CN102460927A - 开关调节器以及其操作控制方法 - Google Patents

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Abstract

具有电感器的非隔离类型开关调节器，包括：开关元件；整流元件；误差放大电路部分，放大反馈电压与第一参考电压之间的电压差并且作为误差电压输出；第一电压比较电路部分，对斜坡电压与误差电压执行电压比较以及产生并输出第一比较信号，该斜坡电压执行预先设置的电压改变，该误差电压与开关元件的切换同步；第二电压比较电路，对误差电压与第二参考电压执行电压比较以及产生并输出第二比较信号；振荡电路部分，基于第二比较信号而开始振荡以及产生并输出时钟信号；以及控制电路部分，基于时钟信号以及第一比较信号而执行开关元件的切换控制。

Description

开关调节器以及其操作控制方法
技术领域
本发明涉及起DC-DC转换器作用的开关调节器，更具体地，涉及具有PWM(脉宽调制)控制模式以及VFM(变频调制)控制模式以及基于例如输出电流的状态而切换控制模式的开关调节器。
背景技术
近年来，考虑到环境问题要求电子装置节能，并且在由电池驱动的电子装置中节能的倾向变得尤其突出。通常，为了实现这样的节能，降低电子装置消耗的电功率、以及提高电源电路本身的效率以及抑制无用的电功率消耗是很重要的。使用电感器的非隔离开关调节器广泛用作用于小电子装置的高效率电源电路。
开关调节器有两种主要的控制模式。第一种是PWM(脉宽调制)控制模式，其中通过保持脉冲信号的频率为常数以及改变脉冲信号的占空比改变开关晶体管的接通时间与断开时间之比，以及控制平滑之后的输出电压的平均值为常数。第二种是VFM(变频调制)控制模式，其中通过保持脉冲信号的脉冲持续时间为常数以及改变脉冲信号的频率来改变开关晶体管的接通时间与预定周期之比，以及控制平滑之后的输出电压的平均值为常数。另外，有两种VFM控制模式。第一种涉及连续地改变脉冲信号的频率，而第二种涉及通过以PWM控制模式划分开关调节器的时钟脉冲信号来假性地改变脉冲信号的频率。该VFM控制模式也描述为PFM(脉冲频率调制)控制模式。
开关调节器本身的电功率消耗与开关频率成比例地增加。在PWM控制模式下，即使在轻负载的情况下，也以恒定的周期执行开关晶体管的接通/断开控制；因此降低轻负载情况下的效率。另一方面，在VFM控制模式下，开关晶体管的切换频率基于负载电流而波动；因此，噪声以及脉动(ripple)对装置的影响增加，对于轻负载切换次数降低，且效率变得比PWM控制模式更好。因此，传统地，存在通过基于负载条件而执行PWM控制与VFM控制的切换来提高从轻负载的情况到重负载的情况的电源效率的开关调节器。
然而，因为由开关调节器产生的噪声大大地影响***装置，所以必须考虑这样的噪声。在开关调节器的噪声分量中，开关晶体管的切换频率的噪声分量最大。在VFM控制模式下，频率基于负载电流而波动；因此由开关调节器产生的噪声分量基于负载电流而波动。关于上述噪声，需要考虑***装置来使用开关调节器。
另外，通常，在以VFM控制模式进行控制的情况下，输出电压的脉动变得比以PWM控制模式进行控制的情况下更大。即使在VFM控制模式下，VFM控制下的切换频率的最大值也是不一致的；因此在电感器电流成为零之前接通开关调节器以及将能量供应给电感器的情况下，存在输出电压的脉动进一步变大的问题。
图8是说明执行PWM控制以及VFM控制的切换的电流模式控制开关调节器的传统示例的电路图。
在图8中，当存储在输出电容器Co中的电荷向连接到输出端子OUT的负载120放电时，输出电压Vout逐步下降，而误差电压opout上升。当误差电压opout超过第二参考电压Vr2时，使能信号OSCEN(其是比较器108的输出信号)反相以及使能信号OSCEN成为高状态。当使能信号OSCEN成为高状态时，振荡电路109立即产生一个高状态脉冲以及作为时钟信号CLK输出。由时钟信号CLK置位RS触发器电路105，且输出Q成为高状态。然后，控制电路106将每个控制信号PHS以及NLS设置为低状态，接通开关晶体管M101以及断开同步整流晶体管M102。
当接通开关晶体管M101时，输入电压Vin施加到电感器L101，因此电感器电流iL流过电感器L101。电感器电流iL关于时间的增加率与输入电压Vin和输出电压Vout之间的电压差成比例。当电感器电流iL超过输出电流iout时，输出电压Vout上升以便充电输出电容器Co，而误差电压opout下降。当误差电压opout下降到小于第二参考电压Vr2时，来自比较器108的使能信号OCSEN返回到高状态。因此，振荡电路109只输出作为时钟信号CLK的一个脉冲，以及停止振荡操作。
由电感器电流/电压转换器电路110将电感器电流iL转换为电感器电压Vsen并且将其输出。在加法电路112中，将从倾斜电压产生电路111输出的补偿倾斜电压Vslp与电感器电压Vsen相加，然后成为斜坡电压Vc，以及将斜坡电压Vc输入到比较器104的非反相输入端。斜坡电压Vc随着时间的过去升高，以及当斜坡电压Vc超过误差电压opout时，比较器104的输出信号PWMOUT反相，且成为高状态。当输出信号PWMOUT成为高状态时，复位RS触发器电路105，且输出Q成为低状态，以及控制电路106将每个控制信号PHS以及NLS设置为高状态。因此，断开开关晶体管M101以及接通同步整流晶体管M102。
当断开开关晶体管M101时，由于电感器L101的反电动势的影响，连接点LX的电压VLX成为负电压。因此，电感器电压Vsen(其是电感器电流/电压转换器电路110的输出电压)下降到地电压GND，同时，倾斜电压产生电路111停止操作，以及补偿倾斜电压Vslp下降为地电压GND。结果，斜坡电压Vc下降为地电压GND，而比较器104的输出信号PWMOUT立即返回到低状态。
当电感器电流iL的电流值下降到小于或等于输出电流iout时，输出电压Vout开始下降，而当输出电压Vout下降时，误差电压opout上升。当误差电压opout超过第二参考电压Vr2时，处理返回到上述解释的开始以及执行上述相同的操作，然后重复上述操作。
在VFM控制模式下，输出电流iout越小，则输出电压Vout下降所花费的时间越长；因此开关晶体管M101为接通的持续时间变长，即，切换频率变低。另外，输出电流iout越小，则输出电压Vout上升越快；因此误差电压opout的下降速度变快，开关晶体管M101为接通的持续时间变短。当输出电流iout增加以及切换频率变高并且误差电压opout变得总是等于或者大于第二参考电压Vr2时，VFM控制模式自动切换到PWM控制模式。
在PWM控制模式下，误差电压opout变得总是等于或者大于第二参考电压Vr2；因此使能信号OSCEN(其是比较器108的输出信号)成为高状态。然后，振荡电路109以预定频率执行振荡以及产生并且输出时钟信号CLK。当时钟信号CLK成为高状态时，置位RS触发器电路105，且输出Q成为高状态。然后，接通开关晶体管M101以及断开同步整流晶体管M102，且电感器电流iL流过。在电感器电流/电压转换器电路110中，将电感器电流iL转换为电感器电压Vsen，以及添加补偿倾斜电压Vslp，产生斜坡电压Vc，然后将斜坡电压Vc输入到比较器104的非反相输入端。
当斜坡电压Vc超过误差电压opout时，来自比较器104的输出信号成为高状态，以及复位RS触发器电路105。然后，控制电路106将每个控制信号PHS以及NLS设置为高状态，断开开关晶体管M101以及接通同步整流晶体管M102。结果，斜坡电压Vc下降为地电压GND，以及输出信号PWMOUT返回到低状态。电感器电流iL继续经由同步整流晶体管M102流过，在电感器电流iL成为零之前，时钟信号CLK再次成为高状态，以及重复上述操作。在PWM控制模式下，输出电流iout变得越大，则开关晶体管M101的接通时间变得越长。
然而，图8所述的现有的开关调节器并不能够控制VFM控制模式下的切换频率的最大值，如图9的波形图所述，取决于电路参数的设置，PWM控制模式下的切换周期的一个时间段中，执行等于或者大于2次的切换。因此，VFM控制模式下的切换频率的最大值变得大于PWM控制模式下的切换频率，因此存在必须考虑用于等于或者大于PWM控制模式下的切换频率的噪声的问题。另外，因为在电感器电流iL成为零之前接通开关晶体管M101以及将能量供应给电感器L101，所以存在使得输出电压Vout的脉动变大的问题。
因此，固定频率类型的现有的逐步下降开关调节器能够设置最大振荡频率(例如，见日本专利申请公开No.H10-225105)。然而，当振荡器总是操作时，消耗电流增加，这样防止了效率的提高。另外，可变频率类型的逐步下降开关调节器具有使得像图8的开关调节器一样不能够设置VFM控制模式下的最大切换频率的问题。
发明内容
本发明的目的是提供解决以上问题的方案，具体地，本发明的目的是提供能够通过简单的电路配置使VFM控制模式下的最大切换频率等于PWM控制模式下的切换频率、使输出电压的脉动更小以及提高VFM控制模式下的效率的开关调节器及其操作控制方法。
为了实现以上目的，提供本发明的实施例：开关调节器，其具有电感器以及是非隔离类型，该开关调节器将输入到输入端子的输入电压转换为预定恒定电压以及作为输出电压从输出端子输出，并且自动执行PWM控制与VFM控制的切换，包括：开关元件，其基于输入到控制电极的控制信号以及由输入电压对电感器的充电而执行切换；整流元件，当断开开关元件以及停止对电感器的充电时，其执行电感器的放电；误差放大电路部分，其放大与输出电压成比例的反馈电压和预定第一参考电压之间的电压差并且作为误差电压输出；第一电压比较电路部分，其对斜坡电压与误差电压执行电压比较以及产生并且输出指示比较的结果的第一比较信号，该斜坡电压执行预先设置的电压改变，该误差电压与开关元件的切换同步；第二电压比较电路，其对误差电压与预定第二参考电压执行电压比较以及产生并且输出指示比较结果的第二比较信号；振荡电路部分，其基于第二比较信号而开始振荡操作，以及产生并且输出预定频率的时钟信号；以及控制电路部分，其基于时钟信号以及第一比较信号而执行开关元件的切换控制，其中振荡电路部分基于第二比较信号而开始振荡操作，以及当产生的时钟信号变成与接通开关元件以及执行对电感器的充电的状态相反的状态时，基于第二比较信号而停止振荡操作。
为了实现以上目的，提供本发明的实施例：开关调节器的操作控制方法，该开关调节器包括：开关元件，其基于输入到控制电极的控制信号而执行切换；电感器，其中通过开关元件的切换由输入到输入端子的输入电压执行充电；以及整流元件，当断开开关元件以及停止电感器的充电时，其执行电感器的放电，该开关调节器对开关元件执行切换控制，以使得来自输出端子的输出电压变成预定恒定电压，以及将输入到输入端子的输入电压转换为预定恒定电压以及作为输出电压从输出端子输出，并且自动执行PWM控制与VFM控制的切换，包括以下步骤：放大与输出电压成比例的反馈电压和预定第一参考电压之间的电压差以及产生误差电压；产生执行预先设置的电压改变的斜坡电压；对与开关元件的切换同步的误差电压和斜坡电压执行电压比较，以及产生指示比较结果的第一比较信号；对误差电压与预定第二参考电压执行电压比较，以及产生指示比较结果的第二比较信号；基于第二比较信号而产生预定频率的时钟信号；当产生的时钟信号成为与接通开关元件以及执行对电感器的充电的状态相反的状态时，基于第二比较信号而停止产生时钟信号；以及基于时钟信号与第一比较信号而执行开关元件的切换控制。
附图说明
图1是说明本发明实施例中的开关调节器的电路示例的图。
图2说明图1的开关调节器的操作示例的定时图。
图3说明在继续VFM模式下的切换频率成为最大的状态的情况下的示例的定时图。
图4是说明图1的振荡控制电路13的电路示例的图。
图5说明在使用图4的振荡控制电路13的情况下，每个信号的波形示例的定时图。
图6是说明图1的振荡控制电路13的另一电路示例的图。
图7是说明本发明实施例中的开关调节器的另一电路示例的图。
图8是说明电流模式控制开关调节器的现有示例的电路图。
图9是说明图8的开关调节器中的问题的定时图。
具体实施模式
接下来，将基于附图所示的实施例而仔细解释本发明。
[实施例]
图1是说明本发明实施例中的开关调节器的电路示例的图。
在图1中，开关调节器1起同步整流类型的电流模式控制开关调节器的作用，其逐步降低输入到输入端子IN的输入电压Vin为预定恒定电压，并且作为输出电压Vout从输出端子OUT输出到负载20。并且开关调节器1通过基于从输出端子OUT输出的输出电流iout而自动执行PWM控制与VFM控制的切换，而执行以上逐步降低操作。
开关调节器1包括PMOS晶体管的开关晶体管M1以及NMOS晶体管的同步整流晶体管M2。
另外，开关调节器1包括：第一参考电压生成电路2，其生成以及输出预定第一参考电压Vr1；用于输出电压检测的电阻器R1以及R2；电感器L1；输出电容器Co；误差放大电路3；第一比较器4；RS触发器电路5；控制电路6；第二参考电压生成电路7，其生成以及输出预定第二参考电压Vr2；以及第二比较器8。开关调节器1还包括：振荡电路9，其产生以及输出预定时钟信号CLK；电感器电流/电压转换器电路10，其检测流过电感器L1的电感器电流iL，并且基于检测的电感器电流iL而产生以及输出电感器电压Vsen；倾斜电压产生电路11，其产生并且输出形成预定锯齿波信号的倾斜电压Vslp；加法电路12；以及振荡控制电路13，其基于第二比较器8的输出信号而执行振荡电路9的驱动控制。
开关元件包括开关晶体管M1。整流元件包括同步整流晶体管2。误差放大电路部分包括第一参考电压生成电路2、误差放大电路3以及电阻器R1和R2。第一电压比较电路部分包括第一比较器4、电感器电流/电压转换器电路10、倾斜电压产生电路11以及加法电路12。第二电压比较电路部分包括第二参考电压生成电路7以及第二比较器8。振荡电路部分包括振荡电路9以及振荡控制电路13。控制电路部分包括RS触发器电路5以及控制电路6。第一电压比较电路包括第一比较器4。在开关调节器1中，除电感器L1与输出电容器Co之外的每个电路可以集成到一块IC中，以及在一些情况下，除开关晶体管M1以及/或者同步整流晶体管M2、电感器L1以及输出电容器Co之外的每个电路都可以集成到一块IC中。
在输入端子IN与地电压GND之间，开关晶体管M1与同步整流晶体管M2串联连接。在位于开关晶体管M1与同步整流晶体管M2之间的连接部分(connection part)LX与输出端子OUT之间，连接电感器L1。在输出端子OUT与地电压GND之间，电阻器R2与R1串联连接，以及连接输出电容器Co。反馈电压Vfb从电阻器R2与R1之间的连接部分输出。在误差放大电路3中，反馈电压Vfb输入到反相输入端，而第一参考电压Vr1输入到非反相输入端。误差放大电路3放大反馈电压Vfb与第一参考电压Vr1之间的电压差，以及产生并且输出误差电压opout到第一比较器4的反相输入端。当输出电压Vout下降时，误差电压opout由误差放大电路3升高，而当输出电压Vout上升时，误差电压opout由误差放大电路3降低。
电感器电流/电压转换器电路10从输入电压Vin以及连接部分LX的电压VLX产生并且输出电感器电压Vsen。来自倾斜电压产生电路11的倾斜电压Vslp以及来自电感器电流/电压转换器电路10的电感器电压Vsen分别输入到加法电路12，然后加法电路12将倾斜电压Vslp与电感器电压Vsen相加，以及产生与电感器电流iL成比例的斜坡电压Vc并且输出到第一比较器4的非反相输入端。第一比较器4对来自误差放大电路3的误差电压opout与从加法电路12输出的斜坡电压Vc执行电压比较，以及产生形成脉冲信号的第一比较信号PWMOUT并且输出到RS触发器电路5的复位输入端R。
在第二比较器8中，误差电压opout与第二参考电压Vslp分别输入到非反相输入端与反相输入端，而输出连接到振荡控制电路13。第二比较器8对第二参考电压Vr2与误差电压opout执行电压比较，且当误差电压opout变成等于或者大于第二参考电压Vr2时，第二比较器8设置第二比较信号CMPOUT为高状态(state)，该第二比较信号是输出信号，而当误差电压opout变成小于第二参考电压Vr2时，第二比较器8设置第二比较信号CMPOUT为低状态。振荡控制电路13从来自第二比较器8的第二比较信号CMPOUT以及从振荡电路9输出的时钟信号CLK产生使能信号OSCEN，以及输出使能信号CMPOUT到振荡电路9。
当输入高状态使能信号OSCEN时，振荡电路9开始振荡操作以及产生并且输出时钟信号CLK，而当输入低状态使能信号OSCEN时，振荡电路9停止振荡操作以及停止时钟信号CLK的输出并且输出低状态信号。用这样的模式，当使能信号OSCEN成为高状态时，振荡电路9输出预定时钟信号CLK，而当使能信号OSCEN成为低电平时，振荡电路9停止振荡操作并且设置时钟信号CLK为低状态。
从振荡电路9输出的时钟信号CLK分别输入到RS触发器电路5的置位输入S以及振荡控制电路13，而RS触发器电路5的输出Q连接到控制电路6的输入In。当高状态信号输入到置位输入S时，RS触发器电路5设置输出Q为高状态，而当高状态信号输入到RS触发器电路5的复位输入R时，RS触发器电路5设置输出Q为低状态。RS触发器电路5的输出信号以及连接部分LX的电压VLX分别输入到控制电路6。控制电路6的输出P连接到开关晶体管M1的门极，而控制电路6的输出N连接到同步整流晶体管M2的栅极。
当RS触发器电路5的输出信号成为高状态时，控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为低状态，接通开关晶体管M1以及断开同步整流晶体管M2。当RS触发器电路5的输出信号成为低状态时，控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为高状态，断开开关晶体管M1以及接通同步整流晶体管M2。然而，当连接部分LX的电压VLX变成等于或者大于0V时，无论RS触发器电路5的输出信号如何，控制电路6将控制信号NLS设置为低状态，以及断开同步整流晶体管M2。用这样的模式，控制电路6能够防止电感器电流iL的反向流动。
电感器电流/电压转换器电路10放大开关晶体管M1的源极-漏极电压，以及作为电感器电压Vsen输出。因为开关晶体管M1的通态电阻大约是与漏极电流无关的常数，开关晶体管M1的源极-漏极电压与开关晶体管M1的漏极电流成比例。因为所有的漏极电流都变成电感器电流iL，所以开关晶体管M1的源极-漏极电压变成与电感器电流iL成比例的电压。
倾斜电压产生电路11产生与电感器电压Vsen相加的倾斜电压Vslp，以防止子谐波振荡。在加法电路12中将电感器电压Vsen与倾斜电压Vslp相加，然后作为斜坡电压Vc输出到第一比较器4的非反相输入端。
在上述配置中，图2说明图1的开关调节器的操作示例的定时图，以及参考图2，将解释图1的开关调节器1的操作。
首先，将解释VFM控制模式下的操作。
当存储在输出电容器Co中的电荷在连接到输出端子OUT的负载20中放电时，输出电压Vout逐渐下降。然后，误差电压opout上升，当误差电压opout变成等于或者大于第二参考电压Vr2时，第二比较信号CMPOUT成为高状态。当第二比较信号CMPOUT成为高状态时，振荡控制电路13立即将使能信号OSCEN设置为高状态。
当使能信号OSCEN成为高状态时，振荡电路9立即开始振荡操作并且输出由高状态脉冲形成的预定时钟信号CLK到置位输入S。RS触发器电路6由时钟信号CLK中的高状态脉冲置位，以及输出Q成为高状态。然后，控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为低状态，接通开关晶体管M1以及断开同步整流晶体管M2。当接通开关晶体管M1时，输入电压Vin连接到电感器L1，以及电感器电流iL流过电感器L1。电感器电流iL关于时间的增加率与输入电压Vin与输出电压Vout之间的电压差成比例。
另一方面，在时钟信号CLK从高状态成为低状态时第二比较信号CMPOUT为低状态的情况下，振荡控制电路13将使能信号OSCEN置为低状态，以及在第二比较信号CMPOUT为高状态的情况下，振荡控制电路13继续将使能信号OSCEN设置为高状态。
当电感器电流iL超过输出电流iout时，输出电压Vout上升，从而对输出电容器Co充电，与此同时，误差电压opout下降。当误差电压opout变得小于第二参考电压Vr2时，第二比较信号CMPOUT返回到低状态。因此，当时钟信号CLK成为低状态时，如上所述，振荡控制电路13将使能信号OSCEN设置为低状态，以及振荡电路9停止振荡操作，并且停止高状态脉冲的输出，以及将时钟信号CLK设置为低状态。即，振荡电路9只输出一个高状态脉冲。
在电感器电流/电压转换器电路10中，将电感器电流iL转成为电感器电压Vsen，以及在加法电路12中，将从倾斜电压产生电路11输出的倾斜电压Vslp与电感器电压Vsen相加，并产生斜坡电压Vc。斜坡电压Vc随着时间经过而上升，当斜坡电压Vc超过误差电压opout时，第一比较信号PWMOUT反相，且成为高状态。
当第一比较信号PWMOUT成为高状态时，RS触发器电路5复位以及输出Q成为低状态。控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为高状态，断开开关晶体管M1以及接通同步整流晶体管M2。当断开开关晶体管M1时，由于电感器101的反电动势的影响，连接部分LX的电压成为负电压。因此，来自电感器电流/电压转换器电路10的电感器电压Vsen下降为地电压GND，同时，倾斜电压产生电路11也停止操作，且倾斜电压Vslp下降为地电压GND。结果，斜坡电压Vc下降为地电压GND，而第一比较信号PWMOUT立即返回到低状态。即使当断开开关晶体管M1时，同步整流晶体管M2也接通，电感器电流iL继续经由同步整流晶体管M2从地电压GND流动。此时电感器电流iL关于时间的降低率与输出电压Vout成比例。
当存储在电感器L1中的所有能量被释放以及电感器电流iL成为零时，电流从输出端子OUT侧经由电感器L1以及同步整流晶体管M2流到地电压GND，即出现反向电流，大大降低了开关调节器的转换效率。因此，为了防止出现以上反向电流，当连接部分LX的电压VLX成为0V时，无论RS触发器电路5的输出信号如何，控制电路6将控制信号NLS设置为低状态，以及断开同步整流晶体管M2。当电感器电流iL下降为小于或等于输出电流iout时，输出电压Vout开始下降，而当输出电压Vout下降时，误差电压opout上升。当误差电压opout成为等于或者大于第二参考电压Vr2时，处理返回到上述解释的开始，然后重复上述操作。
当以VFM操作模式操作时，输出电流iout越小，则输出电压Vout下降所花费的时间越长；因此开关晶体管M1为接通的持续时间变长，即，切换频率变低。另外，输出电流iout越小，则输出电压Vout上升越快；因此误差电压opout的下降速度变快，开关晶体管M1为接通的持续时间变短。当输出电流iout增加以及切换频率变高并且误差电压opout变得总是等于或者大于第二参考电压Vr2时，VFM控制模式自动切换到PWM控制模式。
以下将解释以PWM模式的操作。
误差电压opout变得总是等于或者大于第二参考电压Vr2；因此第二比较电压CMPOUT总是成为高状态。因此，在PWM控制模式下，振荡控制电路13总是将使能信号OSCEN设置为高状态，而振荡电路9总是以预定频率执行振荡操作以及输出预定时钟信号CLK。当时钟信号CLK成为高状态时，RS触发器电路5置位以及输出Q成为高状态。因此，如VFM控制模式的解释所述，当接通开关晶体管M1以及断开同步整流晶体管M2时，电感器电流iL流过。在电感器电流/电压转换器电路10中，将电感器电流iL转换为电感器电压Vsen，以及添加补偿倾斜电压Vslp，并产生斜坡电压Vc，然后将斜坡电压Vc输入到比较器4的非反相输入端。
当斜坡电压Vc超过误差电压opout时，第一比较信号PWMOUT 104成为高状态，复位RS触发器电路105。因此，控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为高状态，断开开关晶体管M1以及接通同步整流晶体管M2。结果，斜坡电压Vc下降为地电压GND，以及第一比较信号PWMOUT返回到低状态。电感器电流iL继续经由同步整流晶体管M2流动。
在电感器电流iL成为零之前，时钟信号CLK的下一个脉冲再次成为高状态，以及重复上述操作。在PWM控制模式下，输出电流iout变得越大，则开关晶体管M1的接通时间变得越长。为了从VFM控制模式平稳地过渡为PWM控制模式，从VFM控制模式切换到PWM控制模式的临界点的电感器电流iL的值是很重要的。
这里，正好在过渡到PWM控制模式之前，VFM控制模式下的切换频率成为最大。图3是说明该状态继续的情况下的示例的定时图。
当输出电压Vout下降以及误差电压opout变得等于或者大于第二参考电压Vr2时，第二比较信号CMPOUT反相以及成为高状态。当第二比较信号CMPOUT成为高状态时，振荡控制电路13将使能信号OSCEN从低状态设置为高状态。当使能信号OSCEN成为高状态时，振荡电路9立即开始振荡操作以及产生由预定高状态脉冲形成的时钟信号CLK并且输出。RS触发器电路5由脉冲置位，以及输出Q成为高状态。控制电路6将每个控制信号PHS以及NLS设置为低状态。因此，接通开关晶体管M1，以及断开同步整流晶体管M2。
此时，在来自振荡电路9的时钟信号CLK成为高状态之后PWM控制模式下的切换周期的一个时间段期间，即，在时钟信号CLK的一个时间段期间，振荡控制电路13控制使能信号OSCEN不再次从低状态成为高状态。具体地，当正好在振荡电路9开始振荡操作之后振荡电路9中产生的高状态脉冲成为低状态时，如果第二比较信号CMPOUT是低状态，则振荡控制电路13立即将使能信号OSCEN设置为低状态以及停止振荡电路9的振荡操作，而如果第二比较信号CMPOUT是高状态，则振荡控制电路13继续将使能信号OSCEN设置为高状态并且继续振荡电路9的振荡操作。
因此，PWM控制模式下的切换周期的一个时间段期间，时钟信号CLK不再次成为高状态，以及RS触发器电路5不再次置位。也就是说，PWM控制模式下的切换周期的一个时间段期间，总是能够将开关晶体管M1只接通小于或等于一次。因此，如图3所示，将VFM控制模式下的最大频率控制为等于PWM控制模式下的切换频率。
在从VFM控制模式过渡为PWM控制模式的情况下，例如，设置第二参考电压Vr2以使得输出电流iout成为从间歇操作模式过渡为连续操作模式的临界电流值，这样使平稳地过渡到PWM控制模式而没有输出电压Vout的波动成为可能。
接下来，图4是说明图1的振荡控制电路13的电路示例的图，以及图5是说明在使用图4的振荡控制电路13的情况下的每个信号的波形示例的定时图。
在图4中，振荡控制电路13包括或非(NOR)电路21和22以及反相电路23和24。或非电路21和22形成RS触发器电路RSFF。
第二比较信号CMPOUT输入到或非电路21的一个输入端，而或非电路21的另一输入端与或非电路22的输出端相连。或非电路21的输出端连接到反相电路24的输入端，以及从反相电路24的输出端输出使能信号OSCEN。时钟信号CLK经由反相电路23输入到或非电路22的一个输入端，而或非电路22的另一输入端与或非电路21的输出端相连。
如果当时钟信号CLK是低状态时第二比较信号CMPOUT成为高状态，则使能信号OSCEN成为高状态，以及振荡电路9开始振荡操作，时钟信号CLK从低状态成为高状态。而当时钟信号CLK是高状态时，即使第二比较信号CMPOUT是低状态，使能信号OSCEN也不会成为低状态，振荡电路9继续振荡操作。如果当时钟信号CLK从高状态成为低状态时第二比较信号CMPOUT成为低状态，则使能信号OSCEN成为低状态，振荡电路9停止振荡操作并且处于睡眠(sleeping)状态。
也就是说，在时钟信号CLK是高状态的PWM控制模式下的切换周期的一个时间段期间，振荡电路9不成为睡眠状态，以及时钟信号CLK不从低状态成为高状态；因此不置位RS触发器电路5。也就是说，PWM控制模式下的切换周期的一个时间段期间，开关晶体管M1总是能够只接通小于或等于一次。因此，将VFM控制模式下的最大切换频率控制为等于PWM控制模式下的切换频率。
在图5中，为了更容易地理解使能信号OSCEN的下降沿的定时与时钟信号CLK的下降沿的定时同步，说明PWM控制模式下的切换周期的一个时间段之内时钟信号CLK从高状态下降到低状态、以及与以上时钟信号CLK从高状态下降到低状态同时，使能信号OSCEN从高状态下降到低状态的示例。理论上，理想地，通过得到PWM控制模式下的切换周期的一个时间段中使能信号OSCEN为几乎接近于零的低电平的次数，能够使VFM控制模式下的最大切换频率等于PWM控制模式下的切换频率。在比较图2与图5的情况下，在图2中，使能信号OSCEN的下降沿的定时与时钟信号CLK的下降沿的定时相互不同步。然而，在将图4所示的电路用作振荡控制电路13的情况下，图2所示的使能信号OSCEN的下降沿的定时与时钟信号CLK的下降沿的定时能够相互同步，以及图5所示的使能信号OSCEN与时钟信号CLK能够相互同步。
图6是说明图1的振荡控制电路13的另一电路示例的图。
在图6中，振荡控制电路13包括D触发器电路31以及反相器电路32至34。
在D触发器电路31中，输入电压Vin输入到输入D，时钟信号CLK经由反相器电路32输入到时钟输入CK，以及第二比较信号CMPOUT经由反相器电路33输入到复位输入RB。D触发器电路31的输出Q连接到反相器电路34的输入端，以及从反相器电路34的输出端输出使能信号OSCEN。另外，在使用图6的振荡控制电路13的情况下，能够获得图5所示的每个波形信号。
已经解释了电流模式控制开关调节器的示例(见图1)；然而本发明并不局限于此，以及也能够应用于电压模式控制开关调节器(见图7)。在图7中，与图1所述相同的元件等用相同的附图标记表示，这里将只解释图1与图7之间的不同之处。
图1与图7之间的不同之处是提供电压产生电路41代替图1的电感器电流/电压转换器电路10、倾斜电压产生电路11以及加法电路12。电压产生电路41产生并且输出形成包括锯齿波电压的预定三角波电压的斜坡电压Vc。
在图7中，开关调节器1起同步整流类型的电压模式控制开关调节器的作用，其逐步降低输入到输入端子IN的输入电压Vin为预定恒定电压以及作为输出电压Vout从输出端子OUT输出到负载20。开关调节器1通过基于输出电压Vout而自动执行PWM控制与VFM控制的切换，来执行以上逐步降低操作。
图7的开关调节器具有开关晶体管M1、同步整流晶体管M2、第一参考电压生成电路2、电阻器R1以及R2、电感器L1、输出电容器Co、误差放大电路3、第一比较器4、RS触发器电路5、控制电路6、第二参考电压生成电路7、第二比较器8、振荡电路9、振荡控制电路13以及电压产生电路41。在图7中，第一电压比较电路部分包括第一比较器4以及电压产生电路41。
电压产生电路41产生以相同频率重复电压的升高以及下降的斜坡电压Vc作为时钟信号CLK。从电压产生电路41输出的斜坡电压Vc输入到第一比较器4的非反相输入端。除电压产生电路41之外，这里将不解释与图1的开关调节器1相同的图7的开关调节器1的配置。
因此，实施例中的开关调节器具有振荡控制电路13，以使得当误差电压opout变成等于或者大于第二参考电压Vr2以及第二比较信号CMPOUT变成高状态时，立即将使能信号OSCEN设置为高状态，以及在时钟信号CLK从高状态成为低状态时第二比较信号CMPOUT是低状态的情况下，将使能信号OSCEN设置为低状态，而当第二比较信号CMPOUT是高状态时，继续将使能信号OSCEN设置为高状态。
用这样的模式，可以控制VFM控制模式下的最大切换频率，以及其可以等于PWM控制模式下的切换频率。因此，不需要考虑等于或者大于PWM控制模式下的切换频率的噪声，以及另外，有可能使输出电压Vout的波动更小，提高VFM控制模式下的效率。
根据本发明的开关调节器及其操作控制方法，因为可以控制VFM控制模式下的最大切换频率，所以VFM控制模式下的最大切换频率可以等于PWM控制模式下的切换频率，从而不需要考虑等于或者大于PWM控制模式下的切换频率的噪声，且此外可以使输出电压的波动更小，因此有可能提高VFM控制模式下的效率。
虽然已经根据示例性实施例描述本发明，但是它并不局限于此。本领域技术人员应该理解，在不脱离以下权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以对所述实施例进行更改。
工业实用性
在以上实施例中，已经解释同步整流类型的开关调节器；然而本发明并不局限于此，以及能够应用于使用二极管代替同步整流晶体管M2的非同步整流类型的逐步下降开关调节器、逐步上升开关调节器等。
相关申请的交叉引用
本申请基于2009年4月27日提交的日本专利申请No.2009-108001以及要求其优先权，在此将其全体通过引用并入。

Claims (15)

1.一种开关调节器，具有电感器且是非隔离类型，
所述开关调节器将输入到输入端子的输入电压转换为预定恒定电压，并作为输出电压从输出端子输出，并且自动执行PWM控制与VFM控制的切换，所述开关调节器包括：
开关元件，基于输入到控制电极的控制信号以及由所述输入电压对所述电感器的充电而执行切换；
整流元件，当断开所述开关元件以及停止对所述电感器的充电时，执行所述电感器的放电；
误差放大电路部分，放大与所述输出电压成比例的反馈电压与预定第一参考电压之间的电压差并且作为误差电压输出；
第一电压比较电路部分，对斜坡电压与误差电压执行电压比较并且产生并输出指示比较结果的第一比较信号，所述斜坡电压执行预先设置的电压改变，所述误差电压与所述开关元件的切换同步；
第二电压比较电路，对所述误差电压与预定第二参考电压执行电压比较并且产生并输出指示比较结果的第二比较信号；
振荡电路部分，基于所述第二比较信号而开始振荡操作，并且产生并输出预定频率的时钟信号；以及
控制电路部分，基于所述时钟信号和所述第一比较信号而执行所述开关元件的切换控制，
其中，所述振荡电路部分基于所述第二比较信号而开始振荡操作，并且当产生的时钟信号成为与接通所述开关元件并执行对所述电感器的充电的状态相反的状态时，基于所述第二比较信号而停止振荡操作。
2.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，当输入指示所述误差电压等于或者大于所述第二参考电压的第二比较信号时，所述振荡电路部分开始振荡操作，以及在正好在开始振荡操作之后产生的时钟信号的脉冲成为与接通所述开关元件以及执行对所述电感器的充电的状态相反的状态时的第二比较信号指示所述误差电压小于所述第二参考电压的情况下，停止振荡操作。
3.根据权利要求2所述的开关调节器，其中，所述振荡电路部分包括：
振荡电路，执行振荡操作并且产生并输出时钟信号；以及
振荡控制电路，基于所述第二比较信号而控制所述振荡电路的振荡操作，
以及当输入指示所述误差电压等于或者大于所述第二参考电压的第二比较信号时，所述振荡控制电路控制所述振荡电路开始振荡操作，以及在当正好在开始振荡操作之后产生的时钟信号的脉冲成为与接通所述开关元件以及执行对所述电感器的充电的状态相反的状态时的第二比较信号指示所述误差电压小于所述第二参考电压的情况下，控制所述振荡电路停止振荡操作。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关调节器，其中，所述第一电压比较电路部分将具有预先设置的电压对时间的斜率的倾斜电压与基于流过所述电感器的电感器电流的电压相加，并产生斜坡电压。
5.根据权利要求4所述的开关调节器，其中，所述第一电压比较电路部分包括：
电感器电流/电压转换器电路，检测流过所述电感器的电感器电流并将检测到的电感器电流转换为电压并输出所述电压；
倾斜电压产生电路，产生并输出具有预先设置的电压对时间的斜率的倾斜电压；
加法电路，将来自所述电感器电流/电压转换器电路的输出电压与来自所述倾斜电压产生电路的倾斜电压相加，并且产生并输出斜坡电压；以及
第一电压比较电路，对所述斜坡电压与所述误差电压执行电压比较，并且产生并输出指示比较结果的第一比较信号。
6.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关调节器，其中，所述第一电压比较电路部分产生以与时钟信号相同的频率重复电压的升高和下降的斜坡电压。
7.根据权利要求1至6中任意一项所述的开关调节器，其中，所述控制电路部分基于时钟信号而接通所述开关元件以执行对所述电感器的充电，以及基于第一比较信号而断开所述开关元件以执行所述电感器的放电。
8.根据权利要求1至7中任意一项所述的开关调节器，其中，设置第二参考电压，以使得在从VFM控制过渡到PWM控制的情况下来自所述输出端子的输出电流变得与从间歇操作模式过渡到连续操作模式的临界点的输出电流的电流值相同。
9.根据权利要求1至8中任意一项所述的开关调节器，其中，所述整流元件包括同步整流开关元件，基于输入到控制电极的控制信号而执行切换，以及执行电感器的放电，且所述控制电路部分对开关元件执行切换控制，以使得来自所述输出端子的输出电压成为预定恒定电压，以及控制所述同步整流开关元件以执行与所述开关元件相反的切换操作。
10.根据权利要求9所述的开关调节器，其中，当从所述开关元件与所述电感器之间的连接部分的电压检测到在从所述输出端子向所述同步整流开关元件的方向上流动的反向电流的出现的标志或者所述反向电流的出现时，所述控制电路部分断开所述同步整流开关元件以处于截止状态。
11.一种开关调节器的操作控制方法，
所述开关调节器包括：开关元件，基于输入到控制电极的控制信号而执行切换；电感器，其中通过所述开关元件的切换由输入到输入端子的输入电压执行充电；以及整流元件，当断开所述开关元件并停止对所述电感器的充电时，执行所述电感器的放电，所述开关调节器对于所述开关元件执行切换控制，以使得来自输出端子的输出电压成为预定恒定电压，以及将输入到输入端子的输入电压转换为预定恒定电压并作为输出电压从输出端子输出，以及自动执行PWM控制与VFM控制的切换，
所述方法包括以下步骤：
放大与所述输出电压成比例的反馈电压与预定第一参考电压之间的电压差并产生误差电压；
产生执行预先设置的电压改变的斜坡电压；
对与所述开关元件的切换同步的误差电压与斜坡电压执行电压比较，并产生指示比较结果的第一比较信号；
对所述误差电压与预定第二参考电压执行电压比较，并产生指示比较结果的第二比较信号；
基于所述第二比较信号而产生预定频率的时钟信号；
当产生的时钟信号成为与接通所述开关元件并执行对所述电感器的充电的状态相反的状态时，基于第二比较信号而停止产生时钟信号；以及
基于时钟信号以及第一比较信号而执行所述开关元件的切换控制。
12.根据权利要求11所述的开关调节器的操作控制方法，包括步骤：
当所述第二比较信号指示所述误差电压等于或者大于所述第二参考电压时，开始产生时钟信号的操作，以及
在当正好在开始振荡操作之后产生的时钟信号的脉冲成为与接通所述开关元件并执行对所述电感器的充电的状态相反的状态时的第二比较信号指示所述误差电压小于所述第二参考电压的情况下，停止时钟信号的产生操作。
13.根据权利要求11或者12所述的开关调节器的操作控制方法，包括步骤：
基于流过所述电感器的电感器电流而产生电压，
将具有预先设置的电压对时间的斜率的倾斜电压与产生的电压相加，以及
产生斜坡电压。
14.根据权利要求11或者12所述的开关调节器的操作控制方法，包括步骤：
产生以与时钟信号相同的频率重复电压的升高和下降的斜坡电压。
15.根据权利要求11至14中任意一项所述的开关调节器的操作控制方法，包括步骤：
基于时钟信号而接通所述开关元件，以执行所述电感器的充电，以及
基于第一比较信号而断开所述开关元件，以执行所述电感器的放电。
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