CN102624238B - 返驰式功率转换器的切换控制器及其控制器与控制电路 - Google Patents

Abstract

一种返驰式功率转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换电路、取样维持电路、电压检测电路、振荡器以及比较器。当返驰式功率转换器的输入电压的电平低于低阈值时，电压检测电路生成维持信号。反馈信号是根据返驰式功率转换器的输出电压而生成。振荡电路限制切换信号的最大频率。最大频率根据调制信号的减少而增加。当输入电压的电平低于极低阈值时，与输入电压的电平相关联的调制信号用来生成控制信号。控制信号被启用以使返驰式功率转换器在连续电流模式操作下运作。因此，可免除使用输入电容器，并节省制造成本。

Description

返驰式功率转换器的切换控制器及其控制器与控制电路

技术领域

本发明是关于一种功率转换器，特别是关于一种返驰式功率转换器(flyback power converter)的切换控制电路。

背景技术

图1A是表示已知返驰式功率转换器。此功率转换器包括桥式整流器35、输入电容器36、控制器90、变压器10、功率晶体管20、检测电阻器31、整流器40、输出电容器45与二次侧反馈电路。变压器10包括一次侧线圈N_P、二次侧线圈N_S以及辅助线圈N_A。二次侧反馈电路包括电阻器52、齐纳二极管(作为电压调整器)60、以及光耦合器50。桥式整流器35将一交流(alternating current，AC)输入电压V_AC转换为一脉动直流输入电压(pulsating direct current(DC)input voltage)V_IN。此输入电压V_IN还通过输入电容器36来进行滤波，以变成近乎直流的输入电压V_IN，其仅具有相对小的涟波(ripple)。控制器90生成一切换信号S_W，以通过功率晶体管20来切换变压器10。整流器40以及输出电容器45耦合变压器10的二次侧线圈N_S，以生成功率转换器的一输出电压V_O。切换信号S_W是根据一反馈信号V_FB而生成，用以调整功率转换器的输出电压V_O。反馈信号V_FB通过二次侧反馈电路耦合至功率转换器的输出。因此，反馈信号V_FB与功率转换器的输出电压V_O相关联。输入电容器36用来储存能量，并提供一最小输入电压V_IN以确保功率转换器的适当操作。当没有输入电容器36的滤波作用时，脉动直流输入电压V_IN将会导致较高的输出线路涟波以及非线性功率转换操作。此外，输入电容器36在功率转换器中一般占用了颇大的空间。因此，如可免除输入电容器36的使用，将会使得功率转换器具有较长寿命、较小尺寸、以及制造成本大大减低等优点。

因此，对于相关产业而言，期望能有一种控制器，其能调整功率转换器的输出，而不需使用输入电容器。

发明内容

本发明提供一种返驰式功率转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换电路、取样维持电路、电压检测电路、振荡器以及比较器。切换电路根据反馈信号生成切换信号。切换信号用来切换变压器以调整返驰式功率转换器的输出电压。取样维持电路耦接切换电路，且根据维持信号来维持反馈信号。当全波整流输入电压的电平低于上阈值时，电压检测电路生成维持信号。全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波。反馈信号是根据返驰式功率转换器的输出电压而生成。振荡电路限制切换信号的最大频率。最大频率根据调制信号的减少而增加。调制信号与全波整流输入电压的电平相关联。一旦调制信号的电平低于一阈值时，最大频率增加。当全波整流输入电压的电平低于下阈值时，比较器生成控制信号。控制信号被启用以使返驰式功率转换器在连续电流模式操作下运作，其中所述下阈值低于所述上阈值。当全波整流输入电压的电平高于下阈值时，返驰式功率转换器在临界电流模式操作及/或非连续电流模式操作下运作。

本发明还提供一种功率转换器的控制器。此控制器包括切换电路、电压检测电路、振荡电路、取样维持电路以及比较器。切换电路根据反馈信号生成切换信号。切换信号用来切换变压器以调整该功率转换器的输出电压。电压检测电路根据功率转换器的全波整流输入电压的电平来生成调制信号。振荡电路限制切换信号的最大频率。全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波。反馈信号根据功率转换器的输出电压而生成。最大频率根据调制信号的减少而增加。当调制信号的电平低于一阈值时，最大频率增加。取样维持电路根据维持信号来维持反馈信号。当全波整流输入电压低于上阈值时，电压检测电路生成维持信号。当全波整流输入电压的电平低于下阈值时，比较器生成控制信号。控制信号被启用以使功率转换器在连续电流模式操作下运作；其中，所述下阈值低于所述上阈值。当全波整流输入电压的电平高于下阈值时，功率转换器在临界电流模式操作及/或非连续电流模式操作下运作。

本发明又提供一种功率转换器的控制电路。此控制电路包括切换电路、电压检测电路、比较器、振荡电路以及取样维持电路。切换电路根据反馈信号生成切换信号。切换信号用来切换变压器以调整该功率转换器的输出电压。电压检测电路根据功率转换器的全波整流输入电压的电平来生成调制信号。全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波。当调制信号的电平低于阈值时，比较器生成控制信号。反馈信号根据功率转换器的输出电压而生成。控制信号被启用以使功率转换器在连续电流模式操作下运作。当全波整流输入电压的电平高于下阈值时，功率转换器在临界电流模式操作及/或非连续电流模式操作下运作。振荡电路限制切换信号的最大频率。最大频率根据调制信号的减少而增加。调制信号与全波整流输入电压的电平相关联。当调制信号的电平低于阈值时，最大频率增加。取样维持电路根据维持信号来维持反馈信号。当全波整流输入电压的电平低于上阈值时，电压检测电路生成维持信号，其中，所述下阈值低于所述上阈值。

本发明的一目的是提供无需输入电容器以调节功率转换器的切换控制器。

本发明的另一目的是使功率转换器在无输入电容器时尚可降低输出涟波。

本发明的又一目的是使功率转换器不受输入电压脉动直流的影响仍可以提供优良输出调节的性能。

本发明的又一目的是降低功率转换器的制造成本。

附图说明

图1A绘示已知具有一输入电容器的返驰式功率转换器；

图1B绘示根据本发明一实施例，不具有输入电容器的返驰式功率转换器；

图2绘示在图1B的功率转换器中，切换控制器的一实施例；

图3A绘示根据本发明实施例，切换信号以及一次侧切换电流的波形图；

图3B绘示根据本发明实施例，输入电压以及切换信号的波形图；

图4绘示在图2的切换控制器中，电压检测电路的实施例；

图5绘示在图2的切换控制器中，脉冲生成电路的实施例；

图6绘示在图5的脉冲生成电路中，振荡器的实施例；

图7绘示根据本发明不具有输入电容器的返驰式功率转换器的另一实施例。

图8绘示在图7的功率转换器中，切换控制器的一实施例；

图9绘示根据本发明实施例的返驰式功率转换器的主要信号波形。

[主要元件标号说明]

图1A：

10～变压器；                20～功率晶体管；

31～检测电阻器；            35～桥式整流器；

36～输入电容器；            40～整流器；

45～输出电容器；            50～光耦合器；

52～电阻器；                60～齐纳二极管；

90～控制器；                I_P～一次侧切换电流；

N_A～辅助线圈；              N_P～一次侧线圈；

N_S～二次侧线圈；            S_W～切换信号；

V_AC～交流输入电压；         V_FB～反馈信号；

V_IN～脉动直流输入电压；     V_O～输出电压；

V_S～检测信号；

图1B：

10～变压器；                20～功率晶体管；

31～检测电阻器；            35～桥式整流器；

40～整流器；                45～输出电容器；

50～光耦合器；              52～电阻器；

60～齐纳二极管；            100～切换控制器；

I_P～一次侧切换电流；        N_A～辅助线圈；

N_P～一次侧线圈；            N_S～二次侧线圈；

S_W～切换信号；              V_AC～交流输入电压；

V_FB～反馈信号；             V_IN～脉动直流输入电压；

V_O～输出电压；              V_S～检测信号；

图2

100～切换控制器；           110～晶体管；

115、116、117～电阻器；     120～电阻器；

125～电容器；               150～比较器；

170～触发器；                 200～输入电压检测电路；

250～脉冲生成器；             PLS～脉冲信号；

S_CM～控制信号；               S_H～维持信号；

S_W～切换信号；                V_CC～供应电源；

V_S～检测信号；                V_B～信号；

V_F～信号；                    V_FB～反馈信号；

V_M～调制信号；                V_SAW～锯齿信号；

图3A-3B：

A、B～期间；                  S_W～切换信号；

I_P～一次侧切换电流；          P₁～第一输出功率；

P₂～第二输出功率；            T～切换周期；

S_W～切换信号；                I_A～一次侧切换电流初始值；

V_IN～脉动直流输入电压；

图4

200～输入电压检测电路；       210～电压检测电路；

215、126～比较器；            S_CM～控制信号；

S_H～维持信号；                V_M～调制信号；

V_S～检测信号；                V_T1～第一阈值；

V_T2～第二阈值；

图5

250～脉冲生成器；             261、262～运算放大器；

263～电阻器；

270、271、272、273、274、275～晶体管；

280～比较器；                 281～反相器；

285～与门；                   291、292～电流源；

300～振荡器；                 I_C～充电电流；

I_D～放电电流；                I₂₇₃～第一充电电流；

I₂₇₅～第一放电电流；          I₂₉₁～第二充电电流；

I₂₉₂～第二放电电流；          PLS～脉冲信号；

S_CM～控制信号；               S_EN～启用信号；

S_W～切换信号；                V_CC～供应电源；

V_M～调制信号；            V_S～检测信号；

V_T3～第三阈值；           V_T4～第四阈值；

图6：

300～振荡器；             340～电容器；

351、354、358～开关；     359～电流源；

361、362、363～比较器；   365、366～与非门；

367、370～与门；          368、371～或门；

375～反相器；             376～缓冲器；

I_C～充电电流；            I_D～放电电流；

PLS～脉冲信号；           RMP～斜坡信号；

S_C～充电信号；            S_CM～控制信号；

S_D～放电信号；            S_DM～放电信号；

S_EN～启用信号；           S_FD～快速放电信号；

V_CC～供应电源；           V_H、V_HL、V_L～阈值；

图7：

10～变压器；              20～功率晶体管；

31、32～检测电阻器；      35～桥式整流器；

40～整流器；              45～输出电容器；

500～切换控制器；         N_A～辅助线圈；

N_P～一次侧线圈；          N_S～二次侧线圈；

S_W～切换信号；            V_AC～交流输入电压；

V_IN～脉动直流输入电压；   V_O～输出电压；

V_S～检测信号；

图8：

200～输入电压检测电路；   250～脉冲生成器；

500～切换控制器；         510～反射电压检测器；

515～运算放大器；         516～滤波器；

520～开关；               525～电容器；

550～比较器；             570～触发器；

PLS～脉冲信号；           S_CM～控制信号；

S_H～维持信号；            S_W～切换信号；

V_CC～供应电源；           V_ER～输出信号；

V_M～调制信号；            V_S～检测信号；

V_SAW～锯齿信号；          V_REF～参考信号；

图9：

PLS～脉冲信号；           RMP～斜坡信号；

S_D～放电信号；            S_EN～启用信号；

S_W～切换信号；            V_B～信号；

V_H、V_HL、V_L～阈值；       V_S～检测信号；

V_SAW～锯齿信号；          V_T4～第四阈值。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

图1B是绘示根据本发明一实施例的返驰式功率转换器。图1A与图1B间的相异之处仅在于，图1B的实施例是采用切换控制器100而不需使用图1A中输入电容器36，以执行功率转换器的一般输出调整。

返驰式功率转换器的输出功率P_O可表示为：

$P_O=V_O\×I_O=\frac{{V_{\mathrm{IN}}}^2\×{T_{\mathrm{ON}}}^2}{2\×L_P\×T}---\left(1\right)$

其中的V_IN表示输入电压V_IN的电平，T_ON表示切换信号S_W的接通时间(on-time)，L_P表示变压器10的一次侧线圈N_P的电感值，T则表示切换信号S_W的切换周期。

正常而言，切换信号S_W的最大接通时间T_ON受到限制，以避免变压器的饱和。因此，一旦输入电压V_IN下降至谷底区域(接近于0伏)时，功率转换器的输出功率P_O以及/或输出电压V_O将变为较低，这将导致反馈回路开路以及较高的输出涟波。反馈信号V_FB将被上拉，并根据输入电压V_IN的改变在功率转换器的输出引发向上过冲(overshoot)/向下过冲(undershoot)情况。尤其是在输入电压V_IN进入谷底区域时，上述情况会变为更加严重。根据本发明所提出的切换控制器100可克服上述问题，其减少输出涟波，且对于功率转换器而言达到稳定的反馈回路操作。

图2是绘示根据本发明一实施例的切换控制器100。切换控制器100包括电平移位电路、取样维持电路、输入电压检测电路200、脉冲生成器250、比较器150以及触发器170。电平移位电路是由晶体管110以及电阻器115、116、与117所形成。电平移位电路根据反馈信号V_FB生成信号V_F。取样维持电路是由电阻器120以及电容器125所形成。当开关120被维持信号S_H所接通时，信号V_F将通过开关120被传导作为储存在电容器125的信号V_B。维持信号S_H是由输入电压检测电路200所生成。一旦输入电压V_IN低于低阈值V_TA时，维持信号S_H被禁能(disabled)以关闭开关120。因此，一旦输入电压V_IN低于低阈值V_TA，信号V_B将被为持在其先前的电平上。

信号V_B耦合至比较器150且与锯齿信号V_SAW进行比较，藉此重置触发器170以禁用切换信号S_W。切换信号S_W是由脉冲信号PLS通过触发器170来启用。在输入电压V_IN低于低阈值V_TA之前，反馈信号V_FB先被取样并储存以生成信号V_B。因此，可避免非线性反馈回路操作。脉冲信号PLS是由脉冲生成器250根据检测信号V_S、调制信号V_M以及控制信号S_CM而生成。检测信号V_S是获得自变压器10的辅助线圈N_A。调制信号V_M是与输入电压V_IN的电平相关联。脉冲信号PLS与切换信号S_W的最大频率是根据调制信号V_M电平的减少而增加。一旦输入电压V_IN低于极低阈值V_TB时，生成控制信号S_CM。控制信号S_CM是指示功率转换器将在连续电流模式(continuous current mode，CCM)操作下运作，以增加功率转换器的输出功率。CCM操作意味着在变压器10完全地消磁(demagnetized)之前切换信号S_W开始其下一切换周期。即是，当切换信号S_W被启用(enabled)以进一步将能量储存至变压器10时，能量仍储存于变压器。

图3A是绘示在CCM操作下，切换信号S_W以及一次侧切换电流I_P的波形图。在非连续电流模式(discontinuous current mode，以下称DCM)操作下，于切换信号S_W被启用的期间，只有三角形区域(由P₁所表示的第一输出功率)是存在的。在CCM操作下，于切换信号S_W被启用的期间，三角形区域以及矩形区域(由P₂所表示的第二输出功率)都是存在的。在CCM操作下功率转换器的输出功率P_O可由以下式(2)、(3)、以及(4)来表示：

P_O＝V_O×I_O＝P₁+P₂--------------------------------(2)

$P_1=\frac{{V_{\mathrm{IN}}}^2\×{T_{\mathrm{ON}}}^2}{2\×L_P\×T}---\left(3\right)$

$P_2=V_{\mathrm{IN}}\×I_A\×\left(\frac{T_{\mathrm{ON}}}{T}\right)---\left(4\right)$

其中电流I_A是表示当下一次切换刚开始时，一次侧切换电流I_P的初始值。

与在DCM操作下功率转换器的输出功率P_O进行比较，输出功率(P₂)更能传送。参阅式(3)与(4)，缩短切换周期T可导致输出功率P_O的增加。这意味着，较高的切换频率可增加功率密度(power density)以增加输出功率P_O。因此，根据本发明实施例，切换控制器100将增加功率转换器的切换频率，且当输入电压V_IN低于极低阈值V_TB时，进入CCM操作以减少输出涟波。

图3B是表示在CCM操作下输入电压V_IN以及切换信号S_W的波形图。期间A代表功率转换器处于CCM操作。期间B代表功率转换器处于BCM或DCM操作。

图4是绘示根据本发明实施例的输入电压检测电路200。输入电压检测电路200包括电压检测电路210以及比较器215与216。电压检测电路210通过接收来自变压器10的辅助线圈N_A的检测信号V_S来检测输入电压V_IN。电压检测电路210根据检测信号V_S来生成调制信号V_M。电压检测电路210的详细操作可参阅编号为7,671,578且名为“Detection circuit for sensing theinput voltage of transformer”的美国专利以及编号为7,616,461且名为“Control method and circuit with indirect input voltage detection byswitching current slope detection”的美国专利。调制信号V_M还被提供至比较器215的正端以及比较器216的负端。比较器215的负端接收第一阈值V_T1，且第一阈值V_T1与低阈值V_TA成比例。比较器216的正端接收第二阈值V_T2，且第二阈值V_T2与极低阈值V_TB成比例。比较器215比较调制信号V_M与第一阈值V_T1以生成维持信号S_H。比较器216比较调制信号V_M与第二阈值V_T2以生成控制信号S_CM。

图5是绘示根据本发明实施例的脉冲生成电路250。脉冲生成电路250包括电压-电流转换器、电流源291与292、振荡器300以及启用电路。电压-电流转换器是由运算放大器261与262、电阻器263、以及晶体管270、271、272、273、274、与275所组成。电压-电流转换器根据第三阈值V_T3减去调制信号V_M的结果来生成第一充电电流I₂₇₃以及第一放电电流I₂₇₅。电流源291所提供的第二充电电流I₂₉₁与第一充电电流I₂₇₃加总以形成充电电流I_C给振荡器300。电流源292所提供的第二放电电流I₂₉₂与第一放电电流I₂₇₅加总以形成放电电流I_D给振荡器300。因此，一旦调制信号V_M降低至低于第三阈值V_T3，充电电流I_C以及放电电流I_D增加。电流源291与292分别提供了充电电流I_C与放电电流I_D的最小值。充电电流I_C、放电电流I_D、控制信号S_CM、以及启用信号S_EN被提供至振荡器300以生成脉冲信号PLS。充电电流I_C以及放电电流I_D的增加将增加脉冲信号PLS的频率以及切换信号S_W的切换频率。

启用电路包括比较器280、反相器281以及与门285。检测信号V_S耦合至比较器280的负端，以与其正端所接收的第四阈值V_T4进行比较。当切换信号S_W被禁能且检测信号V_S正低于第四阈值V_T4时，比较器280将通过与门285生成启用信号S_EN。当启用信号S_EN被启用时，这表示变压器10完全地消磁。当脉冲信号PLS以及切换信号S_W根据被启用的启用信号S_EN而生成时，功率转换器操作在临界电流模式(boundary current mode，BCM)。假使脉冲信号PLS以及切换信号S_W在启用信号S_EN被启用之前生成，功率转换器则在CCM操作下运作。

图6是绘示根据本发明实施例的振荡器300。振荡器300包括电流源359、开关351、354与358、电容器340、比较器361、362与363、拴锁电路、与门367与370、或门368与371、反相器375以及缓冲器376。充电电流I_C通过开关351对电容器340充电。开关351受控于充电信号S_C。开关354受控于放电信号S_DM。电容器340因此生成斜坡信号RMP，其耦合至比较器361的负端以及比较器362与363的正端。阈值V_H提供至比较器361的正端。比较器362与363的负端分别接收阈值V_L与V_HL。阈值V_H的电平高于阈值V_HL的电平。阈值V_HL的电平又高于阈值V_L的电平。与非门365与366形成拴锁电路，其分别接收比较器361与362的输出信号。拴锁电路输出放电信号S_D。放电信号S_D是一最大频率信号。比较器363的输出信号被提供至或门368的一输入端；或门368的另一输入端接收控制信号S_CM。放电信号S_D以及或门368的输出信号被提供至与门367以生成放电信号S_DM。因此，在控制信号S_CM被启用的期间，放电信号S_DM将不受比较器363支配。这表示，放电信号S_DM的操作如同放电信号S_D，且在CCM操作期间，电容器340的放电将不受到启用信号S_EN所控制。

放电信号S_D被提供至反相器375以生成充电信号S_C。充电信号S_C被提供至缓冲器376以生成脉冲信号PLS。放电信号S_D还耦合至与门370的一输入端以生成快速放电信号S_FD。快速放电信号S_FD以及启用信号S_EN则提供至或门371的两输入端。或门371的输出端耦接与门370的另一输入端。因此，一旦放电信号S_D正被启用时，启用信号S_EN将触发快速放电信号S_FD。只有当放电信号S_D被禁能时，快速放电信号S_FD才可被禁能。电流源359与开关358串联。开关358是由快速放电信号S_FD所控制。由于电流源359的电流远高于放电电流I_D，因此，当快速放电信号S_FD被禁能时，电容器340将立刻放电。在电容器340的放电期间，斜坡信号RMP维持在阈值V_HL的电平，直到启用信号S_EN触发快速放电信号S_FD。这是用于BCM以及/或DCM操作。一旦斜坡信号RMP低于阈值V_L，放电信号S_D将被禁能。

一旦放电信号S_D被启用，启用信号S_EN因此能触发脉冲信号PLS。因此，充电电流I_C、放电电流I_D、电容器340的电容值以及阈值V_H、V_HL与V_L决定了放电信号S_D的最大频率以及切换信号S_W的最小频率。

图7是绘示根据本发明另一实施例不具有输入电容器的返驰式功率转换器。在此实施例的反馈回路是通过变压器10的一次侧来建立。通过电阻器31与32而检测自变压器10的辅助显圈N_A的检测信号V_S也作为图1B实施例的反馈信号V_FB。切换控制器500根据检测自变压器10的辅助线圈N_A的反馈信号来生成切换信号S_W。

图8是绘示在图7中返驰式功率转换器的切换控制器500。切换控制器500包括反射电压检测器510、运算放大器515、滤波器516、取样维持电路、图2的输入电压检测电路200、图2的脉冲生成电路250、比较器550以及触发器570。图2的控制器100与图8的控制器500间的差异在于，于此实施例中，控制器500使用反射电压检测器510、运算放大器515、以及滤波器516来提供一次侧反馈回路。反射电压检测器510通过对检测信号V_S进行取样以生成其耦合至运算放大器515的负端的信号。一次侧控制功率转换器的详细操作参阅编号为7,016,204且名为“Close-loop PWM controller forprimary-side controlled power converters”的美国专利。当输入电压V_IN高于低阈值V_TA时，运算放大器515的输出信号V_ER通过开关520而跨越储存于电容器525，以生成信号V_B。

信号V_B耦合至比较器550且与锯齿信号V_SAW进行比较，藉此重置触发器570以禁用切换信号S_W。切换信号S_W是由脉冲信号PLS通过触发器570所启用。在输入电压V_IN低于低阈值V_TA之前，获得自检测信号V_S的反馈信号先被取样并储存以生成信号V_B。因此，可避免非线性反馈回路操作。脉冲信号PLS是由脉冲生成电路250根据获得自变压器10的辅助线圈N_A的检测信号V_S以及由电压检测电路200所生成的调制信号V_M与控制信号S_CM而生成的。控制信号V_M与输入电压V_IN相关联。脉冲信号PLS的最大频率以及切换信号S_W的最大频率是根据调制信号V_M的减少而增加。一旦输入电压V_IN低于极低阈值V_TB时，生成控制信号S_CM。控制信号S_CM是指示当输入电压V_IN低于极低阈值V_TB时功率转换器可在CCM操作下运作，以增加功率转换器的输出功率且减少输出涟波。

图9是绘示根据本发明实施例的返驰式功率转换器的主要信号波形。参阅图6及图9，当脉冲信号PLS被启用时，斜坡信号RMP将开始以充电电流I_C所决定的斜率而增加。一旦斜坡信号RMP到达阈值V_H，放电信号S_D将被启用。这将导致斜坡信号RMP开始以放电电流I_D所决定的第一斜率而减少。当斜坡信号RMP减少至阈值V_HL的电平时，每当控制信号S_CM正不被启用时，放电信号S_DM将被禁能。这将停止电容器340的放电操作以及将斜坡信号RMP维持在阈值V_HL的电平。更参阅图5及图9，每当检测信号V_S下降至低于第四阈值V_T4时，启用信号S_EN将被启用。这将触发快速放电信号S_FD以电流源359的电流所决定的第二斜率来使电容器340放电。

本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求范围所界定者为准。

Claims (15)

1.一种返驰式功率转换器的切换控制器，包括：

切换电路，根据反馈信号生成切换信号，其中，所述切换信号用来切换变压器以调整所述返驰式功率转换器的输出电压；

取样维持电路，耦接所述切换电路，且根据维持信号来维持所述反馈信号；以及

电压检测电路，当全波整流输入电压的电平低于上阈值时，生成所述维持信号；

其中,所述全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及所述全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波；以及

其中，所述反馈信号是根据所述返驰式功率转换器的所述输出电压而生成。

2.根据权利要求1所述的返驰式功率转换器的切换控制器，还包括：

振荡电路，限制所述切换信号的最大频率；

其中，所述最大频率根据调制信号的减少而增加，且所述调制信号与所述全波整流输入电压的电平相关联。

3.根据权利要求2所述的返驰式功率转换器的切换控制器，其中，一旦所述调制信号的电平低于阈值时，所述最大频率增加。

4.根据权利要求1所述的返驰式功率转换器的切换控制器，还包括：

比较器，当所述全波整流输入电压的电平低于下阈值时，生成控制信号；

其中，所述控制信号被启用以使所述返驰式功率转换器在连续电流模式操作下运作；

其中，所述下阈值低于所述上阈值。

5.根据权利要求4所述的返驰式功率转换器的切换控制器，其中，当所述全波整流输入电压的电平高于所述下阈值时，所述返驰式功率转换器在临界电流模式操作以及/或非连续电流模式操作下运作。

6.一种功率转换器的控制器，包括：

切换电路，根据反馈信号生成切换信号，其中，所述切换信号用来切换变压器以调整所述功率转换器的输出电压；

电压检测电路，根据所述功率转换器的全波整流输入电压来生成调制信号；以及

振荡电路，限制所述切换信号的最大频率，其中,所述全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及所述全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波；

其中，所述反馈信号根据所述功率转换器的所述输出电压而生成，且所述最大频率根据所述调制信号的减少而增加。

7.根据权利要求6所述的功率转换器的控制器，其中，当所述调制信号的电平低于阈值时，所述最大频率增加。

8.根据权利要求6所述的功率转换器的控制器，还包括：

取样维持电路，根据维持信号来维持所述反馈信号；

其中，当所述全波整流输入电压低于上阈值时，所述电压检测电路生成所述维持信号。

9.根据权利要求6所述的功率转换器的控制器，还包括：

比较器，当所述全波整流输入电压的电平低于下阈值时，生成控制信号，其中，所述控制信号被启用以使所述功率转换器在连续电流模式操作下运作；

其中，所述下阈值低于上阈值。

10.根据权利要求6所述的功率转换器的控制器，其中，当所述全波整流输入电压的电平高于下阈值时，所述功率转换器在临界电流模式操作以及/或非连续电流模式操作下运作。

11.一种功率转换器的控制电路，包括：

切换电路，根据反馈信号生成切换信号，其中，所述切换信号用来切换变压器以调整所述功率转换器的输出电压；

电压检测电路，根据所述功率转换器的全波整流输入电压来生成调制信号，其中,所述全波整流输入电压由交流输入电压通过桥式整流器转换而得,以及所述全波整流输入电压不通过输入电容进行滤波；以及

比较器，当所述全波整流输入电压的电平低于下阈值时，生成控制信号；

其中，所述反馈信号根据所述功率转换器的所述输出电压而生成，且所述控制信号被启用以使所述功率转换器在连续电流模式操作下运作。

12.根据权利要求11所述的功率转换器的控制电路，其中，当所述全波整流输入电压的电平高于所述下阈值时，所述功率转换器在临界电流模式操作以及/或非连续电流模式操作下运作。

13.根据权利要求11所述的功率转换器的控制电路，还包括：

振荡电路，限制所述切换信号的最大频率；

其中，所述最大频率根据所述调制信号的减少而增加，且所述调制信号与所述全波整流输入电压的电平相关联。

14.根据权利要求13所述的功率转换器的控制电路，其中，当所述调制信号的电平低于所述阈值时，所述最大频率增加。

15.根据权利要求11所述的功率转换器的控制电路，还包括：

取样维持电路，根据维持信号来维持所述反馈信号；其中，当所述全波整流输入电压的电平低于上阈值时，所述电压检测电路生成所述维持信号；

其中，所述下阈值低于所述上阈值。