CN102437750B

CN102437750B - Llc同步整流谐振变换器数字控制装置和方法

Info

Publication number: CN102437750B
Application number: CN201110335842.9A
Authority: CN
Inventors: 廖文; 高艳霞; 刘攀; 杨郑浩
Original assignee: University of Shanghai for Science and Technology
Current assignee: University of Shanghai for Science and Technology
Priority date: 2011-10-31
Filing date: 2011-10-31
Publication date: 2014-07-30
Anticipated expiration: 2031-10-31
Also published as: CN102437750A

Abstract

本发明涉及一种LLC同步整流谐振变换器数字控制装置和方法。本装置包括数字信号处理器、原边高频驱动电路、电流采样检测电路、电压采样检测电路和副边高频驱动电路。本方法使用数字信号处理芯片对LLC谐振变换器进行数字控制：轻载时提前开通副边同步整流管，有效解决了传统控制策略轻载时引入的同步整流管导通损耗问题；重载时根据电路参数及时关断副边驱动信号，并通过设计过电流保护电路监控当工作区域切换时因等效阻抗变小而导致的输出过流。

Description

LLC同步整流谐振变换器数字控制装置和方法

技术领域

本发明属于通信电源及LED照明领域，特别涉及一种LLC同步整流谐振变换器数字控制装置和方法，尤指一种改善轻载状态下LLC同步整流谐振变换器损耗的控制方法。

背景技术

传统的LLC谐振变换器通过谐振电感、谐振电容和变压器产生谐振以实现软开关。

LLC谐振变换器工作状态可分为两个区域：当电路工作在轻载或者空载时，谐振变换器运行在工作区域一；当电路工作于额定负载或重载时，谐振变换器运行于工作区域二。此时副边快恢复二极管零电流开通，进一步提升LLC变换器的效率。若电路工作于大电流应用场合，由快恢复二极管引起的导通损耗将降低电路的效率，通常使用同步整流管代替快恢复二极管。现有的控制方法有：

1. 检测副边同步整流管源漏极的电压，当该电压下降至一定数值时，开通同步整流管，使电流由同步整流管的寄生体二极管转由同步整流管流过。由于MOS管源漏极电压信号与电流信号不同步，当MOS管导通时，电流已过零一段时间，副边MOS管将不能零电流开通，同时检测电路也增加了成本和体积。

2. 使用电流互感器检测流经副边同步整流管寄生体二极管的电流，当检测到有电流通过时开通同步整流管。但电流互感器具有寄生电感，易将电流信号延迟，易使开通信号延迟，同时电流互感器增加了成本和体积，容易受干扰，故较少采用。

3. 使用专用同步整流芯片进行控制。

当LLC谐振变换器工作在轻载状态时，流经副边同步整流管的电流比对应的原边驱动高电平信号提早了若干时间，采用传统的控制方法，不易提前副边同步整流管开通时间，从而导致了开通损耗，且损耗随着副边电流的增加而增加。

当LLC 谐振变换器从轻载区域至重载区域切换时，经过谐振点处电路阻抗最小，易产生过电流。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术存在的缺陷，提出一种LLC同步整流谐振变换器数字控制装置和方法，通过程序设计，提前LLC同步整流谐振变换器副边同步整流管的开通时间，以减少副边同步整流管开通时电流不为零所带来的损耗。启动及空载轻载时使用定频控制，并设计过流保护装置，防止因工作区域跳变而导致的输出过流。同时，为了减少计算时间，采用Delta-Sigma算法减少寄存器变量位数同时保证了补偿结果的精度。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种LLC谐振变换器同步整流数字控制装置包括一个数字信号处理器DSP、一个原边高频驱动电路、一个电流采样检测电路、一个电压采样检测电路和一个副边高频驱动电路，其特征在于所述数字信号处理器DSP分别经所述原边高频驱动电路、电流采样检测电路、电压采样检测电路和副边高频驱动电路连接受控的LLC同步整流谐振变换器电路。

所述的数字信号处理器根据经电压采样检测电路反馈的输出电压判断电路运行区域，经三极点两零点补偿后分别改变两个片内周期寄存器值以生成高频驱动信号，并由数字信号处理器输出到高频驱动电路中，经隔离和功率放大后驱动原副边MOS管。

所述的电流检测电路检测副边输出电流，并输出到数字信号处理器检测口，数字信号处理器根据该电流大小判断是否重载或区域切换时的过流，以及时切断原副边高频驱动电路。

上述的驱动电路采用IR公司的IR2110、或IR2130自举驱动电路、或三态门与变压器的组合驱动电路。

一种LLC谐振变换器同步整流数字控制方法，采用于控制上述装置进行控制，其特征在于控制步骤如下：

(1) 初始化数字信号处理器片内定时器和，将其设为比较中断，设置相同的死区时间、相同的高频周期寄存器值、相同的比较寄存器值。通过合适的与值实现电路的高频低占空比软启动，减少变频启动对电路的冲击和电磁干扰。其中寄存器输出控制原边驱动信号，寄存器输出控制副边驱动信号。

(2) 进入中断后，判断电路软启动是否结束或者电路是否过流，若电路工作于输出过流状态，则关断PWM输出，退出中断；若电路工作于软启动状态，则继续保持定占空比定频启动控制；

(3) 清中断标志，允许同级中断，将两个定时寄存器配置为周期中断，对电路进行三极点两零点的补偿，并对补偿结果采用Delta-Sigma算法，在减少寄存器位数提高计算速度的同时保证了求解精度，得到控制信号。

(4) 判断电路工作区域，进行分类控制：

若控制信号大于给定信号，则***处于极轻载区域或启动区，对***进行高频区域驱动控制，实现定频调脉宽闭环。其中给定信号为***进行调频与调占空比切换的临界频率，精度为12位。

若控制信号，则***处于重载或额定工作区，对***进行第二区域驱动控制，实现对应原副边驱动信号同步开通，原副边驱动信号根据电路参数关断，***运行于调频定脉宽状态。其中给定信号与为LLC同步谐振变换器的两个谐振点，精度为12位：

，

若控制信号，则***处于轻载区域，对***进行第一区域驱动控制，实现副边驱动信号提前原边驱动信号若干时钟周期开通，原副边驱动信号同步关断。

(5) 退出中断，返回步骤(2)。

上述主程序步骤3中的Delta-Sigma算法，其执行步骤如下：

① 上次补偿结果与上次的中间变量相加，减去上次输出得到此次中间变量。

② 此次补偿结果与此次中间变量相加后截取前12位作为此次的输出。

上述主程序步骤4中，当***处于第一区域驱动控制时，执行步骤如下：

①设置寄存器死区时间为，寄存器死区时间为，且满足，其中与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现副边驱动信号提前开通。

②的周期寄存器为，的周期寄存器值设为。其中决定了副边同步整流管提前开通的时间，确保了谐振结束副边驱动信号立刻关断，防止能量倒灌。

上述主程序步骤4中，当***处于第二区域驱动控制时，执行步骤如下：

①设置寄存器死区时间设置为，寄存器死区时间设置为，且满足，其中、与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现原副边开关管同时开通。

②的周期寄存器值设为，的周期寄存器值设为，确保副边开关管的及时关断。

，

上述主程序步骤4中，当***处于高频驱动控制时，执行步骤如下：

①关闭周期中断，清除中断标志，开启比较中断，进行两极点单零点PI补偿运算得到。

②设置寄存器死区时间设置为，寄存器死区时间设置为，满足，其中、与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现原副边开关管同时开通。

③设置和周期寄存器为，设置和比较寄存器为，实现电路定频调占空比控制，防止数字信号处理器计算溢出。

，。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点：

本发明适用于数字控制的LLC同步整流谐振变换器，解决了传统控制策略在轻载时引入同步整流管导通损耗的问题，有效地提升轻载状态时电路的效率，。

本发明根通过添加的过电流保护装置防止区域切换时的输出过流，提高了***运行的稳定性。

附图说明

图1是本发明LLC同步整流谐振变换器数字控制装置的结构框图。

图2是LLC谐振变换器同步整流控制装置的原副边驱动及谐振电流电压波形图。

图3是本发明的基于数字控制主程序算法流程图。

图4是本发明的基于数字控制的Delta-Sigma算法流程图

图5是本发明的基于数字控制第一区域驱动子算法流程图。

图6是本发明的基于数字控制第二区域驱动子算法流程图。

图7是本发明的基于数字控制高频区域驱动子算法流程图。

具体实施方式

本发明的优选实施例结合附图详述如下：

实施例一：

参见图1，本LLC谐振变换器同步整流数字控制装置包括一个数字信号处理器DSP（101）、一个原边高频驱动电路（103）、一个电流采样检测电路（113）、一个电压采样检测电路（102）以及一个副边高频驱动电路（104），其特征在于所述数字信号处理器DSP（101）分别经所述原边高频驱动电路（103）、电流采样检测电路（105）、电压采样检测电路（102）和副边高频驱动电路（104）连接受控的LLC同步整流谐振变换器电路（100）。

所述的数字信号处理器（101）根据经电压采样检测电路（102）反馈的输出电压判断电路运行区域，经三极点两零点补偿后分别改变两个片内周期寄存器值以生成高频驱动信号，并由数字信号处理器（101）输出到所述的高频驱动电路（103）与（104）中，所述高频驱动电路（103）、（104）将其隔离和功率放大后驱动原副边MOS管。

所述的电流检测电路检测副边输出电流，并输出到数字信号处理器（101），数字信号处理器（101）根据该电流大小判断是否重载或区域切换时的过流，以及时切断原副边高频驱动电路（103）与（104）。

本实施例的工作原理简述如下：

LLC谐振变换器根据负载可以分为运行于轻载的第一工作区域与运行于重载的第二工作区域。

当电路启动或极轻载时，由于反馈的输出电压较小，电路将处于极高频运行状态，易导致数字信号处理芯片计算溢出。本发明选取临界频率，当计算的运行频率高于时，电路运行于定频状态，其频率为。此时，***进入调占空比控制以稳定输出电压直至计算的频率低于为止。

故本发明将电路分为三个区域：第一工作区域，第二工作区域及高频工作区域。

当电路工作在第一工作区域时，原边开关管开通，输入电压通过原边开关、谐振电感与谐振电容进行谐振，能量由副边开关管传至负载端。当原边开关管关断后，寄生电容被充至输入电压，寄生电容放至零电压，此时原边开关管被寄生体二极管钳位，保证了零电压开通，该工作区域电路的谐振频率为。

附图2（a）给出了第一工作区域的电路工作波形图。其中、为原边驱动波形，、为副边驱动波形，、分别为谐振电容电压波形与原边谐振电流波形。从图2（a）可以看出当电路工作在轻载区域时，原边电路开启时，副边电流、已经过零。故副边同步整流管需要提前几个DSP时钟周期开通以消除副边同步整流管的开通损耗。

当电路工作在第二工作区域时，原边开关管开通，输入电压通过原边开关管、谐振电感与谐振电容进行谐振，能量由副边开关管传至负载端。此时电路的开关频率小于谐振频率，当电路谐振至励磁电流等于谐振电流时，副边同步整流管须关断，防止电流反向流入同步整流管而导致***崩溃。这时由于励磁电感不被输出电压钳位，故谐振电感()与谐振电容以及励磁电感三者共同谐振，电路谐振频率为。当原边开关管关断后，寄生电容被充电至输入电压，寄生电容放至零电压，此时原边开关管被寄生体二极管钳位，保证了零电压开通。

附图2（b）给出了第二工作区域的电路工作波形图。其中、为原边驱动波形，、为副边驱动波形，、分别为谐振电容电压波形与原边谐振电流波形。从图2（b）可以看出当电路工作在重载区域时，原边谐振电流谐振周期较小。当谐振电流为零时，副边同步整流管需要及时关断，防止能量倒灌入原边，造成***崩溃。

当电路由第一工作区域向第二工作区域切换时，当运行频率过谐振点时电路阻抗最小。此时，负载稍许变动将引起电路的过流，故增设过流保护检测保证电路的稳定运行。

实施例二：

参见图3，本LLC谐振变换器同步整流电路的数字控制方法，采用上述的控制装置对上述电路进行控制，其特征在于控制步骤如下：

(1) 初始化数字信号处理器（101）片内定时器和，将其设为比较中断，设置相同的死区时间、相同的高频周期寄存器值、相同的比较寄存器值。通过合适的与值实现电路的高频低占空比软启动，减少变频启动对电路的冲击和电磁干扰。其中寄存器输出控制原边驱动信号，寄存器输出控制副边驱动信号。

(3) 清中断标志，允许同级中断，将两个定时寄存器配置为周期中断，对电路进行三极点两零点的补偿，得到控制信号。

LLC谐振变换器的传递函数为

式中，低频的是由输出滤波电路产生的，而是电容等效串联电阻(ESR)效应而产生的。当电路运行于工作状态一时，的解为两个分离的极点，随着开关频率向谐振点接近而接近。当电路运行于工作状态二时，该方程为双重极点。使用三型补偿方法，在处添加零点，双极点处添加一个零点，在处添加一极点，并在开关频率的一半处添加一个极点。

(4) 判断电路工作区域，进行分类控制：

若控制信号大于给定信号，则***处于极轻载区域或启动区，对***进行高频区域驱动控制，实现定频调脉宽闭环。

给定信号为***进行调频与调占空比切换的临界频率。

若控制信号，则***处于重载或额定工作区域，对***进行第二区域驱动控制，实现对应原副边驱动信号同步开通，原副边驱动信号根据电路参数关断，***运行于调频定脉宽状态。

其中给定信号与为LLC同步谐振变换器的两个谐振点：

，

(5) 退出中断，返回步骤（2）。

步骤（3）中所述的Delta-sigma算法如下：

① 上一次补偿结果与上一次的中间变量相加，减去上一次输出得到中间变量。

②补偿结果与相加后截取前12位作为这一次的输出。

附图4给出了该计算方法的流程图，采用该算法运算得到的结果为12位精度，在减少寄存器位数的同时不降低***的精度，并将该结果送入主程序步骤4进行区域判断。

上述的主程序中第一驱动区域子程序执行如下步骤：

上述的主程序中第二驱动区域子程序执行如下步骤：

，

上述的主程序中高频驱动区域子程序执行如下步骤：

，。

Claims

1.一种LLC同步整流谐振变换器的数字控制方法，采用下述的LLC同步整流谐振变换器控制装置进行控制，该装置包括一个数字信号处理器（101）、一个原边高频驱动电路（103）、一个电流采样检测电路（105）、一个电压采样检测电路（102）和一个副边高频驱动电路（104），其特征在于所述数字信号处理器DSP（101）分别经所述原边高频驱动电路（103）、电流采样检测电路（105）、电压采样检测电路（102）和副边高频驱动电路（104）连接受控的LLC同步整流谐振变换器电路（100）；

所述的数字信号处理器（101）根据经电压采样检测电路（102）反馈的输出电压判断电路运行区域，经三极点两零点补偿后分别改变两个片内周期寄存器值以生成高频驱动信号，并由数字信号处理器（101）输出到所述的原边高频驱动电路（103）与副边高频驱动电路（104）中，所述两个高频驱动电路（103、104）将其隔离和功率放大后驱动原副边MOS管；

所述的电流采样检测电路（105）检测副边输出电流，并输出到数字信号处理器（101），数字信号处理器（101）根据该电流大小判断是否重载或区域切换时的过流，以及时切断原副边高频驱动电路（103、104）；

所述副边高频驱动电路（104）采用IR公司的IR2110、或IR2130自举驱动电路、或三态门与变压器的组合驱动电路；所述原边高频驱动电路（103）采用三态门与变压器的组合驱动电路；其特征在于控制步骤如下：

(1) 初始化数字信号处理器（101）片内定时器和，将其设为比较中断，设置相同的死区时间、相同的高频周期寄存器值、相同的比较寄存器值，通过选择与值实现电路的高频低占空比软启动，减少变频启动对电路的冲击和电磁干扰；其中定时器的寄存器输出控制原边驱动信号，定时器的寄存器输出控制副边驱动信号；

(3) 清中断标志，允许同级中断，将两个定时寄存器配置为周期中断，对电路进行三极点两零点的补偿，并对补偿结果采用Delta-Sigma算法，在减少该两个定时寄存器位数提高计算速度的同时保证了求解精度，得到控制信号；

(4) 判断电路工作区域，进行分类控制：

若控制信号大于给定信号，则***处于极轻载区域或启动区，对***进行高频区域驱动控制，实现定频调脉宽闭环；

给定信号为***进行调频与调占空比切换的临界频率，精度为12位；

若控制信号，则***处于重载或额定工作区域，对***进行第二区域驱动控制，实现对应原副边驱动信号同步开通，原副边驱动信号根据电路参数关断，***运行于调频定脉宽状态；其中给定信号与为LLC同步谐振变换器的两个谐振点，并保留12位精度：

，

若控制信号，则***处于轻载区域，对***进行第一区域驱动控制，实现副边驱动信号提前原边驱动信号若干时钟周期开通，原副边驱动信号同步关断；其中Lr及Cr分别为谐振电感和电容，Lm为变压器等效励磁电感；

(5) 退出中断，返回步骤(2)；

所述的步骤（3）中的Delta-sigma算法在如下：

①补偿结果与上一次的中间变量相加，减去上一次输出得到中间变量；

②补偿结果与相加后截取前12位作为这一次的输出，

。

所述的第一区域驱动子程序执行如下步骤：

①设置定时器的寄存器死区时间为，定时器的寄存器死区时间为，且满足，其中与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现副边驱动信号提前开通；

②定时器的周期寄存器值为，定时器的周期寄存器值设为；其中决定了副边同步整流管提前开通的时间，确保了谐振结束副边驱动信号立刻关断，防止能量倒灌；

；

所述的第二区域驱动子程序执行如下步骤：

①设置定时器寄存器死区时间设置为，定时器寄存器死区时间设置为，且满足，其中、与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现原副边开关管同时开通；

②定时器的周期寄存器值设为，定时器的周期寄存器值设为，确保副边开关管的及时关断，

，；

所述的高频区域驱动子程序执行如下步骤：

①关闭周期中断，清除中断标志，开启比较中断，进行两极点单零点PI补偿运算得到；

②设置定时器寄存器死区时间设置为，定时器寄存器死区时间设置为，满足，其中、与电路启动时定频控制设置死区时间相同，实现原副边开关管同时开通；

③设置定时器和定时器周期寄存器值为，设置定时器和定时器比较寄存器值为，实现电路定频调占空比控制，防止数字信号处理器计算溢出，

，。