CN102355273B - 数字信道化方法及电路 - Google Patents

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CN102355273B CN 201110236672 CN201110236672A CN102355273B CN 102355273 B CN102355273 B CN 102355273B CN 201110236672 CN201110236672 CN 201110236672 CN 201110236672 A CN201110236672 A CN 201110236672A CN 102355273 B CN102355273 B CN 102355273B
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Abstract

本发明公开了一种数字信道化方法及电路，涉及宽带接收技术领域，所述方法包括以下步骤：S1：确定分析部分信道数2M和进行信号重建时对应综合部分FFT点数
Figure DDA0000084083370000011
S2：根据原型滤波器阶数N和所述分析部分信道数2M确定抽取后多相滤波器阶数L；S3：确定多相滤波器组的系数；S4：对分析部分进行多相滤波；S5：将滤波后的信号通过傅立叶反变换后得到yA；S6：判断信号是否跨信道分布，若否，执行步骤S7，若是，执行步骤S8；S7：将所得信号yA进行基带处理后输出信号yA′；S8：将所述信号yA做
Figure DDA0000084083370000012
点傅立叶变换，得到ys；S9：使信号ys进入综合部分多相滤波器组CS滤波，得到yf；S10：对所得信号yf进行内插0并延时相加，得到***输出yout。本发明能够增强信号接收的适应性，同时减小运算量。

Description

数字信道化方法及电路
技术领域
本发明涉及宽带接收技术领域，尤其涉及一种数字信道化方法及电路。
背景技术
宽带接收的性能和工程可实现性除了与接收信号在频域上的分布位置有关外，还取决于同时到达信号的数量。在实际应用中，受高速A/D转换器与后续通用硬件平台工作速率不匹配的限制，如果采用的接收技术不能将这些因素考虑进去，则宽带接收的物理可实现性将受到严重影响。
并行数字下变频信道化技术对接收信号具有较强的适应性，多相DFT滤波器组针对多个同时到达的在频谱上均匀分布的信号具有高效性，因此这两种方法被广泛运用于雷达、通信等领域。
数字信道化的原理：
数字信道化的基本原理是用带通滤波器组接收信号，分别针对各带通滤波器带内相应频率分量完成下变频和抽取工作，最终输出多个低速率的子频带信号。根据接收带宽内的子信号在频域上的分布情况，可以采用不同的信道化技术对信号进行信道化接收,现有的方法主要有：
方法一是并行数字下变频数字信道化。当子信号的中心频率及带宽在频域上非均匀分布时，通常采用并行数字下变频进行接收，根据子信号的带宽的大小不同，该类技术也可细分为窄带数字下变频和宽带数字下变频。总体而言，窄带数字下变频技术的体系已经相对固定。宽带数字下变频通常包括数字混频、FIR滤波和抽取三个步骤，由于信号的带宽通常很大，所需采样率往往很高，高采样率给后面的低速数字信号处理器件如数字混频和低通滤波造成很大的计算压力，同时这种方法的运算量随着信道数的增加呈线性增长趋势，硬件资源耗费巨大。
方法二是多级多相DFT滤波器组数字信道化。当子信号的中心频率及带宽在频域上均匀分布时，可将信道均匀划分，采用多相DFT滤波器组数字信道化算法先抽取，后滤波，最后进行数字混频。该方法基于多相DFT滤波器组的思想，针对接收信号频谱往往非均匀分布的实际情况，可采用多级多相DFT滤波器组级联的方法，该结构包含前级多相DFT滤波器组、采样率转换和后级多相DFT滤波器组，前级用于信道化接收带宽较宽的子信号，后级用于信道化接收带宽较窄的子信号。该方法也不能完全适应信号跨信道分布的情况。
发明内容
（一）要解决的技术问题
本发明要解决的技术问题是：提供一种数字信道化方法及电路，其能够完全适应宽带接收中信号跨信道分布的情况，增强了信号接收的适应性，同时减小了运算量。
（二）技术方案
为解决上述问题，本发明提供了一种数字信道化方法，包括以下步骤：
S1：确定分析部分信道数2M和进行信号重建时对应综合部分FFT点数
Figure GDA00003250264600021
S2：根据原型滤波器阶数N和所述分析部分信道数2M确定抽取后多相滤波器阶数L；
S3：确定多相滤波器组的系数；
所述步骤S3，进一步包括：将输入信号x(n),n=0,1,...按抽取因子M排列为xph，并根据原型滤波器的冲激响应hm,m=0,1,…,N-1确定分析部分多相抽取滤波矩阵CA和综合部分多相抽取滤波矩阵CS；
所述
x ph = x ( 2 M - 1 ) x ( 3 M - 1 ) x ( 4 M - 1 ) · · · · · · · · · · · · · · · x ( 1 ) x ( M + 1 ) x ( 2 M + 1 ) · · · x ( 0 ) x ( M ) x ( 2 M ) · · · ,
C A = h 0 0 h 2 M 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) h 1 0 h 2 M + 1 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) + 1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · h 2 M - 1 0 h 4 M - 1 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) + 2 M - 1 ,
C S = h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) 0 h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M 0 · · · h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M ( L - 1 ) · · · · · · · · · · · · · · · · · · h M / M ^ i 0 h M / M ^ i + 2 M 0 · · · h M / M ^ i + 2 M ( L - 1 ) h 0 0 h 2 M 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) ;
S4：对分析部分进行多相滤波；
S5：将滤波后的信号通过傅立叶反变换后得到信号yA；
S6：判断信号是否跨信道分布，若否，则执行步骤S7，若是，则执行步骤S8；
S7：将所得信号yA进行基带处理后输出信号yA′；
S8：将所述信号yA做
Figure GDA00003250264600034
点傅立叶变换，得到信号ys；
S9：使信号ys进入综合部分多相抽取滤波器组CS滤波，得到信号yf；
S10：对所得信号yf进行内插0并延时相加，得到***输出信号yout；
所述步骤S10中，
y out = sum 0 · · · 0 0 0 0 0 y f ( 1,1 ) y f ( 1,2 ) · · · 0 · · · 0 0 0 0 y f ( 2,1 ) y f ( 2,2 ) y f ( 2,3 ) · · · 0 · · · 0 0 0 y f ( 3,1 ) y f ( 3,2 ) y f ( 3,3 ) y f ( 3,4 ) · · · 0 · · · 0 0 y f ( 4,1 ) y f ( 4,2 ) y f ( 4,3 ) y f ( 4,4 ) y f ( 4,5 ) · · · 0 · · · 0 y f ( 5,1 ) y f ( 5,2 ) y f ( 5,3 ) y f ( 5,4 ) y f ( 5,5 ) y f ( 5,6 ) · · · 0 · · · y f ( 6,1 ) y f ( 6,2 ) y f ( 6,3 ) y f ( 6,4 ) y f ( 6,5 ) y f ( 6,6 ) y f ( 6,7 ) · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · y f ( 2 M ^ i , 1 ) y f ( 2 M ^ i , 2 ) y f ( 2 M ^ i , 3 ) y f ( 2 M ^ i , 4 ) y f ( 2 M ^ i , 5 ) y f ( 2 M ^ i , 6 ) y f ( 2 M ^ i , 7 ) y f ( 2 M ^ i , 8 ) y f ( 2 M ^ i , 9 ) · · ·
，其中，yf(i,j)表示矩阵yf第i行第j列个元素。
优选地，所述步骤S4，进一步包括：在多相滤波器前端将输入信号x(n),n=0,1,...进行M倍抽取，抽取后的信号进入分析部分多相抽取滤波器组CA进行滤波。
优选地，所述步骤S6中，判断信号是否跨信道分布包括：判断
Figure GDA00003250264600041
是否大于1。
优选地，所述步骤S7中，所述yA′等于所述yA和(-1)nk的积，其中，n、k分别为矩阵yA的行、列序号。
优选地，所述步骤S2中，所述L=N/2M。
一种利用前述方法进行数字信道化的电路，包括第一对数指数电路，用于得到分析部分信道数、第二对数指数电路，用于得到综合部分FFT点数、第一多相抽取电路，用于得到多相矩阵、第二多相抽取电路，用于得到分析部分多相抽取滤波矩阵CA、第三多相抽取电路，用于得到综合部分多相抽取滤波矩阵CS、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路；所述第一对数指数电路连接所述第一多相抽取电路，所述第二对数指数电路分别与所述第三多相抽取电路和FFT电路连接，第一多相抽取电路、第二多相抽取电路均连接第一卷积电路，第一卷积电路连接IFFT电路，IFFT电路连接乘法电路或FFT电路，FFT电路和第三多相抽取电路均连接第二卷积电路，第二卷积电路与延时相加电路连接。
优选地，所述电路还包括与所述第一对数指数电路、第二对数指数电路、第一多相抽取电路、第二多相抽取电路、第三多相抽取电路、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路连接的多个寄存器或寄存器组，所述多个寄存器或寄存器组用于存储电路的计算结果。
（三）有益效果
本发明通过对同一组原型滤波器系数进行多相抽取得到分析滤波器组与综合滤波器组的滤波器系数，使得抽取在滤波和数字混频之前，大大节省了运算量，同时利用分析滤波器组和综合滤波器组是一个互逆过程的特性进行信号重建并进行总体设计优化，使得该方法在增强信号接收的适应性的同时减小运算量。所处理的调制信号模型既包括在频谱上均匀分布的数字中频信号，又包括在频谱上非均匀分布的数字中频信号，因而更符合实际情况。本发明的运算量随着信号数的增加呈缓慢增长趋势，同时本方法对信号的接收适应性更强。
附图说明
图1为本发明实施例中所述数字信道化方法的流程图；
图2为本发明实施例中所述数字信道化电路的结构图；
图3为提取某一个窄带信号原理图；
图4为基于多相DFT滤波器组和信号重建的信道化原理图；
图5为应用本发明所述方法进行数字信道化处理的***框图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
如图1所示，本发明所述的数字信道化方法，包括以下步骤：
S1：确定分析部分信道数2M和进行信号重建时对应综合部分FFT点数
Figure GDA00003250264600051
S2：根据原型滤波器阶数N和所述分析部分信道数2M确定抽取后多相滤波器阶数L；
本步骤中，所述L=N/2M。
S3：确定多相滤波器组的系数；
本步骤中，将输入信号x(n),n=0,1,...按抽取因子M排列为xph，并根据原型滤波器的冲激响应hm,m=0,1,…,N-1确定分析部分多相抽取滤波矩阵CA和综合部分多相抽取滤波矩阵CS。
其中，所述
x ph = x ( 2 M - 1 ) x ( 3 M - 1 ) x ( 4 M - 1 ) · · · · · · · · · · · · · · · x ( 1 ) x ( M + 1 ) x ( 2 M + 1 ) · · · x ( 0 ) x ( M ) x ( 2 M ) · · · ,
C A = h 0 0 h 2 M 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) h 1 0 h 2 M + 1 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) + 1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · h 2 M - 1 0 h 4 M - 1 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) + 2 M - 1 ,
C S = h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) 0 h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M 0 · · · h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M ( L - 1 ) · · · · · · · · · · · · · · · · · · h M / M ^ i 0 h M / M ^ i + 2 M 0 · · · h M / M ^ i + 2 M ( L - 1 ) h 0 0 h 2 M 0 · · · h 2 M ( L - 1 ) .
S4：对分析部分进行多相滤波；
本步骤中，在多相滤波器前端将输入信号x(n),n=0,1,...进行M倍抽取，抽取后的信号进入分析部分多相抽取滤波器组CA进行滤波。
S5：将滤波后的信号通过傅立叶反变换后得到信号yA；
S6：判断信号是否跨信道分布，若否，则执行步骤S7，若是，则执行步骤S8；
本步骤中，判断信号是否跨信道分布包括：判断
Figure GDA00003250264600064
是否大于1。
S7：将所得信号yA进行基带处理后输出信号yA′；
本步骤中，所述yA′等于所述yA和(-1)nk的积，其中，n、k分别为矩阵yA的行、列序号。
S8：将所述信号yA做点傅立叶变换，得到信号ys；
S9：使信号ys进入综合部分多相抽取滤波器组CS滤波，得到信号yf；
S10：对所得信号yf进行内插0并延时相加，得到***输出信号yout。
本步骤中，
y out = sum 0 · · · 0 0 0 0 0 y f ( 1,1 ) y f ( 1,2 ) · · · 0 · · · 0 0 0 0 y f ( 2,1 ) y f ( 2,2 ) y f ( 2,3 ) · · · 0 · · · 0 0 0 y f ( 3,1 ) y f ( 3,2 ) y f ( 3,3 ) y f ( 3,4 ) · · · 0 · · · 0 0 y f ( 4,1 ) y f ( 4,2 ) y f ( 4,3 ) y f ( 4,4 ) y f ( 4,5 ) · · · 0 · · · 0 y f ( 5,1 ) y f ( 5,2 ) y f ( 5,3 ) y f ( 5,4 ) y f ( 5,5 ) y f ( 5,6 ) · · · 0 · · · y f ( 6,1 ) y f ( 6,2 ) y f ( 6,3 ) y f ( 6,4 ) y f ( 6,5 ) y f ( 6,6 ) y f ( 6,7 ) · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · y f ( 2 M ^ i , 1 ) y f ( 2 M ^ i , 2 ) y f ( 2 M ^ i , 3 ) y f ( 2 M ^ i , 4 ) y f ( 2 M ^ i , 5 ) y f ( 2 M ^ i , 6 ) y f ( 2 M ^ i , 7 ) y f ( 2 M ^ i , 8 ) y f ( 2 M ^ i , 9 ) · · ·
，其中，yf(i,j)表示矩阵yf第i行第j列个元素。
设原型滤波器阶数为256阶。设输入数字中频信号x(n),n=0,1,...为QPSK信号，采样率为160MHz，符号率为20MHz，共10个符号，设x(n),n=0,1,...79表示为一维实数数组x(n)=[1.0000e+000-1.3062e+000  59.3334e-003  1.2001e+000  -824.5742e-003-729.4557e-003    1.4490e+000    -428.3709e-003-1.0000e+000  1.1707e+000  -247.0852e-003  -320.5524e-003-102.3487e-018  236.1503e-003  393.1604e-003  -1.1965e+0001.0000e+000  186.7214e-003  -1.2269e+000  1.3091e+000-654.8089e-003  -155.3463e-003  859.2644e-003  -1.2782e+0001.0000e+000  133.8131e-003  -1.3950e+000  1.5826e+000-339.5305e-003  -1.2289e+000  1.5900e+000  -424.6864e-003-1.0000e+000   1.2086e+000  -119.0274e-003  -922.2928e-003703.3133e-003  465.3188e-003  -1.1286e+000  394.0338e-0031.0000e+000  -1.4833e+000  422.8636e-003  1.1594e+000-1.6977e+000  706.9785e-003  821.6058e-003  -1.5317e+0001.0000e+000  96.5847e-003  -873.3923e-003  1.0260e+000-727.5655e-003  120.4710e-003  696.4693e-003  -1.2852e+0001.0000e+000  204.7421e-003  -1.3729e+000  1.3762e+000-145.5131e-003  -1.1760e+000  1.3707e+000  -311.4666e-003-1.0000e+000  1.3927e+000  -526.2134e-003  -854.4580e-0031.5279e+000  -848.7086e-003  -597.2909e-003  1.4726e+000-1000.0000e-003  -250.3535e-003  1.0289e+000  -761.4012e-003-16.4868e-015  409.0071e-003  -273.9389e-003  25.2967e-003]，输入数字中频信号的最小保护间隔Gmin为10MHz即对应归一化频率0.125π。数字信道化处理开始后，执行S1。根据子信号之间的最小保护间隔Gmin确定分析部分信道数2M，其值为：
根据第i个信号占用的子信道数目Mi确定综合部分的FFT点数
Figure GDA00003250264600082
设信号占用第9至第14个子信道，则Mi=14-9+1=6，得出综合部分FFT点数，其值为：
Figure GDA00003250264600083
完成上述步骤后，执行步骤S2，是对输入信号x(n),n=0,1,...79进行多相抽取，其值为：
Figure GDA00003250264600091
对原型滤波器系数hm,m=0,1,…,N-1做多相抽取，其值为：
Figure GDA00003250264600101
随后将xph和CA求卷积，得到信号y，其值为：
Figure GDA00003250264600111
随后对y按列做2M点IFFT,得到信号yA，其值为：
随后判断
Figure GDA00003250264600122
是否大于1，如果是，将信号yA与(-1)nk相乘，得到信号yA′直接输出，其中k=0,1,…,2M，n=0,1,…分别为矩阵yA的行、列序号。数字信道化结束。如果
Figure GDA00003250264600123
成立，得到综合部分FFT点数
Figure GDA00003250264600124
并转移到步骤S6，本实施例中
Figure GDA00003250264600125
对原型滤波器系数hm,m=0,1,…,N-1做多相抽取，得到综合部分多相抽取滤波器矩阵CS，其值为：
C s = - 33.2004 e - 006 0 764.8211 e - 006 0 - 4.3568 e - 003 0 34.9934 e - 003 0 - 733.2543 e - 006 0 675.4957 e - 006 0 - 55.0067 e - 006 0 - 2.3778 e - 006 - 21.5040 e - 006 0 570.2131 e - 006 0 - 4.4069 e - 003 0 31.2558 e - 003 0 3.7289 e - 003 0 175.9587 e - 006 0 - 47.6898 e - 006 0 - 4.8074 e - 006 - 14.4838 e - 006 0 339.9254 e - 006 0 - 3.5448 e - 003 0 25.4595 e - 003 0 9.7359 e - 003 0 - 721.1652 e - 006 0 - 327.3706 e - 009 0 - 7.4031 e - 006 - 10.6783 e - 006 0 146.5477 e - 006 0 - 2.2704 e - 003 0 18.5099 e - 003 0 16.7115 e - 003 0 - 1.9393 e - 003 0 108.3529 e - 006 0 - 9.9735 e - 006 - 8.0378 e - 006 0 20.4389 e - 006 0 - 1.0019 e - 003 0 11.4187 e - 003 0 23.7910 e - 003 0 - 3.2464 e - 003 0 286.2532 e - 006 0 - 13.3185 e - 006 - 5.4594 e - 006 0 - 40.5241 e - 006 0 - 11.6109 e - 006 0 5.1025 e - 003 0 29.9682 e - 003 0 - 4.2568 e - 003 0 512.4023 e - 006 0 - 19.3339 e - 006 - 2.9404 e - 006 0 - 55.6605 e - 006 0 587.0636 e - 006 0 219.2300 e - 006 0 34.2918 e - 003 0 - 4.4824 e - 003 0 725.0740 e - 006 0 - 29.8571 e - 006 - 979.3492 e - 009 0 - 47.5255 e - 006 0 812.6467 e - 006 0 - 2.9205 e - 003 0 36.0644 e - 003 0 - 3.4308 e - 003 0 821.4492 e - 006 0 - 44.0392 e - 006
随后对信号yA按列做
Figure GDA00003250264600127
点FFT，得到信号ys，其值为：
y s = - 604.6417 e - 006 + 6.8696 e - 003 i 5.5370 e - 003 + 3.7722 e - 003 i 26.4095 e - 003 - 151.6204 e - 003 i - 88.8120 e - 003 - 67.2759 e - 003 i - 249.2781 e - 003 + 865.3176 e - 003 i - 2.2749 e - 003 + 212.8525 e - 006 i - 863.8602 e - 006 + 580.9146 e - 006 i - 4.1636 e - 003 + 17.6689 e - 003 i - 16.9121 e - 003 - 53.6921 e - 003 i 123.6787 e - 003 - 168.7593 e - 003 i 2.1831 e - 003 + 153.1793 e - 006 i - 819.7475 e - 006 + 1.7093 e - 003 i 8.0449 e - 003 - 3.3288 e - 003 i 4.2049 e - 003 + 10.8971 e - 003 i 80.7658 e - 003 + 8.1755 e - 003 i - 3.2237 e - 003 + 1.4705 e - 003 i 2.4439 e - 003 + 1.2396 e - 003 i 18.7328 e - 003 - 14.4687 e - 003 i - 13.1323 e - 003 - 1.6422 e - 003 i - 391.2996 e - 003 + 168.8250 e - 003 i 2.2399 e - 003 + 13.5989 e - 006 i 945.7579 e - 006 - 2.9224 e - 003 i - 22.0232 e - 003 + 9.3657 e - 003 i - 13.4570 e - 003 + 29.0312 e - 003 i 525.6050 e - 003 + 19.6741 e - 003 i 1.5014 e - 003 + 362.0025 e - 006 i - 7.1993 e - 003 + 2.6243 e - 003 i - 45.7143 e - 003 - 15.1943 e - 003 i 161.6397 e - 003 - 60.6169 e - 003 i 470.2517 e - 003 + 290.6587 e - 003 i 2.7984 e - 003 - 7.4249 e - 003 i 6.5465 e - 003 - 896.5721 e - 006 i - 78.7632 e - 003 + 201.0224 e - 003 i - 165.4940 e - 003 + 22.5834 e - 003 i 657.6099 e - 003 - 1.7208 e + 000 i - 11.7047 e - 003 - 4.2418 e - 003 i - 10.5442 e - 003 + 2.7217 e - 003 i 271.3376 e - 003 + 92.0479 e - 003 i 229.5851 e - 003 - 53.6468 e - 003 i - 1.6124 e + 000 - 508.9745 e - 003 i
随后将信号ys和CS做卷积，得到信号yf，其值为：
y f = 20.0743 e - 009 - 228.0747 e - 009 i - 183.8291 e - 009 - 125.2389 e - 009 i - 1.3392 e - 006 + 10.2878 e - 006 i 7.1834 e - 006 + 5.1187 e - 006 i 31.1090 e - 006 - 174.6211 e - 006 i 48.9195 e - 009 - 4.5772 e - 009 i 18.5764 e - 009 - 12.4920 e - 009 i - 1.2076 e - 006 - 258.5798 e - 009 i - 128.9078 e - 009 + 1.4858 e - 006 i 4.9915 e - 006 + 12.7660 e - 006 i - 31.6190 e - 009 - 2.2186 e - 009 i 11.8731 e - 009 - 24.7572 e - 009 i 625.5541 e - 009 + 100.2837 e - 009 i - 339.5558 e - 009 + 423.2014 e - 009 i - 6.1735 e - 006 - 1.7929 e - 006 i 34.4236 e - 009 - 15.7023 e - 009 i - 26.0969 e - 009 - 13.2365 e - 009 i - 672.4602 e - 009 + 369.9977 e - 009 i 498.3819 e - 009 + 199.1923 e - 009 i 14.2428 e - 006 - 7.2618 e - 006 i - 18.0042 e - 009 - 109.3055 e - 012 i - 7.6019 e - 009 + 23.4896 e - 009 i 222.8012 e - 009 - 72.0024 e - 009 i 127.4959 e - 009 - 293.0786 e - 009 i - 6.919 . e - 006 + 19.6642 e - 009 i - 8.1969 e - 009 - 1.9763 e - 009 i 39.3043 e - 009 - 14.3273 e - 009 i 188.7301 e - 009 + 68.2825 e - 009 i - 590.7150 e - 009 + 224.5854 e - 009 i - 732.2116 e - 009 - 975.2994 e - 009 i - 8.2284 e - 009 + 21.8320 e - 009 i - 19.2491 e - 009 + 2.6363 e - 009 i 75.8328 e - 009 - 177.8092 e - 009 i 122.2357 e - 009 - 16.5001 e - 009 i 4.0932 e - 006 - 10.4882 e - 006 i 11.4618 e - 009 + 4.1538 e - 009 i 10.3254 e - 009 - 2.6652 e - 009 i 290.5660 e - 009 + 111.4568 e - 009 i 2762990 e - 009 - 76.8143 e - 009 i - 20.8284 e - 006 - 7.3233 e - 006 i
随后对信号yf做延时相加，得到***输出信号yout，其值为：yout=[11.4618e-009+4.1538e-009i    -8.2284e-009+21.8320e-009i-8.1969e-009-1.9763e-009i   -18.0042e-009-109.3055e-012i44.7490e-009-18.3675e-009i   -50.8681e-009+417.6397e-012i88.2238e-009-18.9045e-009i    12.4725e-009-204.5851e-009i264.4690e-009+98.2203e-009i    87.7059e-009-202.5663e-009i207.3065e-009+55.7906e-009i    38.9721e-009-200.2413e-009i-396.1612e-009+293.1834e-009i   747.7899e-009+83.7837e-009i-1.7984e-006-33.9944e-009i    -1.2118e-006+9.9948e-006i-20.3300e-006-7.1241e-006i     3.7537e-006-10.0650e-006i-861.1194e-009+510.5382e-009i   264.3793e-009+5.1383e-006i14.2428e-006-7.2618e-006i    -6.1735e-006-1.7929e-006i4.9915e-006+12.7660e-006i    31.1090e-006-174.6211e-006i0.0000e+000
0.0000e+000]，数字信道化结束。
如图2所示，本发明所述的数字信道化电路，包括第一对数指数电路、第二对数指数电路、第一多相抽取电路、第二多相抽取电路、第三多相抽取电路、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路；所述第一对数指数电路连接所述第一多相抽取电路，所述第二对数指数电路分别与所述第三多相抽取电路和FFT电路连接，第一多相抽取电路、第二多相抽取电路均连接第一卷积电路，第一卷积电路连接IFFT电路，IFFT电路连接乘法电路或FFT电路，FFT电路和第三多相抽取电路均连接第二卷积电路，第二卷积电路与延时相加电路连接。
优选地，所述电路还包括与所述第一对数指数电路、第二对数指数电路、第一多相抽取电路、第二多相抽取电路、第三多相抽取电路、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路连接的多个寄存器或寄存器组，所述多个寄存器或寄存器组用于存储电路的计算结果。
设原型滤波器阶数为256阶，输入数字中频信号x(n),n=0,1,...为QPSK信号，采样率为160MHz，符号率为20MHz，共10个符号，输入数字中频信号的最小保护间隔Gmin为10MHz即对应归一化频率0.125π为例，说明该硬件电路的数字信道化处理过程。输入参数经过第一对数指数电路和第二对数指数电路，分别得到分析部分信道数（2M）、综合部分FFT点数
Figure GDA00003250264600141
输入中频信号的多相抽取矩阵（xph）。其中分析部分信道数2M被储存在一个寄存器中，为分析部分多相抽取电路提供抽取因子；综合部分FFT点数
Figure GDA00003250264600142
被储存在一个寄存器中，为综合部分多相抽取电路提供抽取因子；x(n),n=0,1,...经过第一多相抽取电路得到多相矩阵xph，被存储在一个寄存器组中，为后级提供输入信号矩阵；hm,m=0,1,…,N-1经过第二多相抽取电路得到CA，为后级提供分析部分多相抽取滤波器矩阵；hm,m=0,1,…,N-1经过第三多相抽取电路得到CS，为后级提供综合部分多相抽取滤波器矩阵；输入中频信号的多相矩阵xph和分析部分多相抽取滤波器矩阵CA经过卷积电路得到y，被存储在一个寄存器组中；以上寄存器组中提供的矩阵y被送到IFFT电路得到yA，被存储在一个寄存器组中；以上寄存器组中提供的矩阵yA被送到FFT电路得到ys，被存储在一个寄存器组中；以上寄存器组中提供的矩阵ys和提供的矩阵CS被送到卷积电路得到yf，被存储在一个寄存器组中；以上寄存器组中提供的矩阵yf经过延时相加电路得到***输出yout。
假设复中频接收信号X(z)内含有多个窄带信号且在频谱上非均匀分布，最小频谱间隔为Gmin。采用多相DFT滤波器组接收信号时有可能出现信号跨信道分布情况，此时，有必要对跨信道信号进行信号重建。如图3所示，本发明由分析部分和综合部分组成，分析部分用作信号接收，每一个通道由带通滤波器，数字混频和抽取三部分组成，其中H0(z),H1(z),...HK-1(z)的作用一方面将输入中频信号X(z)分成K个子带信号，另一方面是做抽取前的抗混叠滤波，综合部分用作对跨信道信号的重建，由内插和带通滤波器组成，其中G0(z),G1(z),...GK-1(z)一方面起到信号重建作用，另一方面作为内插后去除镜像的滤波器。
设h0(n)是原型低通滤波器，阶数为N，第k支路滤波器系数为：
h k ( n ) = h ( n ) e j ω k n , ω k = 2 πk K - - - ( 1 )
设 W M = e - j 2 π M , 取
H k ( z ) = H ( z W K k ) , k = 0,1 , . . . , K - 1 - - - ( 2 )
H k ( z ) = MH ( z W K k ) , k = 0,1 , . . . , K - 1 - - - ( 3 )
假设第i个信号带宽范围为
Figure GDA00003250264600155
对应的子信道序号为：
Figure GDA00003250264600156
其中表示向下取整，
Figure GDA00003250264600158
表示向上取整。第i个信号共占用
Figure GDA00003250264600159
个子信道，令
Figure GDA000032502646001510
假设仅提取第i个信号，综合部分仅针对第i个信号处理，如果ξi=0，则仅利用综合滤波器组中
Figure GDA000032502646001511
进行信号重建，如果ξi=1，则仅利用综合滤波器组中
Figure GDA000032502646001512
进行信号重建。
第i个信号经过图3所示***后的输出信号Yi(z)可表示为：
Y i ( z ) = 1 M Σ l = 0 M - 1 X ( z W M l ) × Σ k = ξ i Q i u - Q i l + ξ i H k + Q i l - ξ i ( z W M l ) G k ( z ) - - - ( 5 )
根据式（1）可得到：
H k + Q i l - ξ i ( z W M l ) = H k ( z W M l e - j 2 π ( Q i l - ξ i ) K ) = H k ( z W M l W K ( Q i l - ξ i ) ) - - - ( 6 )
一般情况，信道数K满足K=DM(D为任意正整数)，式(6)可表示为：
H k + Q i l - ξ i ( z W M l ) = H k ( z W M l + Q i l - ξ i D ) - - - ( 7 )
将式(7)代入式(5)，并且将式(5)分解为
Figure GDA00003250264600164
和 l + Q i l - ξ i D ≠ M 两项：
Y i ( z ) = 1 M X ( z W M - Q i l - ξ i D ) × Σ k = ξ i Q i u - Q i l + ξ i H k ( z ) G k ( z ) (8)
+ 1 M Σ l = 0 M - 1 X ( z W M l ) × Σ k = ξ i Q i u - Q i l + ξ i H k ( z W M l + Q i l - ξ i D ) G k ( z )
l ≠ M - Q i l - ξ i D
图3中分析部分第k子信道滤波可用数学表达如式（9）：
y k ( mM ) = [ x ( n ) * h k ( n ) ] e - j ω k n | n = mM
= [ x ( n ) * h ( n ) e j ω k n ] e - j ω k n | n = mM - - - ( 9 )
= Σ i = 0 N - 1 x ( mM - i ) h ( i ) e j ω k i e - j ω k mM
Figure GDA000032502646001617
以变量n代替m,得到：
y k ( nM ) = [ Σ i = 0 N - 1 x ( nM - i ) h ( i ) e j 2 πk K i ] e - j 2 πk K nM - - - ( 11 )
Figure GDA000032502646001619
令em′(p)=h(m+pK),xm(n)=x(nM-m)，由于信道数K满足K=DM(D为任意正整数)，得到：
y k ( nM ) = Σ m = 0 K - 1 Σ p = 0 N K - 1 x m ( n - pD ) e m ′ ( p ) e j 2 πk K m e - j 2 πk K nM - - - ( 13 )
令p′=pD
y k ( nM ) = e - j 2 πk K nM Σ m = 0 K - 1 Σ p ′ = 0 D × N K - 1 x m ( n - p ′ ) e m ′ ( p ′ D ) e j 2 πk K m - - - ( 14 )
令
Figure GDA00003250264600172
是h(n)的多相分支em′(p′)经D倍内插的结果，则
y k ( nM ) = e - j 2 πk K nM Σ m = 0 K - 1 Σ p ′ = 0 D × N K - 1 e m ( p ′ ) x m ( n - p ′ ) e j 2 πk K m
= e - j 2 πk K nM Σ m = 0 K - 1 [ x m ( n ) * e m ( n ) ] e j 2 πk K m - - - ( 15 )
= e - j 2 πk K nM IDFT [ x m ( n ) * e m ( n ) ]
同理，根据抽取和零值内插***的等效变换将图3中综合部分进行多相分解，得到基于多相DFT滤波器组和信号重建的非均匀数字信道化高效结构如图4。该结构由分析部分和综合部分组成，分析部分用于信号接收和信道化输出，由抽取、多相滤波及IDFT组成；综合部分用于对第i个子信号进行信号重建，由DFT、多相滤波及内插组成。分析部分和综合部分的多相滤波系数通过对同一个原型滤波器系数进行多相抽取得到，IDFT与DFT分别以IFFT与FFT实现，以提高计算效率。
以K=2M为例，设原型滤波器的阶数N=2ML,L为每一子信道多相滤波器系数。原型滤波器的阻带截止频率为π/M时输出信号的混叠得到最大衰减，极限情况下π/M=Gmin/2且M=2R(R是正整数)，因而分析部分信道数2M满足：
Figure GDA00003250264600176
如果信号没有跨信道分布，则信号经分析部分输出后与
Figure GDA00003250264600177
相乘直接输出基带信号以供后续处理，无需重建信号。分析部分第k支路多相滤波系数由式(17)确定：
E k ( z ) = Σ r = 0 L - 1 h ( k + 2 Mr ) z - r - - - ( 17 )
如果信号跨信道分布，则需要重建信号，综合部分FFT的点数
Figure GDA00003250264600181
由式(18)确定，综合部分第p支路多相滤波系数由式(19)确定，其中Mi为第i个信号占用的子信道数目，若做FFT时每Mi点信号序列后补
Figure GDA00003250264600183
个0。
E p ( M ^ i ) ( z ) = E p M M ^ i ( z ) = Σ r = 0 L - 1 h ( p M M ^ i + 2 Mr ) z - r - - - ( 19 )
信号在分析部分进行M倍抽取，在综合部分进行
Figure GDA00003250264600186
倍内插，相当于对第i个信号进行了M/
Figure GDA00003250264600187
倍抽取，因而图4输出重建信号Xi(z)可表示为：
X i ( z ) = M ^ i M 2 W 2 M ( Q i l - ξ i ) N - 1 2 Σ q = 0 M M ^ i - 1 Σ l = 0 M - 1 X ( z M ^ i M W M l + q M ^ i ) × Σ k = ξ i Q i u - Q i l + ξ i H k ( z M ^ i M W M l + Q i l - ξ i 2 + q M ^ i ) G k ( z M ^ i M W M q M ^ i ) - - - ( 20 )
本数字信道化方法与其前面介绍过的两种现有的数字信道化方法相比，具有少的计算量及更强的信号接收适应性，而且其硬件实现也不复杂。参照图5，采用基于多相DFT滤波器组和信号重建的数字信道化***包括接收信号的天线阵、接收前端、模数转换(A/D)、以及图5所示的数字信道化处理器。在本例中，天线阵元接收的各路信号被分别送往各自的接收前端，并转化为中频信号。模数转换将模拟中频信号变为数字信号流，输给下一级数字信道化处理器，得到数字信道化输出。
以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (7)

1.一种数字信道化方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：确定分析部分信道数2M和进行信号重建时对应综合部分FFT点数
Figure FDA00003384704400014
S2：根据原型滤波器阶数N和所述分析部分信道数2M确定抽取后多相滤波器阶数L；
S3：确定多相滤波器组的系数；
所述步骤S3，进一步包括：将输入信号x(n),n=0,1,...按抽取因子M排列为xph，并根据原型滤波器的冲激响应hm,m=0,1,…,N-1确定分析部分多相抽取滤波矩阵CA和综合部分多相抽取滤波矩阵CS；
所述
x ph = x ( 2 M - 1 ) x ( 3 M - 1 ) x ( 4 M - 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . x ( 1 ) x ( M + 1 ) x ( 2 M + 1 ) . . . x ( 0 ) x ( M ) x ( 2 M ) . . . ,
C A = h 0 0 h 2 M 0 . . . h 2 M ( L - 1 ) h 1 0 h 2 M + 1 0 . . . h 2 M ( L - 1 ) + 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . h 2 M - 1 0 h 4 M - 1 0 . . . h 2 M ( L - 1 ) + 2 M - 1 ,
C S = h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) 0 h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M 0 . . . h ( M / M ^ i ) ( 2 M ^ i - 1 ) + 2 M ( L - 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . h M / M ^ i 0 h M / M ^ i + 2 M 0 . . . h M / M ^ i + 2 M ( L - 1 ) h 0 0 h 2 M 0 . . . h 2 M ( L - 1 ) ;
S4：对分析部分进行多相滤波；
S5：将滤波后的信号通过傅立叶反变换后得到信号yA；
S6：判断信号是否跨信道分布，若否，则执行步骤S7，若是，则执行步骤S8；
S7：将所得信号yA进行基带处理后输出信号yA′；
S8：将所述信号yA做
Figure FDA00003384704400015
点傅立叶变换，得到信号ys；
S9：使信号ys进入综合部分多相抽取滤波矩阵CS滤波，得到信号yf；
S10：对所得信号yf进行内插0并延时相加，得到***输出信号yout；
所述步骤S10中，
y out = sum 0 . . . 0 0 0 0 0 y f ( 1,1 ) y f ( 1,2 ) . . . 0 . . . 0 0 0 0 y f ( 2,1 ) y f ( 2,2 ) y f ( 2,3 ) . . . 0 . . . 0 0 0 y f ( 3,1 ) y f ( 3,2 ) y f ( 3,3 ) y f ( 3,4 ) . . . 0 . . . 0 0 y f ( 4,1 ) y f ( 4,2 ) y f ( 4,3 ) y f ( 4,4 ) y f ( 4,5 ) . . . 0 . . . 0 y f ( 5,1 ) y f ( 5,2 ) y f ( 5,3 ) y f ( 5,4 ) y f ( 5 , 5 ) y f ( 5 , 6 ) . . . 0 . . . y f ( 6,1 ) y f ( 6,2 ) y f ( 6,3 ) y f ( 6,4 ) y f ( 6,5 ) y f ( 6,6 ) y f ( 6,7 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . y f ( 2 M ^ i , 1 ) y f ( 2 M ^ i , 2 ) y f ( 2 M ^ i , 3 ) y f ( 2 M ^ i , 4 ) y f ( 2 M ^ i , 5 ) y f ( 2 M ^ i , 6 ) y f ( 2 M ^ i , 7 ) y f ( 2 M ^ i , 8 ) y f ( 2 M ^ i , 9 ) . . . ，其中，yf(i,j)表示矩阵yf第i行第j列个元素。
2.如权利要求1所述的数字信道化方法，其特征在于，所述步骤S4，进一步包括：在多相滤波器前端将输入信号x(n),n=0,1,...进行M倍抽取，抽取后的信号进入分析部分多相抽取滤波矩阵CA进行滤波。
3.如权利要求1所述的数字信道化方法，其特征在于，所述步骤S6中，判断信号是否跨信道分布包括：判断
Figure FDA00003384704400022
是否大于1。
4.如权利要求1所述的数字信道化方法，其特征在于，所述步骤S7中，所述yA′等于所述yA和(-1)nk的积，其中，n、k分别为矩阵yA的行、列序号。
5.如权利要求1所述的数字信道化方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述L=N/2M。
6.一种利用权利要求1-5中任一项所述方法进行数字信道化的电路，其特征在于，包括第一对数指数电路，用于得到分析部分信道数、第二对数指数电路，用于得到综合部分FFT点数、第一多相抽取电路，用于得到多相矩阵xph、第二多相抽取电路，用于得到分析部分多相抽取滤波矩阵CA、第三多相抽取电路，用于得到综合部分多相抽取滤波矩阵CS、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路；所述第一对数指数电路连接所述第一多相抽取电路，所述第二对数指数电路分别与所述第三多相抽取电路和FFT电路连接，第一多相抽取电路、第二多相抽取电路均连接第一卷积电路，第一卷积电路连接IFFT电路，IFFT电路连接乘法电路或FFT电路，FFT电路和第三多相抽取电路均连接第二卷积电路，第二卷积电路与延时相加电路连接。
7.如权利要求6所述进行数字信道化的电路，其特征在于，还包括与所述第一对数指数电路、第二对数指数电路、第一多相抽取电路、第二多相抽取电路、第三多相抽取电路、第一卷积电路、第二卷积电路、IFFT电路、乘法电路、FFT电路和延时相加电路连接的多个寄存器或寄存器组，所述多个寄存器或寄存器组用于存储电路的计算结果。
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