CN102265575B

CN102265575B - 用于不同信道条件的改进式时序获取的方法及***

Info

Publication number: CN102265575B
Application number: CN200980152346.0A
Authority: CN
Inventors: 博扬·弗尔采利; 克里希纳·K·穆卡维利; 拉古拉曼·克里希纳穆尔蒂; 维奈·穆尔蒂
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2008-12-24
Filing date: 2009-12-23
Publication date: 2014-07-30
Anticipated expiration: 2029-12-23
Also published as: KR20110098826A; TW201108657A; KR101291859B1; US20100157833A1; WO2010075539A1; CN102265575A

Abstract

本发明揭示一种使用经时域多路复用(TDM)导频的改进式接收器设备及获取算法。所呈现的时序获取方法提供适于变化的信道条件的能力，明确地说，适于不同预期延迟扩展的能力。可基于先前的成功尝试将关于预期延迟扩展及在当时所测量的延迟扩展的信息反馈到初始获取算法，例如以设定用于TDM导频处理中的检测窗的长度。基于延迟扩展信息，用于处理专用TDM导频的算法可在干扰条件下自适应地修改时序获取参数以实现较稳健的性能。这可涉及将所述检测窗的所述长度减小到仅稍大于或等于最大预期延迟扩展，这减小了精细时序获取对信号噪声的敏感性。

Description

用于不同信道条件的改进式时序获取的方法及***

相关申请案

本申请案为2006年3月8日申请的标题为“精细时序获取(Fine Timing Acquisition)”的第11/372,394号美国专利申请案的部份接续申请案，其主张2005年3月10日申请的第60/660,901号美国临时专利申请案的优先权的权益，上述两者的全部内容特此以引用的方式并入。

本申请案主张2008年12月24日申请的标题为“用于不同信道条件的时序获取(Timing Acquisition for Varying Channel Conditions)”的第61/140,851号美国临时专利申请案的优先权的权益，所述专利申请案的全部内容特此以引用的方式并入。

技术领域

本发明涉及用于不同信道条件的改进式时序获取。

背景技术

在无线通信领域中，使用经时域多路复用(TDM)导频符号的时间获取常常用以获取无线通信***中的时序信息。已知的基于TDM导频的时序获取方法(例如，依赖时域信道估计的时序获取方法)易受噪声及干扰影响。明确地说，已知的TDM时序获取算法易受热噪声及其它来源影响。

发明内容

各种实施例***、电路及方法提供使用TDM导频的改进式接收器设备及获取算法。为使在存在噪声的情况下能够进行精细时间获取，使用长度减小的检测窗来检测TDM导频2信号。各种实施例尤其在其中TDM导频2由时域中的两个周期(各自含有2048个样本)组成的通信***中有用。在此情形下，基于TDM导频2的信道估计的长度可为2048个样本，且对应的滑动窗或TDM2检测窗可为全大小(长度为1024个样本)，或半大小(长度为512个样本)。然而，各种实施例可按比例缩放到TDM导频2的任何数目的周期及所述周期在时域中的任何长度。因此，如果TDM导频2由长度为N的时域周期组成，那么应用于从此导频获得的信道估计的全大小滑动窗的长度可为N/2个样本，而半大小窗的长度可为N/4个样本。另外，如果所估计的延迟扩展(delay spread)短于使用TDM导频2所获得的信道估计的四分之一(即，短于N/4或512个样本)，且调整到长于所估计的延迟扩展加某一安全裕量的最近整数，那么可实施计算上高效的硬件结构以最小化硬件复杂性且减少计算时间。

附图说明

并入本文中且构成本说明书的一部分的附图说明本发明的示范性实施例，且与上文所给出的一般描述及下文所给出的详细描述一起用以阐释本发明的特征。

图1为根据一实施例的正交频分多路复用(OFDM)***中的基站及无线接收器的框图。

图2A及图2B为根据一实施例的用于OFDM***的超帧结构的框图。

图3为根据一实施例的经时分多路复用(TDM)导频2的频域表示的图。

图4为根据一实施例的发射(TX)数据及导频处理器的框图。

图5为根据一实施例的OFDM调制器的框图。

图6为根据一实施例的TDM导频2的时域表示的图。

图7为根据一实施例的用于精细时序获取(FTA)的操作的时线的图。

图8为根据一实施例的符号时序检测器的框图。

图9A说明与使用导频2符号的精细时序有关的时序要素。

图9B说明使用滑动检测窗来识别第一及最后到达的导频符号。

图10A为检测窗起始位置处的累积能量的代表性曲线图。

图10B为图10A所示的累积能量曲线图的负导数的代表性曲线图。

图11A及图11B为根据一实施例的在1024窗模式及512窗模式中的精细时序获取的图。

图12A为根据一实施例的用于计算差d(n)及对仅使用1024窗模式的原始IFT块的所需修改的示范性IFT块的图。

图12B为在图12A中所说明的示范性IFT块中执行的操作序列的过程流程图。

图13为用于精细时序获取的实施例方法的过程流程图。

图14A及图14B为用于基于信道延迟扩展的测量而选择检测窗的长度的两种实施例方法的过程流程图。

图15为适合在一实施例中使用的移动装置的组件框图。

具体实施方式

将参考附图详细描述各种实施例。在可能的情况下，相同参考数字将贯穿各图用以指代相同或相似部分。对特定实例及实施方案的参考是出于说明性目的，且无意限制本发明或所附权利要求书的范围。

词语“示范性”在本文中用以表示“充当实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实施例未必应解释为比其它实施例优选或有利。

本发明中的术语“同步”是指由接收器执行以获得帧及符号时序的过程。接收器还可执行例如频率错误估计及信道估计等其它任务。同步可在不同时间发生，以改进时序且校正信道的改变。快速执行同步使信号的获取容易。

在以下描述中，给出特定细节以提供对实施例的透彻理解。然而，所属领域的技术人员将理解，可在不具有这些具体细节的情况下实践所述实施例。举例来说，电路可以框图形式展示，以便不会以不必要的细节来使所述实施例模糊。在其它例子中，可在无不必要的细节的情况下展示众所周知的电路、过程、算法、结构及技术，以避免模糊所述实施例。

而且，应注意，可将所述实施例描述为过程，所述过程被描绘为流程框图、流程图、数据流程图、结构图或框图。尽管流程框图可将操作描述为循序过程，但所述操作中的许多操作可并行或同时执行。另外，可重新排列操作的次序。在过程的操作完成时，终止所述过程，但所述过程可具有未包括于图中的额外步骤。过程可对应于方法、函数、过程、子例程、子程序等等。当过程对应于函数时，其终止对应于所述函数返回到调用函数或主函数。

此外，如本文中所揭示，术语“存储媒体”可表示用于存储数据的一个或一个以上装置，包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、磁性RAM、核心存储器、磁盘存储媒体、光学存储媒体、快闪存储器装置及/或用于存储信息的其它机器可读媒体。术语“机器可读媒体”包括(但不限于)便携式或固定存储装置、光学存储装置、无线信道及各种其它能够存储、含有或运载指令及/或数据的媒体。

此外，实施例可由硬件、软件、固件、中间件、微码、硬件描述语言或其任何组合来实施。当以软件、固件、中间件或微码实施时，可将用以执行必要任务的程序代码或代码段存储在例如存储媒体等机器可读媒体中。处理器可执行必要任务。代码段或机器可执行指令可表示过程、函数、子程序、程序、例程、子例程、模块、软件包、类，或指令、数据结构或程序语句的任何组合。可通过传递及/或接收信息、数据、自变量、参数或存储器内容而将代码段耦合到另一代码段或硬件电路。可经由包括存储器共享、消息传递、令牌传递、网络发射等的任何合适途径来传递、转发或发射信息、自变量、参数、数据等。

本文中所描述的同步技术可用于各种多载波***且用于下行链路以及上行链路。下行链路(或前向链路)是指从基站到无线接收器的通信链路，且上行链路(或反向链路)是指从无线接收器到基站的通信链路。为清楚起见，下文针对正交频分多路复用(OFDM)***中的下行链路来描述这些技术。导频检测结构非常适于广播***，但也可用于非广播***。

本文中所描述的各种实施例特别在其中TDM导频2由时域中的两个周期(各自含有2048个样本)组成的通信***中有用。此信号星座导致基于TDM导频2的长度可为2048个样本的信道估计，且用以检测TDM2信号的滑动窗(其也称作TDM2检测窗)可为全大小(即，长度为1024个样本)或半大小(即，长度为512个样本)。然而，各种实施例可按比例缩放到TDM导频2的任何数目的周期或所述周期在时域中的任何长度。因此，如果TDM导频2由各自长度为N的S个时域周期组成，那么应用于从此导频获得的信道估计的全大小滑动窗的长度为N/2个样本，而半大小窗的长度为N/4个样本。更一般的说，所述实施例可适应任何任意窗长度，只要所述长度短于N/2个样本，且以最小化预期延迟扩展与窗长度之间的开销的方式设计大小即可。

如本文中所使用，术语“接收器装置”及“接收器”是指经配置以使用OFDM编码及调制来接收所发射的无线通信信号的无线通***中的任一者或全部。此些接收器装置可包括移动多媒体广播接收器、蜂窝式电话，及包括能够解调OFDM符号的接收器电路以及可编程处理器及存储器的类似个人电子装置。

各种实施例涉及使用正交频分多路复用(OFDM)的信息输送***中的数据通信及同步。OFDM通信***可使用其中数据在帧或超帧中发射的发射结构，其中每一帧具有一特定持续时间。可在每一帧的不同部分中发送不同类型的数据(例如，业务/包数据、开销/控制数据、导频等等)。术语“导频”一般来说是指由发射器及接收器两者提前已知，且因此可由接收器辨识为传达预定信息(例如，时序或同步模式)的数据及/或发射模式。

经配置以接收OFDM信号的接收器通常需要获得准确的帧及符号时序，以便适当地恢复由发射器发送的数据。举例来说，接收器可能需要知晓每一帧的开始，以便适当地恢复在帧中发送的不同类型的数据。接收器常常并不知晓每一OFDM符号由发射器发送的时间，也不知晓由通信信道引入的传播延迟，或具有与发射器所使用的时间标准不同步的***时钟。在接收器的接收器电路首次通电时，情况尤其如此。接收器需要确定经由通信信道接收的每一OFDM符号的时序，以便适当地执行对所接收的OFDM符号的互补OFDM解调。

如本文中所使用，术语“时序同步”是指由接收器执行的用以获得帧及符号时序的一般过程，且还可包括使接收器时钟与广播信号同步。接收器还可执行例如频率错误估计及信道估计等其它任务。同步可在不同时间发生，以改进时序且校正信道的改变。快速执行同步使接收器对信号的获取容易。一般来说，可能存在三个层级的时序同步：(1)帧时序获取；(2)精细时序获取；及(3)数据模式时间跟踪。帧时序获取涉及及时获得帧的开始位置(即，帧开头)的大致估计。下文参考图8描述用于产生精细时序校正的检测器，在图8中，精细时序获取模块920对应于精细时序获取(FTA)的框图。在此特殊情况下，图8所示的样本缓冲器912具有长度N_c＝L。一般来说，类似于图8所示的结构的结构也可用于其它类型的时序同步(例如，数据模式时间跟踪)。在MediaFLO中，TDM导频1用于帧时序获取。数据模式时间跟踪(DMTT)或数据时序同步涉及在已获取时序同步之后保持所述时序同步。精细时序获取涉及细化TDM导频2的粗略时序估计且是各种实施例的标的物。

一个实施例提供用于使接收器的时序与所接收的正交频分多路复用(OFDM)信号同步的方法。在此过程内的第一时序获取步骤中，可用第一所接收的经时分多路复用(TDM)导频来执行第一时序获取，以确定对所接收的OFDM信号的过程时序估计。可用第二TDM导频来执行第二时序获取，以确定对于所接收的OFDM信号的OFDM符号的精细时序估计。可在第二TDM导频之前接收第一TDM导频，且精细时序估计可为过程时序估计的细化。在此过程中的第二时序获取步骤中，可确定信道分接头在检测窗内的累积能量，且可检测累积能量曲线的后边缘。在替代实施例中，可在第二时序获取步骤中确定前边缘及后边缘中的一或两者。根据第二时序获取步骤来调整符号边界位置。

各种实施例***及方法提供使用TDM导频的改进式接收器设备及获取算法。所呈现的时序获取方法提供适应改变的信道条件(明确地说，不同的预期延迟扩展(DS))的能力。可基于先前成功的尝试而将关于预期延迟扩展的信息反馈到初始获取算法。此信息在特定时间周期期间对于特定位置或特定市场可为固定的。基于延迟扩展信息，用于处理专用TDM导频的算法可在干扰条件下自适应地修改时序获取参数以实现较稳健的性能。

使时序获取方法适应信道条件(明确地说，信道延迟扩展)可添加时序获取对热噪声及其它干扰源的稳健性。时序获取算法的特定实施例取决于用于信道估计的导频符号，且使用所获得的信道脉冲响应来调整***时序。用于精细时序的方法之一依赖于检测使用TDM导频2符号所获得的时域信道估计内的有用信道信息。如果已知预期信道延迟扩展(DS)上的严格上限(tight upper bound)(其为在接收第一信号反射与最后信号反射之间所经过的时间)，那么如将在下文显而易见，精细时序同步算法变得对各种干扰源更稳健。

基于经时分多路复用(TDM)导频1处理的初始时序获取的结果为粗略时序估计。过程时序估计提供关于超帧的开头的信息，且给出TDM导频2的开头的粗略估计。通过使用TDM导频2结构的进一步时序估计，接收器估计后续OFDM符号的确切起始位置。此步骤被称为精细时序获取(FTA)。此计算的副产物为可用以初始化信道估计块的信道估计。

最初设计此算法是为了成功地处置在一个实施例中具有至多达1024个码片或样本的延迟扩展的信道。在一个实施例中，校正初始粗略时序估计的不准确性，使得在第-K个与第+1024-K个码片之间的任何处的粗略时序错误得以校正。在另一实施例中，可校正在第-256个与第+768个码片之间的错误。以时序校正到需要应用其时可用的方式来设计FTA处理。换句话说，在接收到下一符号之前完成FTA。

在一个实施例中，TDM导频2符号包括循环前缀，接着是时域中的两个相同导频2序列。接收器从基于粗略时序及经引入以避免从相邻符号收集数据的初始慎重偏移而确定的位置收集样本窗中的至少N_C＝N_FFT/2或2048个样本，其中N_FFT在不同实施例中可具有不同值。2048个样本对应于与信道进行卷积运算的一个TDM导频2序列周期的循环移位。在L点FFT、导频解调及IFFT之后，信道脉冲响应的循环移位继续存在。

接下来，确定此长度为2048的经循环移位的图像中的信道脉冲响应的开头。在长度为1024的检测窗内含有完整的信道能量。如果信道短于1024个码片，那么存在导致最大能量的若干个连续能量窗位置。在此情况下，算法选取分接头能量曲线的最后位置，因为这大体上对应于信道的第一到达路径(FAP)。这是通过考虑移动能量总和(running energy sum)及阶N_D的局部有限差分(local finite difference)的凸组合(convex combination)来实现。一旦FAP的位置位于长度为2048的经移位信道估计中，那么可容易地将此信息转换为在对后续OFDM符号进行取样时所应用的时序偏移。

在时序同步的过程期间的一组有关操作中，还估计信道延迟扩展。在一个实施例中，可将关于所述延迟扩展的上限的信息反馈到精细时序获取算法，以便进一步微调检测窗的长度。归因于与经匹配滤波的原理相差不大的原理，如果检测窗的长度紧密地对应于信道的最大预期延迟扩展，那么因信道估计上的热噪声或其它干扰源而导致的信道位置检测错误可展示为得以减小。由于所描述的算法可自适应地操作，而当前观察到的信道延迟扩展条件被连续地馈送到FTA算法，因此此过程可继续得出改进的时序同步结果 (与原先揭示的方法相比)。

时序同步的准确性是通过将其与信道估计联系起来且将累积分接头能量曲线及其一阶导数两者并入检测FAP中来实现。同时，这导致此方法对过大延迟扩展的稳健性。TDM导频2的重复性结构产生信道估计的循环移位。这些循环移位与时序偏移之间存在简单的一一对应。TDM导频2符号的结构及被慎重引入的初始偏移使***对粗略时序获取估计的错误更稳健。最后，在一个实施例中，符号时序搜索器块中的FTA操作的架构及其与IFFT块的相互结合(intermesh)使得其在计算上高效且允许满足严格的计算时间要求。

另外，如果所估计的延迟扩展短于使用TDM导频2所获得的信道估计的四分之一(即，短于512个样本)，那么可实施计算上高效的硬件结构来最小化硬件复杂性且减少计算时间。更一般的说，可适应短于N/2的任何持续时间。然而，为便于描述，仅详细描述N/2及N/4实施方案。

图1说明根据一实施例的OFDM***100中的基站110及无线接收器150的框图。基站110通常为固定台，且还可称作基站收发器***(BTS)、接入点或某一其它术语。无线接收器150可为固定的或移动的，且还可称作用户终端、移动台或某一其它术语。无线接收器150还可为便携式单元，例如蜂窝式电话、手持式装置、无线模块、个人数字助理(PDA)、电视接收器等等。

在基站110处，发射器(TX)数据及导频处理器120接收不同类型的数据(例如，业务/包数据及开销/控制数据)，且处理(例如，编码、交错及符号映射)所接收的数据以产生数据符号。如本文中所使用，“数据符号”为用于数据的“调制符号”，“导频符号”为用于导频的调制符号，且调制符号为针对一调制方案(例如，M-PSK、M-QAM等等)的用于信号星座中的点的复合值。导频处理器120还处理导频数据以产生导频符号，且将数据及导频符号提供到OFDM调制器130。

如下文更详细地描述，OFDM调制器130将数据及导频符号多路复用到适当的子带及符号周期上，且对经多路复用的符号执行OFDM调制以产生OFDM符号。发射器(TMTR)单元132将OFDM符号转换成一个或一个以上模拟信号，且进一步调节(例如，放大、滤波、上变频转换等)所述模拟信号以产生经调制的信号。基站110发射来自天线134的经调制的信号，以供OFDM***100中的无线接收器接收。

在无线接收器150处，从基站110发射的信号由天线152接收，且提供到接收器单元154。接收器单元154调节(例如，滤波、放大、下变频转换等)所接收的信号，且数字化所述经调节的信号以获得输入样本流。OFDM解调器160对输入样本执行OFDM 解调，以获得所接收的数据及导频符号。OFDM解调器160还通过信道估计(例如，频率响应估计)而对所接收的数据符号执行检测(例如，经匹配滤波)，以获得经检测的数据符号，其为由基站110发送的数据符号的估计。OFDM解调器160将经检测的数据符号提供到接收(RX)数据处理器170。

同步/信道估计单元(SCEU)180从接收器单元154接收输入样本，且执行同步以确定帧及符号时序(如下文所描述)。SCEU 180还使用从OFDM解调器160所接收的导频符号来得出信道估计。SCEU 180将符号时序及信道估计提供到OFDM解调器160，且可将帧时序提供到RX数据处理器170及/或控制器190。OFDM解调器160使用符号时序来执行OFDM解调，且使用信道估计来执行对所接收的数据符号的检测。

RX数据处理器170处理(例如，符号解映射、解交错、解码等等)来自OFDM解调器160的经检测的数据符号，且提供经解码的数据。RX数据处理器170及/或控制器190可使用帧时序来恢复由基站110发送的不同类型的数据。一般来说，由OFDM解调器160及RX数据处理器170进行的处理分别与由在基站110处的OFDM调制器130以及TX数据及导频处理器120进行的处理互补。

控制器140、190可分别指导基站110处及无线接收器150处的操作。控制器140、190可为处理器及/或状态机。存储器单元142、192可分别提供对由控制器140及190使用的程序代码及数据的存储。存储器单元142、192可使用各种类型的存储媒体来存储信息。

基站110可将点对点发射发送到单个无线接收器、将多播发射发送到无线接收器群组、将广播发射发送到在其覆盖区域下的所有无线接收器，或其任何组合。举例来说，基站110可将导频及开销/控制数据广播到在其覆盖区域下的所有无线接收器。在各种情形及实施例中，基站110可进一步将用户特定数据单播发射到特定无线接收器、将多播数据发射到无线接收器群组及/或将广播数据发射到所有无线接收器。

图2A说明可用于OFDM***100的超帧结构200的图。数据及导频可在帧或超帧中发射，其中每一帧或超帧具有预定持续时间。超帧还可称作帧、时隙或某一其它术语。在此实施例中，每一超帧包括用于第一TDM导频的TDM导频1字段212、用于第二TDM导频的TDM导频2字段214、用于开销/控制数据的开销字段216，及用于业务/包数据的数据字段218。

四个字段212到218在每一超帧中时分多路复用，使得在任何给定时刻仅发射一个字段。还以图2所示的次序排列所述四个字段，以促进同步及数据恢复。可使用导频字段212及214中的在每一超帧中首先发射的导频OFDM符号来检测字段216中的在超帧中紧接着发射的开销OFDM符号。可接着使用从字段216获得的开销信息来恢复数据字段218中所发送的在超帧中最后发射的业务/包数据。

在一实施例中，TDM导频1字段212运载用于TDM导频1的一个OFDM符号，且TDM导频2字段214还运载用于TDM导频2的一个OFDM符号。一般来说，每一字段可具有任何持续时间，且可以任何次序排列所述字段。TDM导频1及2在每一帧中周期性地广播，以促进通过无线接收器进行的同步。开销字段216及/或数据字段218还可含有与数据符号一起频分多路复用的导频符号(如下文所描述)。

OFDM***100具有为BW MHz的总***带宽，其分割成使用OFDM的N个正交子带。邻近子带之间的间距为BW/N MHz。在N个总子带中，M个子带可用于导频及数据发射，其中M＜N，且其余N-M个子带可不使用且充当防护子带。在一实施例中，OFDM***使用具有N＝4096个总子带、M＝4000个可用子带及N-M＝96个防护子带的OFDM结构。一般来说，具有任何数目的总子带、可用子带及防护子带的任何OFDM结构均可用于OFDM***。

可设计TDM导频1及2以促进通过***中的无线接收器进行的同步。无线接收器可使用TDM导频1来检测每一帧的开始、获得符号时序的粗略估计且估计频率错误。无线接收器可使用TDM导频2来获得较准确的符号时序。

图2B说明可用于OFDM***100的超帧结构200的另一实施例的图。此实施例以TDM导频2214接在TDM导频1 212后面，在TDM导频1 212与TDM导频2 214之间添加开销OFDM符号216。开销符号的数目及持续时间是已知的，使得到TDM导频1符号212的同步允许估计TDM导频2符号将在何处开始。

图3说明频域中的TDM导频2214的实施例的图。对于此实施例，TDM导频2214包含在L个子带上发射的L个导频符号。所述L个子带跨越N个总子带均匀地分布，且由S个子带相等地间隔开，其中S＝N/L。举例来说，N＝4096、L＝2048且S＝2。对于N、L及X还可使用其它值。值得注意的是，在任何OFDM波形中，当频域中的两个非零子带之间的分离为S＝N/L时，在时域中将存在S个时域周期。TDM导频2 214的此结构可提供在各种类型的信道(包括严苛的多路径信道)中的准确符号时序。无线接收器150还可能能够：(1)以高效方式处理TDM导频2 214，以在下一OFDM符号(其在一个实施例中恰处于TDM导频2之后)到达之前获得符号时序；及(2)将所述符号时序应用于此下一OFDM符号，如下文所描述。选择用于TDM导频2的L个子带，使得对于所述TDM导频2214产生S个相同导频2序列。

图4说明根据一实施例的基站110的TX数据及导频处理器120的框图。在导频处理器120内，TX数据处理器410接收、编码、交错及符号映射业务/包数据以产生数据符号。

位到符号映射单元430从PN产生器420接收导频数据，且基于调制方案将导频数据的位映射到导频符号。对于导频212、214可使用相同或不同调制方案。在一实施例中，QPSK用于TDM导频1及2两者。在此情况下，映射单元430将导频数据分组成2位二进制值，且进一步将每一2位值映射到特定导频调制符号。对于QPSK，每一导频符号为信号星座中的复合值。如果QPSK用于TDM导频，那么映射单元430将TDM导频1的2L₁个导频数据位映射到L₁个导频符号，且将TDM导频2的2L₂个导频数据位映射到L₂个导频符号。多路复用器(Mux)440接收来自TX数据处理器410的数据符号、来自映射单元430的导频符号以及来自控制器140的TDM_Ctrl信号。多路复用器440将导频212、214的导频符号及每一帧的开销及数据字段的数据符号(如图2A及图2B所示)提供到OFDM调制器130。

图5说明根据一实施例的基站110的OFDM调制器130的框图。符号到子带映射单元510从TX数据及导频处理器120接收数据及导频符号，且基于来自控制器140的Subband_Mux_Ctrl信号而将这些符号映射到适当的子带上。在每一OFDM符号周期中，映射单元510在用于数据或导频发射的每一子带上提供一个数据或导频符号，且对于每一不使用的子带提供“零符号”(其为零信号值)。用零符号来代替指定用于不使用的子带的TDM导频符号212、214。对于每一OFDM符号周期来说，映射单元510对于N个总子带提供N个“发射符号”，其中每一发射符号可为数据符号、导频符号或零符号。

离散傅立叶逆变换(IDFT)单元520对于每一OFDM符号周期接收N个发射符号、通过N点IDFT将所述N个发射符号变换到时域，且提供含有N个时域样本的“经变换”符号。每一样本为将在一个样本周期中发送的复合值。如果N为二的幂(通常为此情况)，那么还可执行N点快速傅立叶逆变换(IFFT)来代替N点IDFT。

并行到串行(P/S)转换器530串行化每一经变换符号的N个样本。循环前缀产生器540接着重复每一经变换符号的一部分(或C个样本)，以形成含有N+C个样本的OFDM符号。举例来说，循环前缀为OFDM符号的最后512个样本。循环前缀用以对抗由通信信道中的长延迟扩展引起的符号间干扰(ISI)及载波间干扰(ICI)。一般来说，延迟扩展为接收器150处的FAP与最晚到达路径(latest arriving path，LAP)之间的时间差。OFDM符号周期(或简称“符号周期”)为一个OFDM符号的持续时间，且等于N+C个样本周期。

图6说明根据一实施例的TDM导频2的时域表示的图。TDM导频2的OFDM符号(或“导频2OFDM符号”)也由长度为N的经变换符号及长度为C的循环前缀组成。TDM导频2的经变换符号含有X个相同导频2序列，其中每一导频2序列含有L个时域样本。TDM导频2的循环前缀由经变换符号的C个最右边样本组成，且***于经变换符号的前面。举例来说，如果N＝4096、L＝2048、X＝2且C＝512，那么导频2 OFDM符号将含有两个完整的导频2序列，其中每一导频2序列含有2048个时域样本。TDM导频2的循环前缀将仅含有导频2序列的一部分。

图7说明根据一实施例的用于FTA的时线800的框图。FAP检测或信道位置搜索作为FTA的最后阶段而执行。在过程的所描绘部分中，在步骤812中搜集长度为N_C的样本窗。接下来，在步骤814中，对样本窗执行N_C点FFT，其中N_C在此实例中为2048，且存在四个。使用隔行序列(interlace sequence)6、4、2及0以512点FFT的级联来进行FFT。在步骤816中，在同一隔行序列中对导频信息进行解调，且从副载波外推(extrapolate)。在步骤818中，对经解调的导频执行N_C点IFFT，作为使用同一隔行序列的512点IFFT的级联。在步骤816完成之后，对6、4及2隔行的转动乘法(twiddle multiply)开始。在步骤820中，初始化FTA搜索以开始寻找FAP的过程。此管线式过程在下文中进一步描述且允许较快速地确定FAP。

图8说明根据一实施例的精细时序获取检测器720的框图。在此实施例中，精细时序获取检测器720基于TDM导频2 OFDM符号而产生精细时序校正。在精细时序获取检测器720内，样本缓冲器912从接收器单元154接收输入样本，且存储具有TDM导频2OFDM符号的L个输入样本的“样本”窗。通过初始偏移***单元910来确定样本窗的开始(从由帧检测器710提供的帧时序开始)。样本缓冲器接着由L点离散傅立叶变换(DFT)914处理，L点离散傅立叶变换(DFT)914输出到导频解调器916，导频解调器916输出到L点离散傅立叶逆变换(IDFT)，L点离散傅立叶逆变换(IDFT)输出到精细时序获取处理模块920，精细时序获取处理模块920基于对TDM导频2信道脉冲响应进行的搜索而完成精细时序获取，其输出为精细时序校正信号。

图9A说明根据一实施例的对导频2OFDM符号的处理的时序图。帧检测器可基于导频1OFDM符号而提供包括错误的粗略符号时序T_C。偏移***块可确定T_W以定位样本窗1012。导频2 OFDM符号含有S个相同导频2序列，其中每一导频2序列具有长度L(例如，如果N＝4096且L＝2048，那么含有长度为2048的两个导频2序列)。具有N_C个输入样本的样本窗1012由样本缓冲器912针对在位置T_W处开始的导频2 OFDM符号而收集。精细时序算法寻求定义过程符号时序(即，T_C)中的错误。

使样本窗1012的开始从粗略符号时序T_C延迟初始偏移OS_init，或T_W＝T_C+OS_init。初始偏移不需要特别准确，且经选择以确保一个完整导频2序列收集于样本缓冲器912中(尽管过程时序估计中可能存在错误)。还可将初始偏移选择为足够小，使得对于导频2OFDM符号的处理可在下一OFDM符号到达之前完成，以便可将从导频2 OFDM符号获得的符号时序应用于此下一OFDM符号。

图9B说明根据一实施例的来自IDFT单元918的L分接头信道脉冲响应的图。脉冲响应展示信道估计中的循环移位。L个分接头中的每一者与所述分接头延迟处的复合信道增益相关联。信道脉冲响应可经循环移位，这意味着信道脉冲响应的尾部部分可绕回(wrap around)，且在来自IDFT单元918的输出的较早部分中出现。

精细时序获取模块920可基于对TDM导频2符号脉冲响应所进行的搜索而确定精细时序校正。可将精细时序获取模块920的固定点功能性划分成两个子区段：关于信道位置的块及关于精细时序校正的块。可通过跨越信道脉冲响应滑动长度为N_W的“检测”窗1016来实现对信道能量的开头的此检测(如图9B中所指示)。可如下文所描述来确定检测窗大小。在一个实施例中，可将N_W挑选为所估计的信道延迟扩展DS上的严格上限。在每一窗起始位置，计算落在检测窗内的所有分接头的能量，以寻找展示为图10A中的曲线的分接头能量。

图10A说明根据一实施例的不同窗起始位置处的累积能量的曲线图。检测窗循环地向右移位，以便在所述检测窗的右边缘到达索引N_C处的最后分接头时，所述窗绕回到索引1处的第一分接头。因此，对于每一检测窗起始位置，收集相同数目的信道分接头的能量。

可基于***的预期延迟扩展而选择检测窗大小N_W。无线接收器处的延迟扩展为无线接收器处的最早与最晚到达的信号分量之间的时间差。***的延迟扩展为***中的所有无线接收器当中的最大延迟扩展。如果最大检测窗大小等于或大于***的延迟扩展，那么此检测窗在适当地对准时将俘获信道脉冲响应的所有能量。在无线接收器处的延迟扩展显著较短的位置中，可减小检测窗大小以减小检测错误的概率。在一个实施例中，还可将检测窗大小N_W选择为不超过N_C的一半(或N_W≤N_C/2)，以避免对信道脉冲响应的开头的检测的含糊度(ambiguity)。在另一实施例中，可根据延迟扩展DS的估计值来调适窗大小N_W以使其不超过最大值N/2。实际上，即使可超过N/2，此方法也需要对信道行为的一些另外假定。由于通常可能并不恰在初始时序获取之后提出这些假定，因此将N_W限于N/2在此上下文中可为足够的。

图10B展示累积能量曲线的负导数的实例。信道脉冲响应的开头或FAP可通过以下步骤来检测：(1)确定在所有检测窗1016起始位置(如图10A的累积能量曲线中所示)当中的峰值能量；及(2)如果多个窗起始位置具有相同或类似峰值能量，那么识别具有峰值能量的最右边检测窗1016的起始位置。可从检测窗1016中的分接头能量与来自最大分接头能量曲线的有限差的加权总和得出第n个检测窗位置的计分值(scoring value)V_n。举例来说，可使用以下等式来计算计分值V：

V_n＝α*E_n-ND-(1-α)*D_n 等式1

其中E_n-ND为第(n-N_D)个检测窗位置的累积能量；α为加权因子；且D_n为第n个检测窗位置的有限差，根据以下公式来计算D_n：

D_{n} = Σ_{i = N_{D}}^{{2 N}_{D} - 1} E_{n - i} - Σ_{i = 0}^{N_{D} - 1} E_{n - i}

等式2

使此计分值V最大化高效地找到分接头能量曲线的最大区的后边缘。还可将不同窗起始位置的能量平均化或在有噪声信道中滤波。在任何情况下，将信道脉冲响应的开头表示为图10B中的FAP。一旦确定信道脉冲响应的开头T_B，就可唯一地计算精细符号时序校正。可设计这些校正，以便使FAP位置或图9中的位置T_B靠近下一OFDM符号期间的信道估计的位置零。

在另一实施例中，精细时序校正可取决于FAP位置以及所估计的信道延迟扩展DS两者。可通过寻找累积能量曲线的前边缘及后边缘两者来确定此延迟扩展DS。与寻找后边缘类似，可通过将累积能量(E_n)与其正有限差(D_n)的加权总和进行计分来寻找前边缘。

在不同实施例中，精细时序搜索器首先寻找出现最大累积能量的位置T_M，且存储此最大值E_M。接下来，检查在T_M左边及右边的累积能量曲线，以便定位累积能量下降到低于值(1-b)E_M(对于某一预定值b来说，小于1)的位置。换句话说，将累积能量曲线的前边缘及后边缘定义为在检测窗1016上累积能量从其最大值下降某一百分比(例如，5％或3％)之处。所述百分比定义在最大分接头能量位置周围的频带。进入所述频带定义所述频带中的平坦部分的前边缘T_L，而离开所述频带定义所述频带中的平坦部分的后边缘T_T。后边缘与第一到达路径的位置重合，而前边缘等于最后到达路径减N_W。前边缘与后边缘之间的差等于N_W减延迟扩展DS。因此，可将延迟扩展DS计算为DS＝N_W-T_T-T_L。一旦已计算出DS，就可确定精细时序校正，使得信道内容保持在下一 OFDM符号期间在信道估计中的循环前缀区域内居中。

值得注意的是，由于此替代方法确定前边缘及后边缘，因此还可使用此方法来计算FAP，且因此计算精细时序偏移。与第一方法相反，此方法需要两遍式算法(2-pass algorithm)，且因此，图12不再适用于所述方法。而且，此计算的时序预算可能不符合每种实施方案的需要或约束。

图11A及图11B说明精细时序获取中所涉及的信号及检测窗。此图说明使用2K个信道(即，2047个信道)的通信***，其中已知将信道延迟扩展限于512个码片。这些图说明在包括TDM导频2 214的所有所接收图像的信号部分上的码片(具体地说，从分接头0到2047)中的所接收能量对时间。归因于多路径效应，将接收到多个TDM导频2符号214(以第一到达导频(FAP)1100开始)。如上文所论述，信道脉冲响应的开头或FAP可通过以下步骤来检测：确定在所有检测窗起始位置当中的峰值能量；以及在多个窗起始位置具有相同或类似峰值能量的情况下，识别具有峰值能量的最右边检测窗起始位置。这说明于图11A中，图11A展示三个检测窗1102、1104及1106，各自长度为1024个码片。

如果假定信道延迟扩展DS在长度为2048(经压缩)的信道估计中限于512个码片，那么使用如图11B中所说明的长度为512的滑动窗代替如图11A中所说明的长度为1024的滑动窗来执行FAP检测可为有益的。

图11A说明在延迟扩展小于或等于1024个码片长度的一半(例如，512个码片)，且使用滑动窗检测方法导致信道位置的含糊度时，如何使用长度为1024个码片的检测窗。检测窗1102在码片0处开始，且因此，将得到累积能量值E(0)。检测窗1104早于码片0而开始，使得最后到达TDM导频2 1101正好在检测窗的结尾的范围内。检测窗1106在码片0之后开始，使得FAP 1100正好在检测窗的开头的范围内。因此，以检测窗1104开始且以检测窗1106结束的每一滑动检测窗将对于所有TDM导频2 214记录相同累积能量。这产生累积能量曲线图中的“平坦区”1108，因为在检测窗1104与检测窗1106之间的滑动窗中的每一递增步长不会引起最大累积能量因遗漏TDM导频2 214中的任一者而改变。此“平坦区”1108导致信道位置中的含糊度1110的持续。在“平坦区”期间的噪声将引起累积能量曲线图中的涟波(ripple)，其可导致FAP的检测时的错误，同步中的时序错误可能发生。如果平坦区相当长，那么错误的时序同步的可能性。而且，如果平坦区较长，且噪声尖峰引起FAP的错误检测，那么FAP离真正FAP的量可能非常大，从而导致时序同步中的大错误。在此情形发生时，时间跟踪算法可能不能够补偿，因为所述算法假定时序同步中的任何错误均较小。

相比来说，图11B说明缩短检测窗如何使用滑动检测窗方法来减小信道位置的含糊度。图11B展示相同的TDM导频2 214集合，但三个检测窗1112、1114、1116的长度为512个码片。因此，含糊度1118在以最后到达TDM导频2 1101结束的检测窗1114与以FAP 1100开始的检测窗1116之间的的持续时间极大地减小。含糊度的此减小的持续时间简化了检测算法，且还减少必须计算的不同临时内值d(n)的数目，从而使差值能够临时存储在存储器中以用于加速FTA算法。

减小检测窗的长度的益处是双倍的。第一，在累积能量中俘获的信道与噪声比率(C/N)(且因此，计分计算)可改进3dB。C/N为有用信号信息与TDM导频2信道估计中存在的干扰(热噪声及其它干扰源)的比率。因此，减小窗长度减小了在搜索TDM导频2时所处理的噪声的量。

第二，缩短检测窗长度可限制因有噪声信道估计而导致的时序错误。这是因为在单分接头信道中，因累积于“平坦区”1108中的噪声而导致的时序错误可几乎等于滑动窗的长度(如在图11A中所说明)。因此，较短检测窗将较严格的上限强加于在TDM2处理之后的残余时序错误上。单独处理器或其它逻辑单元可基于部署情况及字段数据而挑选滑动窗的长度。举例来说，如果对所接收的信号的分析指示信道延迟扩展小于或等于512个码片，那么可将检测窗设定为长度为512(即，N/4)，如在图11B中所说明。一旦选定检测窗长度，就不期望在特定位置内的操作期间改变检测窗长度。

在各种实施例中，关于信道中的平均延迟扩展DS的信息用以确定用于FTA算法的检测窗的大小。如上文所指出，可通过寻找累积能量的前边缘及后边缘两者来确定延迟扩展。可通过对累积能量与正有限差的加权总和进行计分来寻找前边缘及后边缘两者。通过重复确定信道的延迟扩展且平均化随时间推移的结果，可计算出平均或预期延迟扩展，且将其用于设定检测窗长度。或者，可使用时间加权平均信道估计来确定平均延迟扩展。用于确定平均延迟扩展及用于时序同步中的其它信息的方法及电路揭示于标题为“对信道衰落稳健的时序获取方法及***(Methods and Systems for Timing Acquisition Robust to Channel Fading)”(代理人案号090590)的第________号中美国专利申请案中，所述专利申请案与本发明同时提出申请，所述专利申请案的完整内容特此以引用的方式并入。可使用时间加权平均信道估计信息来确定最大预期延迟扩展，根据所述最大预期延迟扩展可设定检测窗长度，使得检测窗大于或等于最大可构想延迟扩展(但不长于必要长度)。

在使用长度为1024的窗时，IFT块可计算两个移动总和(running sum)且并行地计分：E(n)及E([n+1024]_mod 2048)。可通过计算E(0)及E(1024)以及临时内值d(n)(n＝0到 n＝1023)来推动所述过程。

图12A说明用于使用为N/2(即，长度1024)及N/4(即，长度512)的两个窗大小来识别用于精细时序获取的FAP的实施例计算电路。图12B说明可在所述实施例计算电路中实现的操作序列1250。在第11/372,394号美国专利申请案中提供关于在各种实施例中的精细时序获取中所涉及的操作的另外细节，本申请案主张所述专利申请案的优先权，且所述专利申请案以引用的方式并入本文中。FFT架构用以允许FFT处理的第一阶段的计算与传入的数据并行。在2005年8月11日颁布的第7,551,545号美国专利中描述实例FFT架构，所述专利出于所有目的以引用的方式并入本文中。挑选FFT实施方案以与每一隔行的子带数目(N_I)匹配。举例来说，如果导频2使用N_I＝512及4个隔行，那么将FFT实施方案挑选为4×512FFT的级联，且在接收到样本时计算4点FFT(在无额外等待时间的情况下)。

在计算的开始处，可初始化E(0)及E(1024)的值(步骤1252)，且初始化d(n)、d(n+512)、d(n+1024)及d(n+1536)的值(步骤1254)。可按针对速度而优化的特定次序来针对隔行计算512点FFT。举例来说，如果TDM导频2在偶数副载波上发射，那么可按以下次序6、4、2及0来执行FFT。可在逐隔行基础上执行导频解调。一旦完成导频解调，就计算2048点IFFT。这可按三个步骤来执行。首先，通过512点IFFT来处理隔行6、4、2及0。第二，仅对隔行6、4及2应用转动乘法。隔行0不使用任何转动乘法。因此，对隔行0的IFFT可与对其它隔行的转动计算并行发生，从而节省时间。第三，执行4点IFFT以组合512点IFFT输出。在计算IFFT之后，将4点IFFT阶段与FAP检测算法的初始化加以组合。4点IFFT提供信道估计h(i)的以下样本：h(n)、h(n+N_W/2)、h(n+N_.sub.W)、h(n+3N_W/2)(0≤N_W/2-1)。

给定处于相同索引范围内的E(n)，可将E(n+1)计算为E(n)-d(n)。注意，在n的相同范围中，可将E([n+1024+1]_mod 2048)计算为E(n+1024)+d(n)。因此，IFT块1410可能仅需要存储在0≤n≤1023范围内的临时内值d(n)。为使这能够进行，将额外存储器包括在IFT块1410内，或提供对额外存储器的存取以存储临时内值d(n)。在支持2K实施方案的实施例中，这需要为1024×12个位的额外存储。

在一实施例中，两个移动总和E(n)及E([n+1024]_mod 2048)可保持并行，以便减小总计算时间(如在图12A中所说明)。滑动窗可具有为1024或512的长度。在长度为512的滑动窗的情况下，d(n)的定义变成：

d(n)＝|h(n)|²-|h([n+512]_mod2048)|²(0≤n≤2047) 等式3

其中h(n)为复合时域信道估计元素(“信道估计分接头”)。如本文中所使用，s(n)及d(n)为用以计算累积能量En及有限差Dn的中间内值。

在已在第1阶段周期中计算值的初始总体(initial population)的所有d(n)(所有2048个值)之后，可计算E(n)值，并将其存储在存储器中，且用于使用等式2来计算D(2N_D-1)及D(2N_D+1023)的初始有限差值(步骤1255)。

此后，在更新的稳态(第2阶段周期)中，所述计算使所存储的值循环通过样本窗位置n，从而将移动总和前推为：E(n+1)＝E(n)-d(n)及E(n+1024+1)＝E(n+1024)-d(n+1024)(在0与1022之间的索引的范围内)(步骤1256)。在步骤1258中，可使用经更新的E值来更新有限差值D(n)(与对应V(n)值的计算一起进行)。在此阶段中，跟踪最大V值连同n值，其中V经最大化。在步骤1258中，可使用更新公式来计算有限差值：

D[n+2N_D]＝D[n+2N_D-1]-E[n]+2*E[n+N_D]-E[n+2N_D-1] 等式4

如果尚未达到最大n值(即，确定步骤1260＝“否”)，那么可选择下一n(步骤1262)，且可重复步骤1256中计算E(n+1)及E(n+1025)的过程，以及步骤1258中更新D(n+1)及D(n+1025)及计算新V(n)及V(n+1025)的过程。

一旦达到最大n值(即，确定步骤1260＝“是”)，就可在步骤1264中在第3阶段中最后定下边缘条件，且可计算有限差D(0)…D(2N_D-2)及D(1024)…D(2N_D+1022)，连同计算对应的V(n)。可从这些值确定V_max＝V(n_max)值连同对应于最大值V_max的索引n_max。在此步骤中，还从n_max确定FAP。

图13中的过程流程图说明可在检测窗具有长度512时实施的FTA操作序列1300。这些操作可包括以下步骤。在步骤1301中，设定n＝0，且在步骤1302中，计算E(n)及E(n+1024)，其现在定义为：

E (0) = Σ_{n = 0}^{511} {| h (n) |}^{2};

E (1024) = Σ_{n = 1024}^{1535} {| h (n) |}^{2}

等式5

因此，在初次通过循环时，步骤1302计算E(n)及E(1024)。同时，硬件或软件/硬件模块通过并行计算四组值d(n)、d(n+512)、d(n+1024)及d(n+1536)来计算所有n的d(n)(步骤1304)。可将这些值中的每一者存储在内部存储器中。在检测窗滑过分接头值时，电路根据等式1到3同时计算差d(n)及计分V(n)(步骤1306)。可将所计算的计分值V(n)中的每一者与移动最大计分进行比较，以确定是否达到新的最大计分值(确定1308)。所计算的计分V(n)可考虑在确定窗E内所接收的总能量及关于能量d的改变的信息，以便适应信号中的噪声。如果所计算的计分V(n)超过先前最大计分V_max(即，确定1308＝“是”)，那么将当前计算的计分V(n)存储为当前最大计分V_max，且将对应的索引n存储为所述最大计分的索引n_max(步骤1310)。如果可将当前索引与最大值(即，N-1)进行比较，以确定是否已评估确定窗内的所有索引(确定1312)。只要增量小于最大值(即，确定1312＝“否”)，累积窗就滑动一个增量(即，递增n)(步骤1314)，且通过返回到步骤1302以计算E(n)及E(n+1024)(如上文所描述)来重复所述过程。在滑动累积窗的过程中，应注意：

E(n+1)＝E(n)-d(n)，E(n+1025)＝E(n+1024)-d(n+1024)；0≤n≤1022 等式4

在达到最后索引n时(即，确定1312＝“是”)，所述过程解出d(n)及V(n)的边界值、将最大值的最后索引n_max设定为FAP的索引(即，n_FAP)，且将n_FAP值返回到起始过程。应注意，在此过程中，有可能针对n的一个以上值达到V(n)的最大值，在所述情况下，将最后最大值的索引n认为是最终答案。还有可能在滑动过程结束且考虑所有值之前，将V(n)的一个以上值宣布为最大值。

在检测到FAP且将FAP位置n_FAP存储在变量中的情况下，可将所述结果用于施加时序校正。在此过程中，将表示绕回信道估计的FAP的位置的整数值转译成作为FTA算法的最终结果的精细时序偏移。

值得注意的是，有可能在两阶段过程中计算精细时序偏移，其中首先基于一个信道估计而计算FAP及延迟扩展，且接着基于随时间的过去而平均化的大量信道估计再次计算FAP及延迟扩展。

虽然前述实例实施例描述了长度为512个码片及1024个码片的检测窗，但本发明不限于检测窗的这些特定长度，且可大体上基于检测信道条件而实施。一般来说，上文所描述的方法及电路可用于短于信道大小的二分之一(例如，N/2、N/4、N/6、N/8等等)的制订为长于所估计的延迟扩展加某一安全裕量的最近整数的长度为N_W的检测窗。因此，图12中的硬件简化可扩展到可比图12所示的仅两个长度具有更多检测窗长度的其它***。TDM-2符号的长度粗略地与副载波的数目成比例，所以如果信道持续时间的长度为N，那么可将检测窗设定成N/2或N/4，其可使用所检测的信道延迟扩展而自我调适。在另一实施例中，检测窗可具有任何长度，且不限于N/2或N/4。

图14A说明用于基于所估计的最大信道延迟扩展而设定检测窗的大小的实施例方法1400。在方法1400中，在步骤1402中，可分析累积能量曲线以识别如上文所描述的前边缘及后边缘。在步骤1404中，可使用累积能量曲线的前边缘与后边缘之间的时间差(其定义FAP及最后到达导频(LAP))来计算信道的延迟扩展。在步骤1406中，通过在若干个循环中重复地计算延迟扩展，可确定最大延迟扩展，且通过确定在一段时间内的最大延迟扩展，可确定平均最大延迟扩展，且可计算信道的延迟扩展的统计数据(例如，标准偏差或标准误差)。在步骤1408中，使用所计算的信道平均最大延迟扩展及潜在地关于其可变性的统计数据，可将检测窗的长度选择为大于或等于最大可构想延迟扩展的长度。此步骤的目标是将检测窗设定成刚好足够大以使其大于最大可构想延迟扩展，但不再比其更大。举例来说，可将延迟窗设定于等于平均延迟扩展加所述平均值的两个或三个标准偏差的长度，从而提供96％到99％的可能性使延迟窗将包含可在当前条件下遇到的任何延迟扩展。

图14B说明用于使用关于平均延迟扩展的信息来设定检测窗长度的另一实施例方法1450，所述信息是从标题为“对信道衰落稳健的时序获取方法和***(Methods and Systems for Timing Acquisition Robust to Channel Fading)”(代理人案号090590)的第_______号美国专利申请案中所揭示的过程获得，所述专利申请案以引用的方式并入上文中。所述申请案揭示时间平均信道估计的方法，从所述时间平均信道估计确定时间平均FAP及LAP值以用于时序偏移计算以补偿衰落条件。在步骤1452中，可使用以所述方法产生的时间平均FAP及LAP(即，FAP_ave及LAP_ave)来计算平均延迟扩展。举例来说，可将平均延迟扩展计算为DS_ave＝FAP_ave-LAP_ave。使用此值，在步骤1454中，***可(例如)通过将平均延迟扩展乘以一因子以考虑延迟扩展的可变性而将检测窗设定于大于最大可构想延迟扩展的长度。

通过实施此过程，可设定检测窗大小，所述检测窗大小最小化平坦区，且因此减小由信道上的噪声引起的精细时序同步的量值。可随时间的过去而重复此过程，以针对不同的接收条件调整检测窗大小，藉此使接收器装置能够适应延迟扩展的改变(如可在接收器装置从具有相对较少多路径信号源的区域(例如，可发生于乡村)移动到具有许多多路径信号源的区域(例如，可发生于城市或山区)时发生)。如果，那么周期性地重复所述过程还将使检测窗能够增大。

总之，前述实施例提供用于在存在噪声的情况下通过基于由***获得的关于经平均化的信道长度的信息而缩短检测窗来应用时序获取的改进式方法。确定信道估计的长度，且将检测窗的长度设定为所述长度的二分之一。因此，如果信道估计具有为2048的长度，那么最大检测窗长度为1024。为减小对噪声的敏感性，将检测窗设定大小为信道中的预期延迟扩展的大小(例如，两组512个码片)。检测窗的大小的此减小最小化累积能量的分析中的平坦区，且因此减小精细时序错误的可能性，且减小在检测用于时序同步的FAP时的错误的潜在大小。在此过程中，使用上文中的等式二及三来计算E(n)及d(n)的值。在此实施例中，初始化比在常规***中花费的时间少。举例来说，在检测窗大小为512个码片时，初始化花费512个循环而不是如在先前方法中的1024个循环。提供额外存储器以使得能够存储差值d(n)。在此实施例中，E(n+1)的计算仅涉及减法且使用d(n)的所有2048个值，从而简化且加速计算。

应了解，各种实施例还适用于具有长度为8192的OFDM符号的通信***(即，8K***)，不同之处在于，值|h(n)|²应由经4倍压缩的信道能量代替。

适合与各种实施例一起使用的典型无线接收器150将共同具有图15中所说明的组件。举例来说，示范性无线接收器150可包括耦合到内部存储器1502、显示器1503且耦合到扬声器1509的处理器1301。另外，所述无线接收器150可具有用于发送及接收电磁辐射的天线1504，所述天线1504连接到无线数据链路及/或耦合到处理器1501的蜂窝式电话收发器1505。在一些实施方案中，用于蜂窝式电话通信的收发器1505及处理器1501的部分及存储器1502统称为空中接口，因为其提供经由无线数据链路的数据接口。无线接收器150通常还包括用于接收用户输入的小键盘1506或微型键盘及菜单选择按钮或摇臂开关1507。

处理器1501可为任何可编程微处理器、微计算机或可由软件指令(应用程序)配置以执行多种功能(包括本文中所描述的各种实施例的功能)的多处理器芯片。在一些移动装置中，可提供多个处理器1501，例如专用于无线通信功能的一个处理器及专用于运行其它应用程序的一个处理器。通常，可在存取软件应用程序且将其加载到处理器1501中之前将软件应用程序存储在内部存储器1502中。在一些移动装置中，处理器1501可包括足以存储应用程序软件指令的内部存储器。在许多无线接收器150中，内部存储器1502可为易失性或非易失性存储器(例如，快闪存储器)或两者的混合。出于此描述的目的，对存储器的一般参考指代可由处理器1501存取的所有存储器，包括内部存储器1502、***到无线接收器150中的可装卸存储器及处理器1501自身内的存储器。

前述方法描述及过程流程图仅作为说明性实例而提供，且无意要求或暗示各实施例的步骤必须以所呈现的次序执行。如所属领域的技术人员将了解，可以任何次序执行前述实施例中的步骤的次序。例如“此后”、“接着”、“接下来”等的词语无意限制步骤的次序；这些词语仅用以经由对方法的描述来引导读者。另外，对呈单数形式的权利要求书要素的任何参考(例如，使用冠词“一”或“所述”)不应被解释为将所述要素限于单数形式。

结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路及算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的这种可互换性，各种说明性组件、块、模块、电路及步骤已在上文大体按其功能性加以描述。将此功能性实施为硬件还是软件取决于特定应用及强加于整个***上的设计约束。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以不同的方式来实施所描述的功能性，但此些实施决策不应被解释为引起与本发明范围的脱离。

可用经设计以执行本文中所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的方面而描述的各种说明性逻辑、逻辑块、模块及电路。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。还可将处理器实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器，或任何其它此类配置。或者，可通过特定用于给定功能的电路来执行一些步骤或方法。

在一个或一个以上示范性方面中，可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施所描述的功能。如果以硬件实施，那么可在可适合用于无线接收器或移动装置中的无线信号处理电路的电路内实施功能性。此无线信号处理电路可包括用于实现各实施例中所描述的信号测量及计算步骤的电路。如果以软件来实施，那么所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储在计算机可读媒体上，或经由计算机可读媒体而传输。本文中所揭示的方法或算法的步骤可包含在所执行的处理器可执行软件模块中，所述处理器可执行软件模块可驻存在计算机可读媒体上。计算机可读媒体包括计算机存储媒体及通信媒体两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，此计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以运载或存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，严格地说，任何连接均被称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤缆线、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤缆线、双绞线、 DSL或例如红外线、无线电及微波等无线技术包括在媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘通过激光以光学方式再现数据。上述各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。另外，方法或算法的操作可作为代码及/或指令中的一者或任何组合或集合而驻存在机器可读媒体及/或计算机可读媒体上，机器可读媒体及/或计算机可读媒体可并入计算机程序产品中。

提供对所揭示实施例的先前描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。对于所属领域的技术人员来说，对这些实施例的各种修改将是显而易见的，且可在不脱离本发明的精神或范围的情况下将本文中所定义的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明无意限于本文中所展示的实施例，而是将被赋予与所附权利要求书及本文中所揭示的原理及新颖特征一致的最宽范围。

Claims

1.一种在无线通信***中的时序获取方法，其包含：

接收经时域多路复用(TDM)的导频符号；

基于所述TDM导频符号确定符号时序；

在已确定所述符号时序之后在多个循环中重复地计算信道延迟扩展；

基于所述重复地计算的信道延迟扩展而确定平均最大预期信道延迟扩展；以及基于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展而选择将来用以检测所述TDM导频符号的检测窗的长度。

2.根据权利要求1所述的时序获取方法，其中选择检测窗的长度包含：选择具有等于或大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展的任意长度的检测窗。

3.根据权利要求1所述的时序获取方法，其中选择检测窗的长度包含：选择大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展加安全裕量的最近整数。

4.根据权利要求1所述的时序获取方法，其中选择检测窗的长度包含：选择等于N/(2*m)加安全裕量的检测窗长度，其中m为整数，且N为信道估计的长度。

5.根据权利要求1所述的时序获取方法，其中选择检测窗的长度包含：在两个预定义检测窗长度当中进行选择。

6.根据权利要求5所述的时序获取方法，其中所述两个预定义检测窗长度为512个码片及1024个码片。

7.根据权利要求1所述的时序获取方法，其中所述检测窗长度为512个码片，所述方法进一步包含通过执行包含以下各项的操作来检测所述TDM导频符号期间的第一到达信号路径：

计算位于增量0处及增量1024处的窗在所述检测窗内的总接收能量E(n)；

使用公式d(n)＝|h(n)|²-|h([n+512]_mod2048)|²，0≤n≤2047，来计算n、n+512、n+1024、n+1536中的每一者的临时内值d(n)，其中h(n)为增量n处的信道估计；

使用增量n及n+1024的临时内值d(n)及所述计算的总接收能量E(n)来计算增量n+1及n+1025的总接收能量E(n)；

将阶N_D的有限差的有限差值D(n)计算为

D_{n} = Σ_{i = N_{D}}^{{2 N}_{D} - 1} E_{n - i} - Σ_{i = 0}^{N_{D} - 1} E_{n - i};

基于E(n)及D(n)而计算计分值V(n)；

确定经最大化的计分值V(n)；以及

使用对应于所述经最大化的计分值V(n)的增量n来确定所述TDM导频符号期间的所述第一到达信号路径的位置。

8.根据权利要求7所述的时序获取方法，其中：

使用公式

E (0) = Σ_{n = 0}^{511} {| h (n) |}^{2};

E (1024) = Σ_{n = 1024}^{1535} {| h (n) |}^{2}

来计算增量n处的所述总接收能量E(n)，其中h(n)为增量n处的信道估计。

9.一种无线通信装置，其包含：

用于接收经时域多路复用(TDM)的导频符号的装置；以及

用于基于所述TDM导频符号而确定符号时序的装置；

用于在已确定所述符号时序之后在多个循环中重复地计算信道延迟扩展的装置；用于基于所述重复地计算的信道延迟扩展而确定平均最大预期信道延迟扩展的装置；以及

用于基于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展而选择将来用以检测所述TDM导频符号的检测窗的长度的装置。

10.根据权利要求9所述的无线通信装置，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择具有等于或大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展的任意长度的检测窗的装置。

11.根据权利要求9所述的无线通信装置，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展加安全裕量的最近整数的装置。

12.根据权利要求9所述的无线通信装置，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择等于N/(2*m)加安全裕量的检测窗长度的装置，其中m为整数，且N为信道估计的长度。

13.根据权利要求9所述的无线通信装置，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于在两个预定义检测窗长度当中进行选择的装置。

14.根据权利要求13所述的无线通信装置，其中所述两个预定义检测窗长度为512个码片及1024个码片。

15.根据权利要求9所述的无线通信装置，其中所述检测窗长度为512个码片，所述无线通信装置进一步包含用于检测所述TDM导频符号期间的第一到达信号路径的装置，所述装置包含：

用于计算位于增量0处及增量1024处的窗在所述检测窗内的总接收能量E(n)的装置；

用于使用公式d(n)＝|h(n)|²-|h([n+512]_mod2048)|²，0≤n≤2047，来计算n、n+512、n+1024、n+1536中的每一者的临时内值d(n)的装置，其中h(n)为增量n处的信道估计；

用于使用增量n及n+1024的临时内值d(n)及所述计算的总接收能量E(n)来计算增量n+1及n+1025的总接收能量E(n)的装置；

用于将阶ND的有限差的有限差值D(n)计算为

D_{n} = Σ_{i = N_{D}}^{{2 N}_{D} - 1} E_{n - i} - Σ_{i = 0}^{N_{D} - 1} E_{n - i}

的装置；

用于基于E(n)及D(n)来计算计分值V(n)的装置；

用于确定经最大化的计分值V(n)的装置；以及

用于使用对应于所述经最大化的计分值V(n)的增量n来确定所述TDM导频符号期间的所述第一到达信号路径的位置的装置。

16.根据权利要求15所述的无线通信装置，其中用于计算增量n处的所述总接收能量E(n)的装置包含用于使用以下公式来计算所述总接收能量E(n)的装置：

E (0) = Σ_{n = 0}^{511} {| h (n) |}^{2};

E (1024) = Σ_{n = 1024}^{1535} {| h (n) |}^{2},

其中h(n)为增量n处的信道估计。

17.一种适合在无线通信装置中使用的无线信号处理电路，其包含：

无线接收器电路，其经配置以接收包括经时域多路复用(TDM)的导频符号的正交频域多路复用信号；

时序获取电路，其经配置以基于所述TDM导频符号而确定符号时序；

信道延迟扩展测量电路，其经配置以在已确定所述符号时序之后在多个循环中重复地计算信道延迟扩展，且基于所述重复地计算的信道延迟扩展而确定平均最大预期信道延迟扩展；以及

逻辑电路，其经配置以基于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展而选择将来用以检测所述TDM导频符号的检测窗的长度。

18.根据权利要求17所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以选择具有等于或大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展的任意长度的检测窗。

19.根据权利要求17所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以选择大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展加安全裕量的最近整数。

20.根据权利要求17所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以选择等于N/(2*m)加安全裕量的检测窗长度，其中m为整数，且N为信道估计的长度。

21.根据权利要求17所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以在两个预定义检测窗长度当中进行选择。

22.根据权利要求21所述的无线信号处理电路，其中所述两个预定义检测窗长度为512个码片及1024个码片。

23.根据权利要求17所述的无线信号处理电路，其中所述检测窗长度为512个码片，且其中所述时序获取电路经配置：

将阶N_D的有限差的有限差值D(n)计算为

D_{n} = Σ_{i = N_{D}}^{{2 N}_{D} - 1} E_{n - i} - Σ_{i = 0}^{N_{D} - 1} E_{n - i};

基于E(n)及D(n)而计算计分值V(n)；

计算经最大化的计分值V(n)；且

使用对应于所述经最大化的计分值V(n)的增量n来确定所述TDM导频符号期间的第一到达信号路径的位置。

24.根据权利要求23所述的无线信号处理电路，其中所述时序获取电路进一步经配置以使用以下公式来计算增量n处的所述总接收能量E(n)：

E (0) = Σ_{n = 0}^{511} {| h (n) |}^{2};

E (1024) = Σ_{n = 1024}^{1535} {| h (n) |}^{2},

其中h(n)为增量n处的信道估计。

25.一种适合在无线通信装置中使用的无线信号处理电路，其包含：

用于接收经时域多路复用(TDM)的导频符号的装置；以及

用于基于所述TDM导频符号而确定符号时序的装置；

用于在已确定所述符号时序之后在多个循环中重复地计算信道延迟扩展的装置；

用于基于所述重复地计算的信道延迟扩展而确定平均最大预期信道延迟扩展的装置；以及

26.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择具有等于或大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展的任意长度的检测窗的装置。

27.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择大于所述确定的平均最大预期信道延迟扩展加安全裕量的最近整数的装置。

28.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于选择等于N/(2*m)加安全裕量的检测窗长度的装置，其中m为整数，且N为信道估计的长度。

29.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中用于选择检测窗的长度的装置包含：用于在两个预定义检测窗长度当中进行选择的装置。

30.根据权利要求29所述的无线信号处理电路，其中所述两个预定义检测窗长度为512个码片及1024个码片。

31.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中所述检测窗长度为512个码片，所述无线通信装置进一步包含用于检测所述TDM导频符号期间的第一到达信号路径的装置，其包含：

用于将阶ND的有限差的有限差值D(n)计算为

D_{n} = Σ_{i = N_{D}}^{{2 N}_{D} - 1} E_{n - i} - Σ_{i = 0}^{N_{D} - 1} E_{n - i}

的装置；

用于基于E(n)及D(n)而计算计分值V(n)的装置；

用于确定经最大化的计分值V(n)的装置；以及

32.根据权利要求31所述的无线信号处理电路，其中用于计算增量n处的所述总接收能量E(n)的装置包含：用于使用以下公式来计算所述总接收能量E(n)的装置：

E (0) = Σ_{n = 0}^{511} {| h (n) |}^{2};

E (1024) = Σ_{n = 1024}^{1535} {| h (n) |}^{2},

其中h(n)为增量n处的信道估计。