CN116545270B - 谐振变换器及其控制方法、开关电源 - Google Patents

谐振变换器及其控制方法、开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种谐振变换器及其控制方法、开关电源，谐振变换器包括：控制器，以及与控制器对应的谐振单元；谐振单元包括依次连接的输入电路、变压器和输出电路；输入电路包括第一开关电路，以及与第一开关电路连接的谐振电路，谐振电路与变压器的原边绕组串联组成谐振腔；输出电路包括第二开关电路，第二开关电路与变压器的副边绕组连接；控制器用于按照预先设置的控制策略，在谐振变换器反向工况下，控制第一开关电路和第二开关电路的时序，以实现谐振变换器的软开关，不仅提高了开关电源的可靠性，也有助于提高开关电源的使用效率。

Description

谐振变换器及其控制方法、开关电源
技术领域
本发明涉及谐振变换器技术领域，尤其是涉及一种谐振变换器及其控制方法、开关电源。
背景技术
当前新能源节能环保越来越重要，同时伴随着储能技术的飞速发展，实现能量存储与释放越来越重要。如电动汽车上电池的充电放电、便携式储能电源的充电放电、家用储能的充电放电等等都对实现电能的开关电源的双向电源变换器提出了较高的要求。而在这些电源中双向谐振变换器是当前比较流行也是比较通用的技术。
当前已有的双向谐振变换器在反向工况下，开关电源的开关频率只能在较小范围内进行调频，增益范围受限，工作电压范围受限。另外，当工作频率远离谐振点频率向低频区域走，原边开关管开通时刻电流增大，开关损耗损耗增大，副边开关管负向电流增加，自身的导通损耗也将明显增大，此时，电源效率会降低，发热严重，可靠性降低。因此，当前已有的双向谐振变换器在反向工况下难以保证开关电源的使用效率。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种谐振变换器及其控制方法、开关电源，在谐振变换器的反向工况下，能够保证开关管开关损耗低，一直工作在软开关状态，进而保证开关电源的使用效率。
第一方面，本发明实施例提供了一种谐振变换器，设置于开关电源，包括：控制器，以及与所述控制器对应的谐振单元；所述谐振单元包括依次连接的输入电路、变压器和输出电路；所述输入电路包括第一开关电路，以及与所述第一开关电路连接的谐振电路，所述谐振电路与所述变压器的原边绕组串联组成谐振腔；所述输出电路包括第二开关电路，所述第二开关电路与所述变压器的副边绕组连接；所述控制器用于按照预先设置的控制策略，在所述谐振变换器反向工况下，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的时序，以实现所述谐振变换器的软开关； 其中，所述控制策略包括所述第一开关电路和所述第二开关电路的开关时间控制策略。
结合第一方面，本发明实施例提供了第一方面的第一种可能的实施方式，其中，上述谐振电路包括谐振电感和谐振电容；所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联连接；所述控制器，还用于在反向工况下，控制所述谐振变换器的工作模式为串联谐振变换器SRC模式，且，在所述变压器的原边，只有所述谐振电感和所述谐振电容参与谐振，以使所述开关电源的开关频率低于所述谐振变换器的谐振频率。
结合第一方面的第一种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第二种可能的实施方式，其中，上述第一开关电路为全桥电路或半桥电路中的一种，所述第二开关电路为全桥整流电路，或者全波波整流电路中的一种。
结合第一方面的第二种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第三种可能的实施方式，其中，上述第一开关电路为全桥电路，所述第二开关电路为全波整流电路。
结合第一方面的第三种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第四种可能的实施方式，其中，上述第一开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；其中，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成第一支路，所述第三开关管和第四开关管串联组成第二支路；所述第一支路和所述第二支路并联，且并联连接至所述输入电路的输入端；其中，所述第一开关管的一端与所述第三开关管的一端连接，所述第二开关管的一端与所述第四开关管的一端连接；所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联组成的谐振支路的一端连接在所述第一开关管和所述第二开关管的连接通路上，所述谐振支路的另一端连接在所述第三开关管和所述第四开关管的连接通路上，以构成全桥电路。
结合第一方面的第四种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第五种可能的实施方式，其中，上述第二开关电路包括第五开关管和第六开关管；所述第五开关管、所述变压器的副边绕组和所述第六开关管依次连接组成环路，且，所述第五开关管和所述第六开关管的连接通路连接至所述输出电路的其中一个输出端，所述变压器的副边绕组连接至所述输出电路的另一个输出端，以构成全波整流电路。
结合第一方面的第五种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第六种可能的实施方式，其中，在谐振变换器的反向工况下，上述控制策略包括的所述开关时间控制策略包括所述延迟开启策略；所述延迟开启策略包括：所述第一开关管、所述第四开关管同步开关，且，所述第五开关管按照预设的第一时间阈值提前所述第一开关管和所述第四开关管开通，所述第一开关管、所述第四开关管和所述第五开关管同步关断；所述第二开关管、所述第三开关管同步开关，且，所述第六开关管按照所述第一时间阈值提前所述第二开关管和所述第三开关管开通，所述第二开关管、所述第三开关管和所述第六开关管同步关断；所述第一开关管、所述第四开关管与所述第二开关管、所述第三开关管按照预设的时间间隔交错开关；限制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通时间为第二时间阈值，其中，所述第二时间阈值与所述谐振单元的谐振周期相关。
结合第一方面的第五种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第七种可能的实施方式，其中，上述谐振变换器还包括并联设置在所述输入电路的输入端的第一滤波电容；以及并联设置在所述输出电路的输出端的第二滤波电容。
结合第一方面，以及第一方面的第一至第七种可能的实施方式，本发明实施例提供了第一方面的第七种可能的实施方式，其中，上述谐振变换器为LLC谐振变换器或者CLLC谐振变换器。
第二方面，本发明实施例还提供一种谐振变换器的控制方法，包括：获取预先设置的控制策略，所述控制策略包括谐振变换器中第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略；按照所述控制策略，在所述谐振变换器反向工况下，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的时序，以实现所述谐振变换器的软开关。
第三方面，本发明实施例还提供一种开关电源，所述开关电源设置有第一方面所述的谐振变换器。
本发明实施例带来了以下有益效果：本发明提供的一种谐振变换器及其控制方法、开关电源，可以在谐振变换器的反向工况下，通过控制器按照预先设置的控制策略控制第一开关电路和第二开关电路的时序，可以实现谐振变换器的软开关，并且，控制策略包括第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略，基于该开关时间控制策略可以有效保证较宽的输入、输出电压调整范围，同时，也能够保证第一开关电路和第二开关电路的开关损耗低，并实现谐振变换器在反向工况下的软开关，不仅提高了开关电源的可靠性，也有助于提高开关电源的使用效率。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种谐振变换器的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种谐振变换器的电路示意图；
图3为本发明实施例提供的一种增益曲线示意图；
图4为本发明实施例提供的一种驱动开关管的波形图；
图5为本发明实施例提供的另一种驱动开关管的波形图；
图6为本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
当前新能源节能环保越来越重要，同时伴随着储能技术的飞速发展，实现能量存储与释放越来越重要。如电动汽车上电池的充电放电、便携式储能电源的充电放电、家用储能的充电放电等等都对实现电能的开关电源是双向电源变换器提出了较高的要求。而在这些电源中双向谐振变换器是当前比较流行也是比较通用的技术。
当前已有的双向谐振变换器在反向工况下，原边开关管一直保持0.5Ts的占空比，在输入电压或输出电压变化时，没有对开关管的导通时间做出最大限制，开关频率fs只能在较小范围内进行调频，增益范围受限，工作电压范围受限。另外，当工作频率远离谐振点频率fr向低频区域走，原边开关管开通时刻电流增大，开关损耗损耗增大，副边开关管负向电流增加，自身的导通损耗也将明显增大，此时，开关电源的效率会降低，发热严重，可靠性降低。因此，当前已有的双向谐振变换器在反向工况下难以保证开关电源的使用效率。
本发明实施例提供了一种谐振变换器及其控制方法、开关电源，可以在谐振变换器的反向工况下，能够保证开关管开关损耗低，一直工作在软开关状态，进而保证电源使用效率。
为便于对本实施例进行理解，首先对本发明实施例所公开的一种谐振变换器进行详细介绍。
在一种可能得实施方式中，本发明实施例提供了一种谐振变换器，具体地，如图1所示的一种谐振变换器的结构示意图，该谐振变换器设置于开关电源，包括：控制器101，以及与控制器对应的谐振单元102；谐振单元包括依次连接的输入电路201、变压器202和输出电路203。
具体的，上述输入电路201包括第一开关电路301，以及与第一开关电路301连接的谐振电路302，谐振电路302与变压器202的原边绕组2021串联组成谐振腔。上述输出电路203包括第二开关电路401，第二开关电路401与变压器202的副边绕组2022连接。
在具体实现时，控制器101配置有预先设置的控制策略，并且，本发明实施例中的控制策略包括上述第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略，在谐振变换器反向工况下，控制器101用于按照预先设置的控制策略控制第一开关电路301和第二开关电路401的时序，以实现谐振变换器的软开关。
在实际使用时，本发明实施例提高的谐振器为LLC谐振变换器或者CLLC谐振变换器。
并且，由于本发明实施例提供的上述谐振变换器设置于开关电源，因此，上述谐振变换器通常包括正向工作模式和反向工作模式，对应的，谐振变换器对应的电路则包括正向工况和反向工况，在谐振变换器正向工作时，此为标准的串联谐振变换器，且此时谐振单元包括的谐振电感Lr、谐振电容Cr、与变压器的原边绕组参与谐振，此处不多赘述。当谐振变换器在反向工作模式时，即，谐振变换器对应的电路在反向工况下，通常只有谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，变压器的原边绕组不参与谐振。本发明实施例则主要说明的是在反向工况下谐振变换器实现软开关的过程。
并且，本发明实施例提供的谐振变换器，在谐振变换器的反向工况下，通过控制器按照预先设置的控制策略控制第一开关电路和第二开关电路的时序，可以实现谐振变换器的软开关，并且，控制策略包括第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略，基于该开关时间控制策略可以有效保证较宽的输入、输出电压调整范围，同时，也能够保证第一开关电路和第二开关电路的开关损耗低，并实现谐振变换器在反向工况下的软开关，不仅提高了开关电源的可靠性，也有助于提高开关电源的使用效率。
在实际使用时，上述谐振电路包括谐振电感和谐振电容；该谐振电感和谐振电容可以在谐振变换器正向工作时与变压器的原边绕组参与谐振，即，组成上述谐振腔。
具体地，为了便于理解，在图1的基础上，图2示出了一种谐振变换器的电路示意图，其中，图2中，以LLC谐振变换器为例进行说明，如图2所示，示出了变压器T，且，变压器T的左侧为输入电路，右侧为输出电路，其中，图2中，示出了谐振电感Lr、谐振电容Cr，具体地，该谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器T的原边绕组Tr串联连接。
上述控制器，还用于在反向工况下，控制谐振变换器的工作模式为串联谐振变换器SRC模式，且，在反向工况下，变压器的原边只有谐振电感和谐振电容参与谐振，使开关电源的开关频率低于谐振变换器的谐振频率。
其中，本发明实施例中的，第一开关电路为全桥电路或半桥电路中的一种，第二开关电路为全桥整流电路或者全波整流电路中的一种。并且，由于第一开关电路设置在变压器的原边，第二开关电路设置在变压器的副边。因此，第一开关电路和第二开关电路可以有原边全桥+副边全波的整流方式，即，第一开关电路采用全桥电路，第二开关电路采用全波整流电路，或者，原边半桥+副边全桥，即，第一开关电路采用半桥电路，第二开关电路采用全桥整流电路，或者，原边半桥+副边全波等方式，图2中，第一开关电路为全桥电路，第二开关电路为全波整流电路。即，本发明实施例中以原边全桥+副边全波整流方式的谐振变换器进行阐述说明，在其他实施例中，第一开关电路和第二开关电路的设置情况以实际使用情况为准，本发明实施例对此不进行限制。
具体地，如图2所示，该电路正向工作时，为标准的LLC串联谐振变换器，其中，变压器T的原边绕组和副边绕组均设置成了电感的方式来参与谐振。即，正向工作时，谐振电感Lr、谐振电容Cr、变压器的原边绕组Tr参与谐振，具体的工作方式可以参考相关技术材料。此处不多赘述。
进一步，当该电路反向工作时，工作模式为SRC，此时，在变压器的原边只有谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振，变压器原边绕组不参与谐振，使开关电源的开关频率低于谐振变换器的谐振频率。
进一步，图3还示出了一种增益曲线示意图。具体地，图3示出的是图2所示的电路的工作频率与增益曲线的关系图，由图3可以看出，当工作模式为SRC时，电路的增益先增后减，且由于反向工作时，使开关频率低于谐振频率，因此可以保证增益的单调性，实现软开关和闭环控制。
进一步，如图2所示，在变压器的原边，第一开关电路的全桥电路中，包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；其中，第一开关管S1和第二开关管S2串联组成第一支路，第三开关管S3和第四开关管S4串联组成第二支路；第一支路和第二支路并联，且并联连接至输入电路的输入端DC_IN+和DC_IN-；其中，第一开关管S1的一端与第三开关管S3的一端连接，第二开关管S2的一端与第四开关管S4的一端连接；谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器的原边绕组Tr串联组成的谐振支路的一端连接在第一开关管S1和第二开关管S2的连接通路上，谐振支路的另一端连接在第三开关管S3和第四开关管S4的连接通路上，以构成上述全桥电路。
进一步，在变压器的副边，第二开关电路的全波整流电路中，包括第五开关管SR1和第六开关管SR2；第五开关管SR1、变压器的副边绕组Tm和第六开关管SR2依次连接组成环路，且，第五开关管SR1和第六开关管SR2的连接通路连接至输出电路的其中一个输出端，变压器的副边绕组Tm连接至输出电路的另一个输出端，以构成全波整流电路。
其中，图2中，以DC_OUT+和DC_OUT-表示输出电路的输出端，并且，在图2中，谐振变换器还包括并联设置在输入电路的输入端的第一滤波电容C1；以及并联设置在输出电路的输出端的第二滤波电容C2。
并且，基于图2所示的电路示意图，在谐振变换器的反向工况下，本发明实施例的控制策略包括的开关时间控制策略包括延迟开启策略。
具体地，延迟开启策略包括：
（1）第一开关管S1、第四开关管S4同步开关，且，第五开关管SR1按照预设的第一时间阈值提前第一开关管S1和第四开关管S4开通，第一开关管S1、第四开关管S4和第五开关管SR1同步关断；
（2）第二开关管S2、第三开关管S3同步开关，且，第六开关管SR2按照第一时间阈值提前第二开关管S2和第三开关管S3开通，第二开关管S2、第三开关管S3和第六开关管SR2同步关断；
（3）第一开关管S1、第四开关管S4与第二开关管S2、第三开关管S3按照预设的时间间隔交错开关；
（4）限制第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管是3和第四开关管S4的导通时间为第二时间阈值，其中，第二时间阈值与谐振单元的谐振周期相关。
为了便于理解，以下基于图2，在谐振变换器的反向工况下，对一个开关周期内的谐振变换器工作流程进行说明，具体地，以下主要对反向工况进行说明。其中，谐振频率表示为；谐振周期表示为Tr，且，谐振周期Tr=1/fr。
具体地，基于图2所示的电路示意图，变压器的原边包括的四个开关管简称为S1、S2、S3、S4，且原边还包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，副边包括的开关管简称为SR1、SR2。且，基于图2，上述控制策略简化为：
1)S1与S4同步开关，SR1提前S1、S4开通，提前时间为第一时间阈值Δt，关断同步；
2)S2与S3同步开关，SR2提前S2、S3开通，提前时间为第一时间阈值Δt；关断同步；
其中，上述第一时间阈值Δt可以进行微调，也可以设置为0，即，不提前，具体可以根据实际使用情况进行设置，本发明实施例对此不进行限制；
3)S1、S4与S2、S3交错开关；
4)限制原边的开关管S1、S2、S3、S4导通时间为第二时间阈值Ton，将第二时间阈值Ton设置为Tr/2左右，Tr为谐振周期，且在工作时可以根据具体情况微调该第二时间阈值Ton，此时，副边的开关管SR1、SR2导通时间为Ton+Δt。
并且，图4还示出了一种驱动开关管S1、SR1的波形图，且，图4中从上到下依次包括开关管的驱动波形图、谐振电感Lr电流图和SR1的电流图。
由图4可以看出，在t0时刻，副边的开关管SR1提前原边的开关管S1、S4时间为Δt开通，开通时刻，开关管SR1的电流为0，此为零电流开通；
t0~t1时间段，因为S1、S4未导通，故未给出驱动信号，其本体MOSFET没开通，电流流过S1、S4的体二极管；
t1时刻，即，延迟Δt1时间后，开关管S1、S4导通，此时其本体MOSFET开通，在开通过程中，因为S1、S4的体二极管处于导通状态，本体MOSFET实现零电压开通；
t1~t2时间段，变压器的副边电流流过SR1的本体MOSFET，原边电流流过S1、S4的本体MOSFET；
在t0~t2时间段，开关电源处在谐振状态，原边的谐振电感Lr、谐振电容Cr参与谐振。
在t2时刻，原边电流谐振到0A，电流准备开始换向，t0~t2时间段为当前控制策略中的半个谐振周期Tr/2，副边电流随后开始换向；
在t2时刻，流过S1、S4、SR1的电流都已换向，此时S1、S4、SR1同步关断；此时原边S1、S4在较小的导通电流下关断，关断损耗小。SR1因为电流已经换向，在SR1本体MOSFET关断时，电流会自然换流到其体二极管，SR1为零电压关断；
在t3~t4时间段，原边电流从S1、S4换到S2、S3，流过SR1体二极管的电流因为输出电压Vout的反向电压作用，电流迅速减小，同时S1、S4的电流也迅速减小；
在t4时刻，副边流过SR1体二极管的电流减小到零，体二极管关断，因为电流缓慢下降至0A，因此，SR1为零电流关断。原边谐振电感Lr、谐振电容Cr存储较多的能量，振荡电流在t4时刻没有减小到零；
在t4~t5时间段，S2、S3、SR2按照上述S1、S4、SR1逻辑开关，原边谐振电感Lr、谐振电容Cr继续通过S2、S3继续振荡，副边SR1处于关断状态，在t5时刻，SR1再次导通，进入下一轮第一方向输出状态，此时，SR2处于关断状态。
其中，由于t0~t3时间段为Ton，为了保证t2时刻对应的S1、S4的小关断电流，同时又要保证SR1关断时电流已经换向，本发明实施例对电路导通时间Ton做了限制，即，限制Ton在Tr/2以内。进一步地，上述电路导通时间Ton还可以根据工作时的具体情况基于Tr/2左右微调ΔTon，此时， SR1和SR2的导通时间分别为Ton+ΔTon。
进一步地，根据VOUT升高或VIN降低时工况，基于上述图3对应的电路反向工况下SRC增益特性曲线，增益需要减小以此实现稳压，此时开关频率fs需要远离谐振点fr向低频走。为了便于理解，图5示出了另一种驱动开关管的波形图，对VOUT升高或VIN降低时的工况进行说明，并且，图5也示出了一个开关周期的t0至t5五个时刻，t0至t1之间为该工况对应的时间阈值Δt，且，图5中从上到下也依次包括驱动波形图、谐振电感Lr电流图和第三开关单元SR1的电流图；这三个示意图与图4中的三个示意图的性质一致，在此不再赘述。
具体地，图5中，t0~t3时间段为电路导通时间Ton，该电路导通时间Ton为限制的最大导通时间，且，Ton也限制在Tr/2左右；开关的状态与上述图4相同，依然能够保证开关管处于软开关状态。
在t0时刻，SR1提前于原边S1、S4时间为Δt开通，开通时刻，开关管SR1的电流为0，此为零电流开通；
t1时刻，即，延迟Δt时间后，S1、S4给驱动信号，其本体MOSFET开通，在开通过程中，因为S1、S4的体二极管处于导通状态，因此，MOSFET实现零电压开通；
在t2时刻，原边电流谐振到0A，电流准备开始换向，t0~t2时间段为半个谐振周期Tr/2；副边电流随后开始换向。
在t2时刻，流过S1、S4的电流开始已换向，且由于图5对应的在t3时刻，原边谐振电感Lr、谐振电容Cr存储较多的能量，振荡电流在t3时刻没有减小到零，t2时刻原边谐振电流已经换向，但是因为Ton的最大导通时间限制，换向后的原边谐振电流依然保持很小，t3此时原边S1、S4关断，依然保证了小电流关断，关断损耗很小。
在t2时刻，副边的SR1的电流已经换向，也由于图4对应的在t4时刻，原边谐振电感Lr、谐振电容Cr存储较多的能量，振荡电流在t3时刻没有减小到零，因为Ton的最大导通时间限制，经过SR1的电流虽然已经换向，此时SR1关断，电流从SR1的MOSFET自然换到其体二极管，实现零电压关断；因对其最大导通时间Ton做出限制，流过SR1的电流虽然已经换向，但S1、S4、SR1已经关断，不会继续有电流流过SR1增大其导通损耗。
在t3~t4时间段，原边电流S1、S4换到S2、S3，流过SR1体二极管的电流因为输出电压Vout的反向电压作用，电流迅速减小，同时S1、S4的电流也迅速减小；
在t4时刻，副边流过SR1体二极管的电流减小到零，体二极管关断，因为电流缓慢下降至0A，为零电流关断。原边谐振电感Lr、谐振电容Cr存储较多的能量，振荡电流在t4时刻没有减小到零；
在t0~t5时间段，开关频率fs降低，但是仍然能够保持原边副边开关管实现软开关。同时因为fs降低，Ts随之增大，而原边、副边开关管导通时间Ton保持不变，所以有效占空比降低，增益随之降低，满足调压需求及增益单调性需求。
因此，按照图4和图5对应的上述逻辑，本发明实施例提供的谐振变换器，在反向工况下，既能够保证在较宽的输入、输出电压调整范围，同时能够保证开关管开关损耗低，一直工作在软开关状态。
进一步，在上述实施例的基础上，本发明实施例还提供了一种谐振变换器的控制方法，图6示出了本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制方法的流程图，如图6所示，包括以下步骤：
步骤S602，获取预先设置的控制策略。
其中，所述控制策略包括谐振变换器中第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略。
步骤S604，按照所述控制策略，在所述谐振变换器反向工况下，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的时序，以实现所述谐振变换器的软开关。
本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制方法，与上述实施例提供的一种谐振变换器具有相同的技术特征，所以也能解决相同的技术问题，达到相同的技术效果。
进一步，本发明实施例还提供一种开关电源，该开关电源设置有上述谐振变换器。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的开关电源的具体工作过程，可以参考前述实施例中的对应过程，在此不再赘述。
另外，在本发明实施例的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
最后应说明的是：以上实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种谐振变换器，其特征在于，设置于开关电源，包括：控制器，以及与所述控制器对应的谐振单元；
所述谐振单元包括依次连接的输入电路、变压器和输出电路；
所述输入电路包括第一开关电路，以及与所述第一开关电路连接的谐振电路，所述谐振电路与所述变压器的原边绕组串联组成谐振腔；且，所述谐振电路包括谐振电感和谐振电容；
所述输出电路包括第二开关电路，所述第二开关电路与所述变压器的副边绕组连接；
所述控制器用于按照预先设置的控制策略，在所述谐振变换器反向工况下，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的时序，以实现所述谐振变换器的软开关；
其中，所述控制策略包括所述第一开关电路和所述第二开关电路的开关时间控制策略；
所述第一开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；
其中，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成第一支路，所述第三开关管和第四开关管串联组成第二支路；
所述第一支路和所述第二支路并联，且并联连接至所述输入电路的输入端；其中，所述第一开关管的一端与所述第三开关管的一端连接，所述第二开关管的一端与所述第四开关管的一端连接；
所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联组成的谐振支路的一端连接在所述第一开关管和所述第二开关管的连接通路上，所述谐振支路的另一端连接在所述第三开关管和所述第四开关管的连接通路上，以构成全桥电路；
所述第二开关电路包括第五开关管和第六开关管；
所述第五开关管、所述变压器的副边绕组和所述第六开关管依次连接，且，所述第五开关管和所述第六开关管的连接通路连接至所述输出电路的其中一个输出端，所述变压器的副边绕组连接至所述输出电路的另一个输出端，以构成全波整流电路；
所述控制策略包括的所述开关时间控制策略包括延迟开启策略；
所述延迟开启策略包括：
在谐振变换器的反向工况下，所述第一开关管、所述第四开关管同步开关，且，所述第五开关管按照预设的第一时间阈值提前所述第一开关管和所述第四开关管开通，所述第一开关管、所述第四开关管和所述第五开关管同步关断；
所述第二开关管、所述第三开关管同步开关，且，所述第六开关管按照所述第一时间阈值提前所述第二开关管和所述第三开关管开通，所述第二开关管、所述第三开关管和所述第六开关管同步关断；
所述第一开关管、所述第四开关管与所述第二开关管、所述第三开关管按照预设的时间间隔交错开关；
限制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通时间为第二时间阈值，其中，所述第二时间阈值与所述谐振单元的谐振周期相关。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，
所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联连接；
所述控制器，还用于在反向工况下，控制所述谐振变换器的工作模式为串联谐振变换器SRC模式，且，在所述变压器的原边，只有所述谐振电感和所述谐振电容参与谐振，以使所述开关电源的开关频率低于所述谐振变换器的谐振频率。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一开关电路为全桥电路或半桥电路中的一种，所述第二开关电路为全桥整流电路或者全波整流电路中的一种。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一开关电路为全桥电路，所述第二开关电路为全波整流电路。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器还包括并联设置在所述输入电路的输入端的第一滤波电容；以及
并联设置在所述输出电路的输出端的第二滤波电容。
6.根据权利要求1~5任一项所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器为LLC谐振变换器或者CLLC谐振变换器。
7.一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1~6任一项所述的谐振变换器，所述谐振变换器包括：控制器，以及与所述控制器对应的谐振单元；所述谐振单元包括依次连接的输入电路、变压器和输出电路；所述输入电路包括第一开关电路，以及与所述第一开关电路连接的谐振电路，所述谐振电路与所述变压器的原边绕组串联组成谐振腔；且，所述谐振电路包括谐振电感和谐振电容；所述输出电路包括第二开关电路，所述第二开关电路与所述变压器的副边绕组连接；
所述方法包括：
获取预先设置的控制策略，所述控制策略包括谐振变换器中第一开关电路和第二开关电路的开关时间控制策略；
按照所述控制策略，在所述谐振变换器反向工况下，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的时序，以实现所述谐振变换器的软开关；
所述第一开关电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；
其中，所述第一开关管和所述第二开关管串联组成第一支路，所述第三开关管和第四开关管串联组成第二支路；
所述第一支路和所述第二支路并联，且并联连接至所述输入电路的输入端；其中，所述第一开关管的一端与所述第三开关管的一端连接，所述第二开关管的一端与所述第四开关管的一端连接；
所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联组成的谐振支路的一端连接在所述第一开关管和所述第二开关管的连接通路上，所述谐振支路的另一端连接在所述第三开关管和所述第四开关管的连接通路上，以构成全桥电路；
所述第二开关电路包括第五开关管和第六开关管；
所述第五开关管、所述变压器的副边绕组和所述第六开关管依次连接，且，所述第五开关管和所述第六开关管的连接通路连接至所述输出电路的其中一个输出端，所述变压器的副边绕组连接至所述输出电路的另一个输出端，以构成全波整流电路；
所述控制策略包括的所述开关时间控制策略包括延迟开启策略；
所述延迟开启策略包括：
在谐振变换器的反向工况下，所述第一开关管、所述第四开关管同步开关，且，所述第五开关管按照预设的第一时间阈值提前所述第一开关管和所述第四开关管开通，所述第一开关管、所述第四开关管和所述第五开关管同步关断；
所述第二开关管、所述第三开关管同步开关，且，所述第六开关管按照所述第一时间阈值提前所述第二开关管和所述第三开关管开通，所述第二开关管、所述第三开关管和所述第六开关管同步关断；
所述第一开关管、所述第四开关管与所述第二开关管、所述第三开关管按照预设的时间间隔交错开关；
限制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的导通时间为第二时间阈值，其中，所述第二时间阈值与所述谐振单元的谐振周期相关。
8.一种开关电源，其特征在于，所述开关电源设置有权利要求1~6任一项所述的谐振变换器。
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