧Ｖoutと所定の電圧指令値との差分値を算出するものである。
比例積分器１２は、比例動作（Ｐ）と積分動作（Ｉ）を組み合わせたＰＩ制御により、電圧差分算出部１１で算出した差分値と基準値とを比較し、電圧Ｖoutを所定の電圧指令値（出力したい電圧値）とするための操作量（第１の操作量という）を算出するものである。ここで算出された操作量は、電圧バランス調整部２０のＤｕｔｙ制御部２３に出力される。
＜電圧バランス調整部＞
電圧バランス調整部２０は、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2との電圧差分を低減するものであり、第１のローパスフィルタＬＰＦ１と、第２のローパスフィルタＬＰＦ２と、電圧差分算出部２１と、比例積分器２２と、Ｄｕｔｙ制御部（デューティ制御部）２３とを備えている。
第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２の各電圧ＶC1，ＶC2をそれぞれ抽出するものである。第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2とは、リプル成分を含んでいる。しかし、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2とをバランスさせるためにそのリプル成分は必要ではないため、第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２によってリプル成分をカットして直流分を抽出する。なお、この直流分もＶC1，ＶC2と表記することとする。
電圧差分算出部２１は、第１のローパスフィルタＬＰＦ１の出力ＶC1と第２のローパスフィルタＬＰＦ２の出力ＶC2との差分値と、各出力値ＶC1，ＶC2と予め定められた電圧０指令値との差分値とを抽出するものである。本実施形態では、２つのキャパシタの電圧差に関しては、一例として、第１のローパスフィルタＬＰＦ１の出力ＶC1から第２のローパスフィルタＬＰＦ２の出力ＶC2を引いた電圧差Δ（ＶC1−ＶC2）を求めることとする。つまり、２つのキャパシタ間の電圧差Δ（ＶC1−ＶC2）が正の場合、第１のローパスフィルタＬＰＦ１の出力ＶC1の方が大きく、負の場合、その反対となる。
電圧０指令値は、差Δ（ＶC1−ＶC2）を「０」にすることを指令するものである。本実施形態では、電圧差分算出部２１は、一例として、第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２の出力ＶC1，ＶC2から「０」を引いた差分値を求めることとする。電圧差分算出部２１は、２つのキャパシタ間の電圧差Δ（ＶC1−ＶC2）と共に、ＶC1と「０」との差分値、および、ＶC2と「０」との差分値を比例積分器２２に出力する。なお、本実施形態では、一例として、制御回路部７の外部から電圧０指令値を設定して入力できることとするが、制御回路部７のメモリに予め記憶させておいた電圧０指令値を電圧差分算出部２１が読み出せるように構成してもよい。
比例積分器２２は、ＰＩ制御により、電圧差分算出部２１により得られた各差分値と、予め定められた基準値とを比較し、キャパシタ電圧の不均衡を抑制するようにデューティを変化させるための操作量（第２の操作量という）を算出するものである。ここで、基準値は、例えば、第１のローパスフィルタＬＰＦ１の出力ＶC1毎に、電圧差Δ（ＶC1−ＶC2）に対応して複数設けてもよい。
Ｄｕｔｙ制御部（デューティ制御部）２３は、比例積分器１２により算出された第１の操作量に基づいてデューティを制御したオン／オフ時間の指令信号をスイッチング部６に供給する機能（以下、基本動作という）を備えると共に、比例積分器２２により算出された第２の操作量に基づいてデューティを制御したオン／オフ時間の指令信号をスイッチング部６に供給する機能（以下、バランス調整動作という）とを備えている。
［Ｄｕｔｙ制御部の動作］
＜基本動作＞
Ｄｕｔｙ制御部２３が実行する基本動作は、図１１に示す従来のスイッチング制御部１１３の制御と同様なものである。図１に示す構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータ３においては、第１のスイッチＳｗ１、第２のスイッチＳｗ２、第３のスイッチＳｗ３、第４のスイッチＳｗ４のオン／オフ制御を調整することにより、昇圧モード（例えば、ＤＣ電源電圧Ｅの１倍〜２倍の間の任意の電圧に昇圧）、導通モード（整流モード）、電源回生モードの３種類の動作モードを実現することができる。動作モードの選択はアプリケーション等によって決められる。本発明を電気自動車に採用する場合、例えば、高速運転時に２倍昇圧モードが用いられ、低速運転時に１倍昇圧モードが用いられる。
＜バランス調整動作＞
Ｄｕｔｙ制御部２３が実行するバランス調整動作は、デューティの幅を変えて２つのキャパシタの電圧差を低減するものである。そのために、第１実施形態の給電システム１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の電圧バランス調整部２０は、力行・回生判別部５の出力する力行・回生判別信号に基づいて、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2とのバランスを調整する。
図２に示すように、Ｄｕｔｙ制御部２３は、力行・回生判別信号が「０」である（力行・回生判別信号＝０）か否かを判別する（ＳＴＥＰ１）。力行・回生判別信号が「０」である場合（ＳＴＥＰ１：Ｙｅｓ）、すなわち、回転電機２００の動作状態が力行である場合、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）かあるいは小さいかを判別する（ＳＴＥＰ２）。電圧ＶC1が電圧ＶC2より大きい場合（ＳＴＥＰ２：Ｙｅｓ）、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって広げる（ＳＴＥＰ３ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって狭くする（ＳＴＥＰ３ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。ここで、ＳＴＥＰ３ａとＳＴＥＰ３ｂの実行順序は任意であり、並列に行ってもよい。また、ａ，ｂどちらか一方の処理だけでもよい。以下の処理においてもａ，ｂの関係は同様である。
前記のＳＴＥＰ２において、電圧ＶC1が電圧ＶC2より小さい場合（ＳＴＥＰ２：Ｎｏ）、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって狭くする（ＳＴＥＰ４ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって広げる（ＳＴＥＰ４ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。なお、電圧ＶC1と電圧ＶC2とが等しい場合、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。
前記のＳＴＥＰ１において、力行・回生判別信号が「１」である場合（ＳＴＥＰ１：Ｎｏ）、すなわち、回転電機２００の動作状態が回生である場合、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）かあるいは小さいかを判別する（ＳＴＥＰ５）。電圧ＶC1が電圧ＶC2より大きい場合（ＳＴＥＰ５：Ｙｅｓ）、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって狭くする（ＳＴＥＰ６ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって広げる（ＳＴＥＰ６ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。
前記のＳＴＥＰ５において、電圧ＶC1が電圧ＶC2より小さい場合（ＳＴＥＰ５：Ｎｏ）、Ｄｕｔｙ制御部２３は、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって広げる（ＳＴＥＰ７ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙを、第２の操作量にしたがって狭くする（ＳＴＥＰ７ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。なお、電圧ＶC1と電圧ＶC2とが等しい場合、Ｄｕｔｙ制御部２３は、ＳＴＥＰ１に戻る。
図１および図２では、一例として、Ｄｕｔｙ制御部２３が第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの幅を広げる（または狭くする）ものとして説明した。ただし、前記したように第１のスイッチＳｗ１のゲート波形のオン期間と、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のオフ期間とが等しく、かつ、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のオン期間と、第４のスイッチＳｗ４のゲート波形のオフ期間とが等しい。したがって、力行・回生判別信号が「１」である場合（ＳＴＥＰ１：Ｎｏ）の処理では、Ｄｕｔｙ制御部２３が、例えば第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの幅を狭くすること（ＳＴＥＰ６ａ）は、第１のスイッチＳｗ１のゲート波形のＤｕｔｙの幅を広げることを意味する。また、Ｄｕｔｙ制御部２３が、例えば第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの幅を広げること（ＳＴＥＰ６ｂ）は、第４のスイッチＳｗ４のゲート波形のＤｕｔｙの幅を狭めることを意味する。他も同様である。
また、図２のフローチャートでは、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの幅と、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの幅との両方を変化させることとしたが、いずれか一方のみを変化させるようにしてもよい。例えば、ＳＴＥＰ３ａとＳＴＥＰ３ｂのうち一方だけを行ってもよい。ここで、２つのうち仮にＳＴＥＰ３ａのみを行うようにした場合、対応する処理としてＳＴＥＰ４ａとＳＴＥＰ４ｂのうちＳＴＥＰ４ａのみを行うようにすればよい。回生時の処理も同様である。
［昇圧時の動作の具体例］
図３を参照して昇圧時の動作の具体例について説明する。
＜昇圧時の基本動作の具体例＞
制御回路部７がスイッチング部６に供給する各スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４へのゲート信号（指令信号）は次の通りである。すなわち、スイッチング部６の第１のスイッチＳｗ１へのゲート信号（指令信号）Ｓ１は、図３（ａ）に示すように、昇圧時には常時オフとする。同様に、第４のスイッチＳｗ４へのゲート信号（指令信号）Ｓ４も、昇圧時には常時オフとする。また、常時オフとする以外の動作の一例として、ＳＷ１＝ＳＷ２の反転動作（すなわち、ＳＷ１がオンのときＳＷ２をオフとする）、ＳＷ４＝ＳＷ３の反転動作として動作させることも可能である。
一方、第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３へのゲート信号（指令信号）Ｓ２，Ｓ３は、それぞれ、図３（ｂ）に示すＤｕｔｙ（デューティ）の幅を有している。ゲート信号Ｓ２，Ｓ３は、所定のタイミングでそれぞれスイッチＳｗ２，Ｓｗ３をオン／オフする。ここでは、一例として、ゲート信号Ｓ２，Ｓ３のデューティを２５％としたが、これに限らず５０％以下であれば、入力電圧を１〜２倍に昇圧して出力することができる。
最初に、第２のキャパシタＣ２の充電動作について図３（ａ）および図３（ｂ）を参照して説明する。なお、常時オフとする以外の動作の一例として、ＳＷ１＝ＳＷ２の反転動作（すなわち、ＳＷ１がオンのときＳＷ２をオフとする）、ＳＷ４＝ＳＷ３の反転動作として動作させる場合も同様である。
時刻ｔ0〜時刻ｔ1では、ゲート信号Ｓ２が供給されて第２のスイッチＳｗ２がオンすると共に、他のスイッチＳｗ１，Ｓｗ３，Ｓｗ４はオフしているので、電源２（図１参照）のＤＣ電源電圧Ｅにより第２のキャパシタＣ２を充電する電流は次のルート（以下、ルート１という）で流れる。すなわち、ルート１は、「電源２→ＩＮ１→インダクタＬ→接続点３１→第２のスイッチＳｗ２→接続点３２→接続点４１→第２のキャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→接続点３３→ＩＮ２→電源２」で示される。このとき、インダクタＬに流れるコイル電流ＩLは、図３（ｂ）に示すように増加するのでインダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
次に、時刻ｔ1〜時刻ｔ2では、ゲート信号Ｓ２がオフ期間になり、第２のスイッチＳｗ２もオフするので、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギに基づいて、インダクタＬから放出される電流は次のルート（以下、ルート２という）で流れる。すなわち、ルート２は、「インダクタＬ→接続点３１→フライホイールダイオードＤ１→第１のキャパシタＣ１→接続点４１→第２のキャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→接続点３３→ＩＮ２→電源２」で示される。
続いて、第１のキャパシタＣ１の充電動作について図３（ａ）および図３（ｂ）を参照して説明する。時刻ｔ2〜時刻ｔ3では、ゲート信号Ｓ３が供給されて第３のスイッチＳｗ３がオンすると共に、他のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ４はオフしているので、電源２（図１参照）のＤＣ電源電圧Ｅにより第１のキャパシタＣ１を充電する電流は次のルート（以下、ルート３という）で流れる。すなわち、ルート３は、「電源２→ＩＮ１→インダクタＬ→接続点３１→フライホイールダイオードＤ１→第１のキャパシタＣ１→接続点４１→接続点３２→第３のスイッチＳｗ３→接続点３３→ＩＮ２→電源２」で示される。このとき、インダクタＬに流れるコイル電流ＩLは、図３（ｂ）に示すように増加するのでインダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
次に、時刻ｔ3〜時刻ｔ4では、ゲート信号Ｓ３がオフ期間になり、第３のスイッチＳｗ３もオフするので、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギに基づいて、インダクタＬから放出される電流は、前記したルート２で流れる。このように、電源２からルート１で電流を流すことで、第２のキャパシタＣ２を充電し、また、ルート３で電流を流すことで、第１のキャパシタＣ１を充電することができる。さらに、これらの充電期間においてそれぞれインダクタＬに蓄積された磁気エネルギに基づいてインダクタＬからルート２で電流を放出することにより、第１および第２のキャパシタＣ１、Ｃ２を同時に充電できる。したがって、２個直列に接続された第１および第２のキャパシタＣ１、Ｃ２を利用した昇圧動作を行わせることができる。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、昇圧モードのほか、前記したように導通モード（整流モード）もある。導通モードでは、第１ないし第４のスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を常時オフする。この場合、電流は次のルート（以下、ルート４という）で流れる。すなわち、ルート４は、「電源２→ＩＮ１→インダクタＬ→接続点３１→フライホイールダイオードＤ１→ＯＵＴ１→回転電機２００（図１参照）→ＯＵＴ２→フライホイールダイオードＤ４→接続点３３→ＩＮ２→電源２」で示される。この場合、第１および第２のキャパシタＣ１、Ｃ２は昇圧に特に寄与せず、出力電圧は、入力電圧の約１倍となる。
＜昇圧時のバランス調整動作の具体例＞
昇圧時には、回転電機２００の動作状態が力行である。ここで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）とする。この場合、第２のキャパシタＣ２の充電量を第１のキャパシタＣ１の充電量よりも増加させる。例えば、第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３へのゲート信号Ｓ２，Ｓ３のうち、ゲート信号Ｓ３を変化させずに、ゲート信号Ｓ２のＤｕｔｙ（デューティ）の幅を広げることとする。これは、図２に示すＳＴＥＰ３ａのみを行う場合の処理に対応する。
この場合のゲート信号の波形の変化を図３（ｃ）に示す。図３（ｃ）に示す時刻ｔ20〜時刻ｔ33までの期間は、図３（ｂ）に示す時刻ｔ0〜時刻ｔ13までの期間に対応している。ここでは、ゲート信号Ｓ３を変化させないので、例えば、時刻ｔ22〜時刻ｔ23までの期間は時刻ｔ2〜時刻ｔ3までの期間と一致している。同様に、時刻ｔ26〜時刻ｔ27までの期間、時刻ｔ30〜時刻ｔ31までの期間は、時刻ｔ6〜時刻ｔ7までの期間、時刻ｔ10〜時刻ｔ11までの期間と一致している。一方、ゲート信号Ｓ２のデューティの幅を広げるので、例えば、時刻ｔ20〜時刻ｔ21までの期間は、時刻ｔ0〜時刻ｔ1までの期間よりも長くなっている。また、時刻ｔ24〜時刻ｔ25までの期間は、時刻ｔ4〜時刻ｔ5までの期間を時間軸上でその前後に拡げた期間となっている。時刻ｔ28〜時刻ｔ20までの期間や時時刻ｔ32〜時刻ｔ33までの期間も同様である。これは、ゲート信号Ｓ２が供給されている時間の方が、ゲート信号Ｓ３が供給されている時間より長いことを表している。すなわち、第２のスイッチＳｗ２のオン時間の方が、第３のスイッチＳｗ３のオン時間より長くなる。つまり、第２のキャパシタＣ２の充電量の方が第１のキャパシタＣ１の充電量よりも増加することとなる。
この充電量の違いは、図３（ｃ）において、対応するコイル電流ＩLの波形グラフの時間積分値である波形下方の面積の違いに表されている。例えば、デューティが拡幅されたゲート信号Ｓ２のオン時間に対応した時刻ｔ20〜時刻ｔ21までの期間のハッチングで示す台形３０１の面積は、デューティが変化していないゲート信号Ｓ３のオン時間に対応した時刻ｔ22〜時刻ｔ23までの期間のハッチングで示す台形３０２の面積よりも大きい。
なお、第２のスイッチＳｗ２のオン時間が長くなりかつ周期が一定であるためにそのオフ時間が相対的に短くなるが、この第２のスイッチＳｗ２のオフ時間には、他のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ４もオフしている。そのため、このオフ時間の減少は、双方のキャパシタＣ１，Ｃ２が同時に充電される期間が短くなることを意味しており、この期間には双方のキャパシタＣ１，Ｃ２の充電量の差は生じない。つまり、第２のスイッチＳｗ２のオフ時間は、バランス調整に寄与しないしバランス調整を妨げるものでもない。
［降圧時の動作の具体例］
図４を参照して降圧時の動作の具体例について説明する。
＜降圧時の基本動作の具体例＞
制御回路部７がスイッチング部６に供給する各スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４へのゲート信号（指令信号）は次の通りである。すなわち、スイッチング部６の第２のスイッチＳｗ２へのゲート信号Ｓ２は、図４（ａ）に示すように、降圧時には常時オフとする。同様に、第３のスイッチＳｗ３へのゲート信号Ｓ３も、降圧時には常時オフとする。また、常時オフとする以外の動作の一例として、ＳＷ２＝ＳＷ１の反転動作（すなわち、ＳＷ２がオンのときＳＷ１をオフとする）、ＳＷ３＝ＳＷ４の反転動作として動作させることも可能である。
一方、第１および第４のスイッチＳｗ１，Ｓｗ４へのゲート信号Ｓ１，Ｓ４は、それぞれ、図３（ｂ）に示すＤｕｔｙ（デューティ）の幅を有しており、所定のタイミングでスイッチＳｗ１，Ｓｗ４をオン／オフする。ここでは、ゲート信号Ｓ１，Ｓ４のデューティは、１００％−２５％（２５％＝ゲート信号Ｓ２，Ｓ３のデューティ）より、７５％としたが、本発明はこれに限定されるものではない。
最初に、第１および第４のスイッチＳｗ１，Ｓｗ４をオンし、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２にそれぞれ蓄積された回生電荷を放電させる場合の動作について図４（ａ）および図４（ｂ）を参照して説明する。なお、常時オフとする以外の動作の一例として、ＳＷ２＝ＳＷ１の反転動作（すなわち、ＳＷ２がオンのときＳＷ１をオフとする）、ＳＷ３＝ＳＷ４の反転動作として動作させる場合も同様である。
時刻ｔ1〜時刻ｔ2では、ゲート信号Ｓ１，Ｓ４が供給されて第１および第４のスイッチＳｗ１，Ｓｗ４がオンすると共に他のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３はオフしているので、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２から放出される電流は、次のルート（以下、ルート５という）で流れる。すなわち、ルート５は、「第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２→第１のスイッチＳｗ１→接続点３１→インダクタＬ→ＩＮ１→電源２（図１参照）→ＩＮ２→接続点３３→第４のスイッチＳｗ４→第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２」で示される。このとき、電源２（図１参照）内部の負荷が第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２により充電されると共に、インダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
次に、時刻ｔ2〜時刻ｔ3では、ゲート信号Ｓ４がオフ時間なので第４のスイッチＳｗ４がオフする。このとき第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３もオフしているが、第１のスイッチＳｗ１はオンしたままである。第４のスイッチＳｗ４がオフすることで、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギに基づいて、インダクタＬから放出される電流は、次のルート（以下、ルート６という）で流れる。すなわち、ルート６は、「インダクタＬ→ＩＮ１→電源２（図１参照）→ＩＮ２→接続点３３→フライホイールダイオードＤ３→接続点３２→接続点４１→第１のキャパシタＣ１→第１のスイッチＳｗ１→接続点３１→インダクタＬ」で示される。なお、このとき、第１のスイッチＳｗ１がオンしているため第１のキャパシタＣ１にとっては、蓄積された回生電荷を放電させる状態にあり、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギによる電流が第１のキャパシタＣ１に流れても、第１のキャパシタＣ１は充電されない。
次に、時刻ｔ3〜時刻ｔ4では、再びゲート信号Ｓ４がオン時間となるので、時刻ｔ1〜時刻ｔ2のときと同様に、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２から放出される電流が、前記したルート５で流れ、電源２（図１参照）内部の負荷が第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２により充電されると共に、インダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
次に、時刻ｔ4〜時刻ｔ5では、ゲート信号Ｓ１がオフ時間なので第１のスイッチＳｗ１がオフする。このとき第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３もオフしているが、第４のスイッチＳｗ４はオンしたままである。第１のスイッチＳｗ１がオフすることで、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギに基づいて、インダクタＬから放出される電流は、次のルート（以下、ルート７という）で流れる。すなわち、ルート７は、「インダクタＬ→ＩＮ１→電源２（図１参照）→ＩＮ２→接続点３３→第４のスイッチＳｗ４→第２のキャパシタＣ２→接続点４１→接続点３２→フライホイールダイオードＤ２→接続点３１→インダクタＬ」で示される。なお、このとき、第４のスイッチＳｗ４がオンしているため第２のキャパシタＣ２にとっては、蓄積された回生電荷を放電させる状態にあり、インダクタＬに蓄積された磁気エネルギによる電流が第２のキャパシタＣ２に流れても、第２のキャパシタＣ２は充電されない。以下、時刻ｔ1〜時刻ｔ5の動作を周期的に繰り返すこととなる。このようにして、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２に蓄積された回生電力が電源２側に返還され、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧が降下する。
＜降圧時のバランス調整動作の具体例＞
降圧時には、回転電機２００の動作状態が回生である。ここで、第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2が第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1より大きい（ＶC1＜ＶC2）とする。この場合、第２のキャパシタＣ２の放電量を第１のキャパシタＣ１の放電量よりも増加させる。例えば、第１および第４のスイッチＳｗ１，Ｓｗ４へのゲート信号Ｓ１，Ｓ４のうち、ゲート信号Ｓ４を変化させずに、ゲート信号Ｓ１のＤｕｔｙ（デューティ）の幅を狭くすることとする（狭小化する）。言い換えると、ゲート信号Ｓ２のＤｕｔｙ（デューティ）の幅を広げることとする。これは、図２に示すＳＴＥＰ７ａのみを行う場合の処理に対応する。
この場合のゲート信号の波形の変化を図４（ｃ）に示す。図４（ｃ）に示す時刻ｔ20〜時刻ｔ33までの期間は、図４（ｂ）に示す時刻ｔ0〜時刻ｔ13までの期間に対応している。ここでは、ゲート信号Ｓ４を変化させないので、例えば、時刻ｔ22〜時刻ｔ23までの期間は時刻ｔ2〜時刻ｔ3までの期間と一致している。時刻ｔ26〜時刻ｔ27までの期間や時刻ｔ30〜時刻ｔ31までの期間も同様に対応している。一方、ゲート信号Ｓ１のデューティの幅を狭くするので、例えば、時刻ｔ21〜時刻ｔ24までの期間は、時刻ｔ1〜時刻ｔ4までの期間を時間軸上でその前後方向に縮めた期間となっている。時刻ｔ25〜時刻ｔ28までの期間や時時刻ｔ29〜時刻ｔ32までの期間も同様である。これは、ゲート信号Ｓ１だけが供給されている時間の方が、ゲート信号Ｓ４だけが供給されている時間より短いことを表している。すなわち、第１のスイッチＳｗ１だけのオフ時間の方が、第４のスイッチＳｗ４だけのオフ時間より長くなる。つまり、第１のキャパシタＣ１の放電量の方が第２のキャパシタＣ２の放電量よりも減少することとなる。言い換えると、第２のキャパシタＣ２の放電量の方が第１のキャパシタＣ１の放電量よりも増加することとなる。
この放電量の違いは、図４（ｃ）において、対応するコイル電流ＩLの波形グラフの時間積分値である波形下方の面積の違いに表されている。例えば、デューティが変化していないゲート信号Ｓ４のオフ時間に対応した時刻ｔ26〜時刻ｔ27までの期間のハッチングで示す台形４０２の面積は、デューティが狭小化されたゲート信号Ｓ１のオフ時間に対応した時刻ｔ24〜時刻ｔ25までの期間のハッチングで示す三角形４０１の面積よりも小さい。
なお、第１のスイッチＳｗ１のオン時間が短くなりかつ周期が一定であるためにそのオフ時間が相対的に長くなるが、この第１のスイッチＳｗ１のオフ時間には、第４のスイッチがオンしている。そのため、第２のキャパシタＣ２に蓄積された回生電荷を放電させる状態の期間を延長することになる。一方、第４のスイッチＳｗ４のオン時間に変化はないため、第１のキャパシタＣ１に蓄積された回生電荷を放電させる状態の期間に変化はない。第１のスイッチＳｗ１のオフ時間の減少は、双方のキャパシタＣ１，Ｃ２が同時に放電する期間を短くさせることを意味しており、この期間には双方のキャパシタＣ１，Ｃ２の放電量の差は生じない。つまり、第１のスイッチＳｗ１のオフ時間は、バランス調整に寄与しないしバランス調整を妨げるものでもない。
第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３によれば、スイッチング部６に供給する指令信号のデューティの幅を変化させることで、直列接続された２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧差を低減する電圧バランス調整部２０を備えるので、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、キャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。そして、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧バランスを均一にすることにより、２つのキャパシタの電圧のバランスがとれない場合に片側のキャパシタへ多くの流れ込むという電圧偏りの現象を防止できる。そして、電圧偏りの現象を防止できるため、その現象に起因した発熱等に依存して２つのキャパシタに生じるスイッチング素子の劣化のばらつきを最小化し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の耐久性を向上させることができる。また、スイッチング素子の温度ばらつきを抑制できるため、電圧負荷の偏りを防止できる。さらに、このように構成することで、従来は必要であったアンバランス分のマージンを考慮したキャパシタの耐圧設計が不要となる。
また、第１実施形態に係る給電システム１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の電圧バランス調整部２０が、回転電機２００の動作状態を示す力行・回生判別信号に基づいて２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧差を低減するので、回転電機２００が力行時には充電量を調整し、回生時には放電量を調整することで、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２間の電圧差分を低減することができる。
（給電システムの第２実施形態）
図５に示すように、第２実施形態に係る給電システム１Ａは、昇圧時なのか降圧時なのかを判別する構成を備えておらず、電源２と、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａとを備えている。以下では、第１実施形態に係る給電システム１および第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３と同じ構成には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。
第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａは、第２のデューティ制御方法を行うために制御回路部７Ａの構成が異なる点を除いて、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様なものである。第２実施形態では、制御回路部７Ａは、デューティの位相を制御することで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1と第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2との電圧差を低減することとした。
このために、制御回路部７Ａは、電圧差分算出部１１と、比例積分器１２と、電圧バランス調整部２０Ａとを備えている。電圧バランス調整部２０Ａは、第１および第２のローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２と、電圧差分算出部２１と、比例積分器２２と、Ｄｕｔｙ制御部（デューティ制御部）２３Ａとを備えている。Ｄｕｔｙ制御部２３Ａが実行するバランス調整動作は、デューティの位相を変えて２つのキャパシタの電圧差を低減するものである。
図６に示すように、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）かあるいは小さいかを判別する（ＳＴＥＰ１１）。電圧ＶC1が電圧ＶC2より大きい場合（ＳＴＥＰ１１：Ｙｅｓ）、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの位相を、第２の操作量にしたがって進ませる（ＳＴＥＰ１２ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相を、第２の操作量にしたがって遅らせる（ＳＴＥＰ１２ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、ＳＴＥＰ１１に戻る。ここで、ＳＴＥＰ１２ａとＳＴＥＰ１２ｂの実行順序は任意であり、並列に行ってもよい。以下の処理においてもａ，ｂの関係は同様である。
前記のＳＴＥＰ１１において、電圧ＶC1が電圧ＶC2より小さい場合（ＳＴＥＰ１１：Ｎｏ）、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの位相を、第２の操作量にしたがって遅らせる（ＳＴＥＰ１３ａ）。また、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相を、第２の操作量にしたがって進ませる（ＳＴＥＰ１３ｂ）。そして、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、ＳＴＥＰ１１に戻る。なお、電圧ＶC1と電圧ＶC2とが等しい場合、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａは、ＳＴＥＰ１１に戻る。
図５および図６では、一例として、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａが第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相を進ませる（または遅らせる）ものとして説明した。ただし、前記したように第１のスイッチＳｗ１のゲート波形のオン期間と、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のオフ期間とが等しく、かつ、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のオン期間と、第４のスイッチＳｗ４のゲート波形のオフ期間とが等しい。したがって、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａが、例えば第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの位相を進ませること（ＳＴＥＰ１２ａ）は、第１のスイッチＳｗ１のゲート波形のＤｕｔｙの位相を同じだけ進ませることを意味する。また、Ｄｕｔｙ制御部２３Ａが、例えば第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相を遅らせること（ＳＴＥＰ１２ｂ）は、第４のスイッチＳｗ４のゲート波形のＤｕｔｙの位相を同じだけ遅らせることを意味する。他も同様である。
また、図６のフローチャートでは、第２のスイッチＳｗ２のゲート波形のＤｕｔｙの位相と、第３のスイッチＳｗ３のゲート波形のＤｕｔｙの位相との両方を変化させることとしたが、いずれか一方のみを変化させるようにしてもよい。例えば、ＳＴＥＰ１２ａとＳＴＥＰ１２ｂのうち一方だけを行ってもよい。ここで、２つのうち仮にＳＴＥＰ１２ａのみを行うようにした場合、対応する処理としてＳＴＥＰ１３ａとＳＴＥＰ１３ｂのうちＳＴＥＰ１３ａのみを行うようにすればよい。
［昇圧時の動作の具体例］
図７を参照して昇圧時の動作の具体例について説明する。
＜昇圧時の基本動作の具体例＞
図７（ａ）および図７（ｂ）に示すように、制御回路部７Ａがスイッチング部６に供給する各スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４へのゲート信号（指令信号）、また、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２の充電動作は、図３（ａ）および図３（ｂ）を参照して説明したものと同様なので説明を省略する。
＜昇圧時のバランス調整動作の具体例＞
昇圧時には、回転電機２００の動作状態が力行である。ここで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）とする。この場合、第２のキャパシタＣ２の充電量を第１のキャパシタＣ１の充電量よりも増加させる。例えば、第２および第３のスイッチＳｗ２，Ｓｗ３へのゲート信号Ｓ２，Ｓ３のうち、ゲート信号Ｓ２を変化させずに、ゲート信号Ｓ３のＤｕｔｙ（デューティ）の位相を遅らせることとする。これは、図６に示すＳＴＥＰ１２ｂのみを行う場合の処理に対応する。
この場合のゲート信号の波形の変化を図７（ｃ）に示す。図７（ｃ）に示す時刻ｔ20〜時刻ｔ33までの期間は、図７（ｂ）に示す時刻ｔ0〜時刻ｔ13までの期間に対応している。図７（ｃ）に示すゲート信号Ｓ２のオン時間、すなわち、「時刻ｔ20〜時刻ｔ21、時刻ｔ24〜時刻ｔ25、時刻ｔ28〜時刻ｔ29、時刻ｔ32〜時刻ｔ33」の各期間のタイミングは、図７（ｂ）に示すゲート信号Ｓ２のオン時間、すなわち、「時刻ｔ0〜時刻ｔ1、時刻ｔ4〜時刻ｔ5、時刻ｔ8〜時刻ｔ9、時刻ｔ12〜時刻ｔ13」の各期間と一致している。これは、ゲート信号Ｓ２が変化していないことを示している。
一方、図７（ｃ）に示すゲート信号Ｓ３のオン時間、すなわち、「時刻ｔ22〜時刻ｔ23、時刻ｔ26〜時刻ｔ27、時刻ｔ30〜時刻ｔ31」の各期間のタイミングは、図７（ｂ）に示すゲート信号Ｓ３のオン時間、すなわち、「時刻ｔ2〜時刻ｔ3、時刻ｔ6〜時刻ｔ7、時刻ｔ10〜時刻ｔ11」の各期間からそれぞれ所定時間だけ遅れている。つまり、ゲート信号Ｓ３のデューティの位相が遅れている。
ここで、デューティの幅に変化がないため、ゲート信号Ｓ２，Ｓ３が供給されている時間は等しい。しかし、ゲート信号Ｓ３のデューティの位相遅れにより、図７（ｃ）に示すように、ゲート信号Ｓ２のオン時間に対応した充電電流であるコイル電流ＩLの絶対値は、ゲート信号Ｓ３のオン時間に対応した充電電流であるコイル電流ＩLの絶対値よりも大きい。電流の時間積が電荷量であり、かつ、キャパシタの電圧はその電荷量に比例するので、充電時間が等しければ、充電電流であるコイル電流ＩLの絶対値が大きい方がキャパシタ電圧が大きい。つまり、この場合、ゲート信号Ｓ２がオンのときの充電量が、ゲート信号Ｓ３がオンしているときの充電量より大きくなる。したがって、第２のキャパシタＣ２の充電量の方が第１のキャパシタＣ１の充電量よりも増加することとなる。そのため、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が低下し、第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2が上昇する。よって、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の中間電位が上側に持ち上げられることとなる。
この充電量の違いは、図７（ｃ）において、対応するコイル電流ＩLの波形グラフの時間積分値である波形下方の面積の違いに表されている。例えば、デューティの位相を遅らせたゲート信号Ｓ３のオン時間に対応した時刻ｔ22〜時刻ｔ23までの期間のハッチングで示す三角形７０２の面積は、位相変化のないゲート信号Ｓ２のオン時間に対応した時刻ｔ20〜時刻ｔ21までの期間のハッチングで示す台形７０１の面積よりも小さい。
なお、第３のスイッチＳｗ３がオンする時間が遅くなるために、第２のスイッチＳｗ２がオフしてから第３のスイッチＳｗ２がオンするまでの時間（以下、第１の全スイッチオフ時間という）が長くなり、かつ、第３のスイッチＳｗ３がオフしてから第２のスイッチＳｗ２がオンするまでの時間（以下、第２の全スイッチオフ時間という）が相対的に短くなる。ここで、第１の全スイッチオフ時間は、図７（ｂ）に示す時刻ｔ1〜時刻ｔ2を延長した期間に相当するので、インダクタＬから放出される電流が前記したルート２で流れる期間である。また、第２の全スイッチオフ時間は、図７（ｂ）に示す時刻ｔ3〜時刻ｔ4を同じ時間だけ相対的に短縮した期間に相当するので、インダクタＬから放出される電流が前記したルート２で流れる期間である。そのため、第１の全スイッチオフ時間と第２の全スイッチオフ時間とは電流の流れるルートが同じであり、総合計時間は変化していない。これらの期間では、インダクタＬから放出される電流により双方のキャパシタＣ１，Ｃ２を充電するので、充電量の差は生じない。つまり、第１および第２の全スイッチオフ時間は、バランス調整に寄与しないしバランス調整を妨げるものでもない。
［降圧時の動作の具体例］
図８を参照して降圧時の動作の具体例について説明する。
＜降圧時の基本動作の具体例＞
図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、制御回路部７Ａがスイッチング部６に供給する各スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４へのゲート信号（指令信号）、また、第１および第２のキャパシタＣ１，Ｃ２の充電動作は、図４（ａ）および図４（ｂ）を参照して説明したものと同様なので説明を省略する。
＜降圧時のバランス調整動作の具体例＞
降圧時には、回転電機２００の動作状態が回生である。ここで、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2より大きい（ＶC1＞ＶC2）とする。この場合、第１のキャパシタＣ２の放電量を第２のキャパシタＣ２の放電量よりも増加させる。例えば、第１および第４のスイッチＳｗ１，Ｓｗ４へのゲート信号Ｓ１，Ｓ４のうち、ゲート信号Ｓ１を変化させずに、ゲート信号Ｓ４のＤｕｔｙ（デューティ）の位相を遅らせることとする。言い換えると、ゲート信号Ｓ３のＤｕｔｙ（デューティ）の位相を遅らせることとする。これは、昇圧時と全く同様に、図６に示すＳＴＥＰ１２ｂのみを行う場合の処理に対応する。
この場合のゲート信号の波形の変化を図８（ｃ）に示す。図８（ｃ）に示す時刻ｔ20〜時刻ｔ33までの期間は、図８（ｂ）に示す時刻ｔ0〜時刻ｔ13までの期間に対応している。図８（ｃ）に示すゲート信号Ｓ１のオン時間、すなわち、「時刻ｔ21〜時刻ｔ24、時刻ｔ25〜時刻ｔ28、時刻ｔ29〜時刻ｔ32」の各期間のタイミングは、図８（ｂ）に示すゲート信号Ｓ１のオン時間、すなわち、「時刻ｔ1〜時刻ｔ4、時刻ｔ5〜時刻ｔ8、時刻ｔ9〜時刻ｔ12」の各期間と一致している。これは、ゲート信号Ｓ１が変化していないことを示している。
一方、図８（ｃ）に示すゲート信号Ｓ４のオン時間、すなわち、「時刻ｔ23〜時刻ｔ26、時刻ｔ27〜時刻ｔ30」の各期間のタイミングは、図８（ｂ）に示すゲート信号Ｓ４のオン時間、すなわち、「時刻ｔ3〜時刻ｔ6、時刻ｔ7〜時刻ｔ10」の各期間からそれぞれ所定時間だけ遅れている。つまり、ゲート信号Ｓ４のデューティの位相が遅れている。
ここで、デューティの幅に変化がないため、ゲート信号Ｓ１，Ｓ４が供給されている時間は等しい。しかし、ゲート信号Ｓ４のデューティの位相遅れにより、図８（ｃ）に示すように、ゲート信号Ｓ４のオフ時間に対応して放出されるコイル電流ＩLの絶対値は、ゲート信号Ｓ１のオフ時間に対応して放出されるコイル電流ＩLの絶対値よりも大きい。この場合、ゲート信号Ｓ４がオフのときの放電量が、ゲート信号Ｓ１がオフしているときの放電量より大きくなる。したがって、第１のキャパシタＣ１の放電量の方が第２のキャパシタＣ２の放電量よりも増加することとなる。そのため、第１のキャパシタＣ１の電圧ＶC1が低下し、第２のキャパシタＣ２の電圧ＶC2が上昇する。よって、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の中間電位が上側に持ち上げられることとなる。
この放電量の違いは、図８（ｃ）において、対応するコイル電流ＩLの波形グラフの時間積分値である波形下方の面積の違いに表されている。例えば、デューティの位相を遅らせたゲート信号Ｓ４のオフ時間に対応した時刻ｔ22〜時刻ｔ23までの期間のハッチングで示す台形８０１の面積は、位相変化のないゲート信号Ｓ１のオフ時間に対応した時刻ｔ24〜時刻ｔ25までの期間のハッチングで示す三角形８０２の面積よりも大きい。なお、第４のスイッチＳｗ４がオンするまでの時間が遅くなることは、バランス調整に寄与しないしバランス調整を妨げるものでもない。
第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａによれば、スイッチング部６に供給する指令信号のデューティの位相を変化させることで、直列接続された２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧差を低減する電圧バランス調整部２０Ａを備えるので、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の検出電圧のバランスが均等にならない場合があったとしても、キャパシタ電圧の不平衡を抑制することができる。
また、第２実施形態に係る給電システム１Ａによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の電圧バランス調整部２０Ａが、回転電機２００の動作状態に応じて充電量または放電量を増加させるべきキャパシタを切り替えることなく、２つのキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧差を低減することができる。
（給電システムの第３実施形態）
図９に示すように、第３実施形態に係る給電システム１Ｂは、第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂを備えている点を除いて、図１に示した給電システム１と同じ構成である。以下では、第１実施形態に係る給電システム１および第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３と同じ構成には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂは、スイッチング部６Ｂの構成が異なる点を除いて、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様なものである。スイッチング部６Ｂは、図１に示したスイッチＳｗ１，Ｓｗ４をそれぞれ一般的なダイオードＤ１，Ｄ４に置き換えたものである。
具体的には、スイッチング部６Ｂは、ダイオードＤ１と、例えば、ＩＧＢＴ素子から成るフライホイールダイオードＤ２，Ｄ３付きのスイッチＳｗ２、Ｓｗ３と、ダイオードＤ４とを有し、ＤＣ電源入力部とキャパシタＣ１，Ｃ２との間の接続を切り替える。第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂでは、スイッチング部６Ｂの各スイッチＳｗ２，Ｓｗ３を、それぞれ第1のスイッチＳｗ２、第２のスイッチＳｗ３と呼称する。また、ダイオードＤ１，Ｄ４を、それぞれ第1のダイオードＤ１、第２のダイオードＤ４と呼称する。
第１のダイオードＤ１は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の正極側及び正極側出力端子ＯＵＴ１に接続する。
第１のスイッチＳｗ２は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第２のスイッチＳｗ３は、負極側入力端子ＩＮ２を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第２のダイオードＤ４は、負極側入力端子ＩＮ２を、第２のキャパシタＣ２の負極側及び負極側出力端子ＯＵＴ２に接続する。
第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂによれば、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様な効果を奏すると共に、ダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用してスイッチ数を減らすことによりコストを低減できる。また、第３実施形態に係る給電システム１Ｂによれば、第１実施形態に係る給電システム１と同様な効果を奏することができる。
（給電システムの第４実施形態）
図１０に示すように、第４実施形態に係る給電システム１Ｃは、第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃを備えている点を除いて、図１に示した給電システム１と同じ構成である。以下では、第１実施形態に係る給電システム１および第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３と同じ構成には同じ符号を付し、説明を適宜省略する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃは、スイッチング部６Ｃの構成が異なる点を除いて、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様なものである。スイッチング部６Ｃは、図１に示したスイッチＳｗ２，Ｓｗ３をそれぞれ一般的なダイオードＤ２，Ｄ３に置き換えたものである。
具体的には、スイッチング部６Ｃは、例えば、ＩＧＢＴ素子から成るフライホイールダイオードＤ２付きのスイッチＳｗ１と、ダイオードＤ２，Ｄ３と、フライホイールダイオードＤ４付きのスイッチＳｗ４とを有し、ＤＣ電源入力部とキャパシタＣ１，Ｃ２との間の接続を切り替える。第４実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃでは、スイッチング部６Ｃの各スイッチＳｗ１，Ｓｗ４を、それぞれ第1のスイッチＳｗ１、第２のスイッチＳｗ４と呼称する。また、ダイオードＤ２，Ｄ３を、それぞれ第1のダイオードＤ２、第２のダイオードＤ３と呼称する。
第１のスイッチＳｗ１は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の正極側及び正極側出力端子ＯＵＴ１に接続する。
第１のダイオードＤ２は、正極側入力端子ＩＮ１を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第２のダイオードＤ３は、負極側入力端子ＩＮ２を、第１のキャパシタＣ１の負極側及び第２のキャパシタＣ２の正極側に接続する。
第２のスイッチＳｗ４は、負極側入力端子ＩＮ２を、第２のキャパシタＣ２の負極側及び負極側出力端子ＯＵＴ２に接続する。
第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃによれば、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３と同様な効果を奏すると共に、ダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用してスイッチ数を減らすことによりコストを低減できる。また、第４実施形態に係る給電システム１Ｃによれば、第１実施形態に係る給電システム１と同様な効果を奏することができる。
以上、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータおよび給電システムの好ましい実施形態についてそれぞれ説明したが、本発明は、これらについての前記した各実施形態に限定されるものではない。例えば、スイッチング部６Ｂ，６Ｃを有するＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂ，３Ｃに対して、第２のデューティ制御方法により位相を変化させて２つのキャパシタＣ１，Ｃ２間の電圧差を低減するようにしてもよい。この構成のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた給電システムからは、電流センサ４と、力行・回生判別部５とを省略することができる。
また、各実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路部内の電圧差分算出部、比例積分器およびＤｕｔｙ制御部は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、制御回路部内にメモリおよびＣＰＵ等のコンピュータシステムを設け、電圧差分算出部、比例積分器およびＤｕｔｙ制御部の機能を実現するためのプログラム（図示せず）をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータの各実施形態では、スイッチング部にインダクタを備えるものとしたが、導通モードと２倍昇圧モードだけを利用して中間の値に昇圧しない簡易的な構成とする場合には、このインダクタを省略することが可能である。
本発明は、燃料電池自動車（Fuel Cell Vehicle：ＦＣＶ）、ハイブリッド電気自動車（Hybrid Electric Vehicle：ＨＥＶ）、電気自動車（electric vehicle：ＥＶ）用のシステム、太陽光発電システム等、種々の給電システムに利用することができる。
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ 給電システム
２ 電源
３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ 電流センサ
５ 力行・回生判別部
６，６Ｂ，６Ｃ スイッチング部
７，７Ａ 制御回路部
１１ 電圧差分算出部
１２ 比例積分器
２０，２０Ａ 電圧バランス調整部
２１ 電圧差分算出部
２２ 比例積分器
２３，２３Ａ Ｄｕｔｙ制御部（デューティ制御部）
Ｃ０ 平滑コンデンサ
Ｃ１ キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｃ２ キャパシタ（第２のキャパシタ）
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
ＩＮ１，ＩＮ２ 入力端子
Ｌ コイル
ＬＰＦ１ 第1のローパスフィルタ
ＬＰＦ２ 第２のローパスフィルタ
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２ 出力端子
ＯＵＴ３ 出力側中間端子
Ｓｗ１〜Ｓｗ４ スイッチ

Claims (6)

  1. ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記スイッチング部は、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、を有し、
    前記制御回路部は、
    動作状態が昇圧と降圧のうちのいずれであるかと、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかとに基づいて、前記第１、第２、第３、第４のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの時間幅を広げるスイッチ又は前記デューティの時間幅を狭めるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記スイッチング部は、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のダイオードと、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第２のダイオードと、を有し、
    前記制御回路部は、
    前記スイッチング部の前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチにオン／オフ時間を指令することで前記ＤＣ電源入力部に印加された直流電圧を昇圧して前記出力部に出力させる制御を行い、
    前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１および第２のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記スイッチング部は、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第１のダイオードと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のダイオードと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第２のスイッチと、を有し、
    前記制御回路部は、
    前記スイッチング部の前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチにオン／オフ時間を指令することで前記出力部に印加された直流電圧を降圧して前記ＤＣ電源入力部に出力させる制御を行い、
    前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１および第２のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部と、前記ＤＣ電源入力部と前記第１及び第２のキャパシタとの間の接続を切り替えるスイッチング部と、前記出力部から出力される電圧と所定の電圧指令値とに基づいて前記スイッチング部に指令する指令信号の波形におけるオン／オフ時間の１周期内のオン期間を示すデューティを制御する制御回路部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    前記スイッチング部は、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
    前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
    前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、を有し、
    前記制御回路部は、
    前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧のいずれが大きいかに基づいて、前記第１、第２、第３、第４のスイッチの内、前記指令信号の波形の１周期における前記デューティの位相を遅延させるスイッチ又は前記デューティの位相を進ませるスイッチを判断して、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 前記制御回路部は、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減する電圧バランス調整部を備え、
    前記電圧バランス調整部は、
    前記第１のキャパシタの直流分の電圧を抽出する第１のローパスフィルタと、
    前記第２のキャパシタの直流分の電圧を抽出する第２のローパスフィルタと、
    前記第１のローパスフィルタの出力と前記第２のローパスフィルタの出力との差分値と、各出力値と予め定められた電圧０指令値との差分値とを抽出する電圧差分算出部と、
    前記電圧差分算出部により得られた各差分値と、予め定められた基準値とを比較し操作量を算出する比例積分器と、
    前記算出された操作量に基づいて前記デューティを制御したオン／オフ時間の指令信号を前記スイッチング部に供給するデューティ制御部とを備えることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して回転電機に給電する電源と、前記回転電機と前記電源との間に流れる電流を検出する電流センサと、前記電流センサで検出された電流に基づいて前記回転電機の動作状態が力行と回生のうちのいずれであるかを判別して前記判別結果を示す力行・回生判別信号を前記ＤＣ／ＤＣコンバータに供給する力行・回生判別部とを備え、前記回転電機と前記電源との間で電圧変換された直流電力を送電する給電システムであって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧バランス調整部は、前記力行・回生判別信号に基づいて、前記第１のキャパシタの電圧と前記第２のキャパシタの電圧との電圧差を低減することを特徴とする給電システム。
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