CN102265570B - 对信道衰落稳健的时序获取方法及*** - Google Patents

Abstract

实施例提供用于使接收器与OFDM导频同步的机制，其在存在信道衰落条件的情况下是稳健的。除了使用瞬时信道估计值来定位第一到达路径及最后到达路径之外，所述方法还计算时域平均化信道估计值，且使用所述平均化值来确定平均第一到达路径及最后到达路径。可接着使用瞬时第一到达路径及最后到达路径与所述平均第一到达路径及最后到达路径的组合来确定延迟扩展，且计算待应用于时序同步中的时序偏移。各种实施例引入信道衰落条件下的改进。时域平均化可体现于灵活的DSP处理器中，或以硬件及/或软件来实施。使用瞬时及时间平均化信道估计两者极大地改进了信道衰落条件下的时间同步的稳健性。

Description

对信道衰落稳健的时序获取方法及***

相关申请案

本申请案主张2008年12月24日申请的标题为“对信道衰落稳健的时序获取(TimingAcquisition Robust to Channel Fading)”的第61/140,852号美国临时专利申请案的优先权的权益，所述临时专利申请案的全部内容特此以引用的方式并入。

背景技术

在无线通信领域中，使用经时域多路复用(TDM)导频符号的时间获取常常用以获取无线通信***中的时序信息。已知的基于TDM导频的时序获取方法(例如，依赖时域信道估计的时序获取方法)易受衰落、噪声及干扰影响。因此，在存在严重衰落、热噪声及其它干扰源的情况下较稳健的TDM时序获取算法可改进无线接收器性能。

发明内容

各种实施例提供用于通过包括时序信息或使用导频符号导出的信道脉冲响应的时域平均化而使接收器与正交频域调制(OFDM)信号同步的机制，其在存在信道衰落条件的情况下稳健。专用时域多路复用(TDM)导频符号可用于OFDM波形中，以辅助初始粗略时序获取(或帧时序)及精细时序获取(FTA)，从而提供符号时序。可使用专用TDM导频2符号来获得信道脉冲响应，信道脉冲响应可用以导出对粗略时序的精细时序校正。除了使用瞬时信道估计来定位第一到达信号复制品(也称为第一到达路径“FAP”)及最后到达信号复制品(也称为最后到达路径“LAP”)之外，方法、电路及装置计算时域平均化信道估计，且使用所述平均化值来确定平均FAP值及LAP值。可接着使用瞬时第一到达路径及最后到达路径与平均第一到达路径及最后到达路径的组合来确定平均延迟扩展，且计算待应用于时序同步中的稳健时序偏移。当有如在存在信号衰落的情况下可能发生的时序参数的突然改变时，可使用此稳健时序偏移来在精细时序获取(FTA)之后调整符号时序。另外，在精细时序获取期间所获得的时序信息及延迟扩展信息可用作在数据解码期间所施加的时序同步调整的指导或起始点。由于用于FTA的专用导频符号提供优选时间分辨率且最小化因频域中的取样不足(under-sampling)而导致的信道脉冲响应混叠(aliasing)的概率，因此这可进行。出于所提到的原因，尤其针对在FTA期间所获得的信道估计使用时域平均化方法常常是有益的，因为所得时序校正及延迟扩展估计可能影响在数据解码期间所施加的多时序同步调整(也称为数据模式时间跟踪(DMTT)校正)的操作及结果。使用瞬时及平均化时域信道估计两者来形成关于在FTA期间的信号传播及时序参数的决策极大地改进在信道衰落条件下的时间同步的稳健性。

附图说明

并入本文中且构成本说明书的一部分的附图说明本发明的示范性实施例，且与上文给出的一般描述及下文给出的详细描述一起用以阐释本发明的特征。

图1为正交频分多路复用(OFDM)***中的基站及无线接收器的实施例的框图。

图2A及图2B为用于OFDM***的超帧结构的实施例的框图。

图3为经时分多路复用(TDM)导频2的频域表示的实施例的图。

图4为TDM导频2的时域表示的实施例的图。

图5为同步及信道估计单元的实施例的框图。

图6为符号时序检测器的实施例的框图。

图7A到图7C为展示对TDM导频2OFDM符号的处理的图。

图8A到图8C说明因衰落而导致的示范性早信号内容误译(误译为晚群集)。

图9A及图9B为与在存在DSP增强的情况下的精细时序获取有关的进程流程图。

图10说明示范性第一到达路径/最后到达路径搜索算法。

图11为适合在一实施例中使用的移动装置的组件框图。

具体实施方式

将参考附图详细描述各种实施例。在任何可能的情况下，相同参考数字将贯穿各图用以指代相同或相似部分。对特定实例及实施方案的参考是出于说明性目的，且无意限制本发明或所附权利要求书的范围。

词语“示范性”在本文中用以表示“充当实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实施例未必应解释为比其它实施例优选或有利。

引入周期性地参考经时域多路复用导频(TDM导频)的时序同步的概念，其目标为通过使用长TDM导频来增加一般数据模式时间跟踪(DMTT)的动态范围。TDM导频对信道衰落高度敏感。各种实施例引入用于跟踪TDM导频的方法及电路的改进，其提供在信道衰落条件下的改进的性能。通过引入基于TDM导频信道估计的时域平均化来实现所述改进。在一个实施例中，此平均化可体现在灵活的DSP处理器中。在另一实施例中，可以硬件及/或软件来实施此额外平均化。平均化及时序决策可基于瞬时及过去信道实现两者，藉此极大地改进信道衰落条件下的稳健性。

各种实施例***与用于基于OFDM的通信***中的时序同步的额外块的硬件、软件及/或固件实施方案有关。各种实施例可用于使用不同通信技术的通信***中，其中发射波形使用导频符号以用于帧同步，且接收器要求数据符号级上相对精确的与发射波形的同步。

各种实施例方法及***涉及使用正交频分多路复用(OFDM)的信息输送***中的同步。OFDM***可使用藉以在帧中发射数据的发射结构，其中每一帧具有特定持续时间。可将不同类型的数据(例如，业务/包数据、开销/控制数据、TDM导频等)在每一帧的不同部分中发送。如在本文中使用的术语“导频”是指由发射器及接收器两者提前已知的数据及/或发射，且因此，可由接收器辨识为传达预定信息(例如，时序或同步模式)。

如本文中所使用，术语“接收器装置”及“接收器”是指经配置以使用OFDM编码及调制来接收所发射的无线通信信号的无线通***中的任一者或全部。此些接收器装置可包括移动多媒体广播接收器、蜂窝式电话，及包括能够解调OFDM符号的接收器电路及可编程处理器及存储器的类似个人电子装置。

经配置以接收OFDM信号的接收器通常需要获得准确的帧及符号时序，以便适当地恢复由发射器发送的数据。举例来说，接收器可能需要知晓每一帧的开始，以便适当地恢复帧中所发送的不同类型的数据。接收器常常并不知晓每一OFDM符号由发射器发送的时间，也不知晓由通信信道引入的传播延迟。接收器将接着需要确定经由通信信道接收的每一OFDM符号的时序，以便适当地执行对所接收OFDM符号的互补OFDM解调。

本发明中的术语“时序同步”是指由接收器执行以获得帧及符号时序的一般处理。本发明中的术语“时序获取”是指由接收器执行以使用导频符号来获得帧时序的一般处理。接收器还可执行例如频率错误估计及信道估计等其它任务。快速地执行同步可使信号的获取变得容易。可在不同时间发生时序同步以改进时序且校正信道的改变。在各种实施方案中，时序获取之后是大量的时间跟踪或数据模式时间跟踪(DMTT)校正，所述校正可基于从嵌入数据副载波当中的OFDM波形中的有限数目个经频域多路复用(FDM)导频获得的信道估计。由于FDM导频的数目有限，因此所获得的信道估计及其使用常常是不足的，且因此经受时间混叠。解决由时间混叠所产生的时序含糊性的方法是基于周期性地使用时序获取作为安全起始点，且在DMTT校正期间围绕此起始点稍微调整时序。在已知在时序获取期间所作出的准确且稳健的时序决策的重要性的情况下，描述并主张依赖瞬时及平均化信道估计两者来识别所需要的时序偏移(着眼于信道行为的趋势)以及平均延迟扩展的稳健方法。

在2007年10月31日申请的标题为“广播OFDM***中使用经时分多路复用导频的同步(Synchronization in a Broadcast OFDM System Using Time Division MultiplexedPilot)”的共同拥有的第2009/0190675号美国专利申请公开案中描述在广播***中使用经时分多路复用导频的同步，所述专利申请公开案的全部内容以引用的方式并入本文中。在2008年1月7日申请的标题为“用于使用来自通信网络中的TDM导频的辅助进行时间跟踪的方法和设备(Methods and Apparatus for Time Tracking Using Assistancefrom TDM Pilots in a Communication Network)”的共同拥有的第2008/0260008号美国专利申请公开案中描述使用来自TDM导频的辅助的时间跟踪，所述专利申请公开案的全部内容以引用的方式并入本文中。在2006年3月8日申请的标题为“精细时序获取(FineTiming Acquisition)”的共同拥有的第2006/01221810号美国专利申请公开案中描述用于使用TDM导频(包括精细时序估计)使接收器的时序与OFDM信号同步的方法，所述专利申请公开案的全部内容以引用的方式并入本文中。

各种实施例揭示用于在存在信道衰落的情况下改进TDM导频2的获取的稳健性的方法及***，其适用于使接收器的时序与所接收的正交频分多路复用(OFDM)信号同步。除了使用瞬时信道估计来定位第一到达信号复制品(也称为第一到达路径“FAP”)及最后到达信号复制品(也称为最后到达路径“LAP”)之外，所述方法、电路及装置还计算时域平均化信道估计，且使用所述平均化值来确定平均FAP值及LAP值。可接着使用瞬时第一到达路径及最后到达路径与平均第一到达路径及最后到达路径的组合来确定平均延迟扩展，且计算待应用于时序同步中的稳健时序偏移。当有如在存在信号衰落的情况下可能发生的时序参数的突然改变时，可使用此稳健时序偏移来在精细时序获取(FTA)之后调整符号时序。

在精细时序获取期间所获得的时序信息及延迟扩展信息可用作在数据解码期间所施加的时序同步调整的指导或起始点。由于用于FTA的专用导频符号提供较佳时间分辨率且最小化因频域中的取样不足而导致的信道脉冲响应混叠的概率，因此这可进行。出于所提到的原因，尤其针对在FTA期间所获得的信道估计使用时域平均化方法常常是有益的，因为所得时序校正及延迟扩展估计可能影响在数据解码期间所施加的多时序同步调整的操作及结果。使用瞬时及平均化时域信道估计两者来形成关于信号传播及时序参数的决策极大地改进信道衰落条件下的时间同步的稳健性。

如已在上文所并入的申请案中所描述，可通过第一所接收的经时分多路复用(TDM)导频(称作TDM导频1)执行第一时序获取以确定对所接收的OFDM信号的过程时序估计。通过第二TDM导频(TDM导频2)执行第二时序获取以确定对于所接收的OFDM信号的OFDM符号的精细时序估计。可在第二TDM导频之前接收第一TDM导频，且精细时序估计可为过程时序估计的细化。在第二时序获取步骤中，确定检测窗内的信道分接头的累积能量，且检测累积能量曲线的后边缘。在替代实施例中，可在第二时序获取步骤中确定前边缘及后边缘中的一者或两者。可根据第二时序获取步骤来调整符号边界位置。

在上文所并入的待决美国申请案中描述用于OFDM***中的初始获取之后的时序同步的方法及***。基于时分多路复用(TDM)导频1处理的初始时序获取的结果为粗略时序估计。粗略时序估计可提供关于超帧的开始的信息以及TDM导频2符号的开始的粗略估计。通过使用TDM导频2结构的进一步时序估计，接收器可估计后续OFDM符号的确切起始位置。此步骤被称为精细时序获取(FTA)。此计算的副产物为可用以初始化信道估计块的信道估计。作为FTA的另一副产物，可获得信道延迟扩展。关于信道延迟扩展的信息可接着在数据模式时间跟踪期间用作数据信道估计中的信号分接头的预期占用的指南，且用以提供关于可在DMTT期间施加的时序校正的量的上限，而不引起将来数据信道估计的时间混叠。

图1说明根据一实施例的OFDM***100中的基站110及无线接收器150的框图。基站110通常为固定台，且还可称作基站收发器***(BTS)、接入点或某一其它术语。无线接收器150可为固定的或移动的，且还可称作用户终端、移动台或某一其它术语。无线接收器150还可为便携式单元，例如蜂窝式电话、手持式装置、无线模块、个人数字助理(PDA)、电视接收器等等。

在基站110处，发射器(TX)数据及导频处理器120接收不同类型的数据(例如，业务/包数据及开销/控制数据)且处理(例如，编码、交错及符号映射)所接收的数据以产生数据符号。如本文中所使用，“数据符号”表示用于数据的调制符号、“导频符号”表示用于导频的调制符号，且“调制符号”表示针对调制方案(例如，M-PSK、M-QAM等等)的用于信号星座中的点的复合值。导频处理器120还处理导频数据以产生导频符号，且将数据及导频符号提供到OFDM调制器130。

如下文中所描述，OFDM调制器130将数据及导频符号多路复用到适当子带及符号周期上，且对经多路复用的符号进一步执行OFDM调制以产生OFDM符号。发射器(TMTR)单元132将OFDM符号转换成一个或一个以上模拟信号，且进一步调节(例如，放大、滤波、上变频转换等等)所述模拟信号以产生经调制的信号。基站110接着将经调制的信号从天线134发射到OFDM***100中的无线接收器150。

在无线接收器150处，从基站110发射的信号由天线152接收，且提供到接收器单元154。接收器单元154调节(例如，滤波、放大、下变频转换等等)所接收的信号，且数字化所述经调节的信号以获得输入样本流。OFDM解调器160对输入样本执行OFDM解调以获得所接收的数据及导频符号。OFDM解调器160还通过信道估计(例如，频率响应估计)对所接收的数据符号执行检测(例如，匹配滤波)，以获得经检测的数据符号，其为由基站110发送的数据符号的估计。OFDM解调器160将检测到的数据符号提供到接收(RX)数据处理器170。

同步/信道估计单元(SCEU)180从接收器单元154接收输入样本，且执行同步以确定帧及符号时序(如下文所描述)。SCEU 180还执行数据模式时间跟踪。在数据解调期间，SCEU 180使用嵌入于数据副载波当中的经频域多路复用的导频来导出信道估计。SCEU 180将符号时序及信道估计提供到OFDM解调器160，且将帧时序提供到RX数据处理器170及/或控制器190。OFDM解调器160使用所述符号时序来执行OFDM解调，且使用所述信道估计来执行对所接收的数据符号的检测。

RX数据处理器170处理(例如，符号解映射、解交错、解码等等)从OFDM解调器160检测到的数据符号，且提供经解码的数据。RX数据处理器170及/或控制器190使用帧时序来恢复由基站110发送的不同类型的数据。一般来说，由OFDM解调器160及RX数据处理器170进行的处理分别与由在基站110处的OFDM调制器130及TX数据及导频处理器120进行的处理互补。

控制器140、190分别指导基站110处及无线接收器150处的操作。控制器140、190可为处理器及/或状态机。存储器单元142、192分别提供对由控制器140及190使用的程序代码及数据的存储。存储器单元142、192可使用各种类型的存储媒体来存储信息。

基站110可将点对点发射发送到单个无线接收器、将多播发射发送到无线接收器群组、将广播发射发送到其覆盖区域下的所有无线接收器，或其任何组合。举例来说，基站110可将导频及开销/控制数据广播到在其覆盖区域下的所有无线接收器150。在各种情形及实施例中，基站110可进一步将用户特定数据单播发射到特定无线接收器150、将多播数据发射到无线接收器150的群组及/或将广播数据发射到所有无线接收器150。

图2A说明根据一实施例的可用于OFDM***100的超帧结构200的图。数据及导频可在超帧中发射，其中每一超帧具有预定持续时间。超帧也可称作帧、时隙或某一其它术语。在此实施例中，每一超帧包括用于第一TDM导频的TDM导频1字段212、用于第二TDM导频的TDM导频2字段214、用于开销/控制数据的开销字段216，以及用于业务/包数据的数据字段218。

四个字段212到218在每一超帧中时分多路复用，使得在任何给定时刻仅发射一个字段。还以图2所示的次序排列所述四个字段，以促进同步及数据恢复。可使用导频字段212及214中的在每一超帧中首先发射的导频OFDM符号来检测字段216中的在超帧中紧接着发射的开销OFDM符号。可接着使用从字段216获得的开销信息来恢复数据字段218中所发送的在超帧中最后发射的业务/包数据。此外，可将使用导频字段212及214中的导频OFDM符号所获得的符号时序用作用于解码字段216中的开销OFDM符号及字段218中的业务OFDM符号的起始点。

在一实施例中，TDM导频1字段212运载用于TDM导频1的一个OFDM符号，且TDM导频2字段214运载用于TDM导频2的一个OFDM符号。一般来说，每一字段可具有任何持续时间，且可以任何次序排列所述字段。TDM导频1及2在每一帧中周期性地广播，以促进无线接收器进行的同步。开销字段216及/或数据字段218还可含有与数据符号频分多路复用的导频符号(如下文所描述)。

OFDM***100具有为BW MHz的总***带宽，其被分割成使用OFDM的N个正交子带。相邻子带之间的间距为BW/N MHz。在N个总子带中，M个子带可用于导频及数据发射，其中M＜N，且其余N-M个子带可不使用且充当防护子带。在一实施例中，OFDM***使用具有N＝4096个总子带、M＝4000个可用子带及N-M＝96个防护子带的OFDM结构。一般来说，具有任何数目的总子带、可用子带及防护子带的任何OFDM结构均可用于OFDM***。

可设计TDM导频1及2以促进***中的无线接收器进行的同步。无线接收器可使用TDM导频1来检测每一帧的开始、获得符号时序的粗略估计且估计频率错误。无线接收器可使用TDM导频2来获得更准确的符号时序。

图2B说明根据一实施例的可用于OFDM***100的超帧结构200的图。此实施例以TDM导频2 214接在TDM导频1 212后面，在TDM导频1 212与TDM导频2 214之间添加开销OFDM符号216。开销符号的数目及持续时间是已知的，使得到TDM导频1符号212的同步允许估计TDM导频2符号将在何处开始。

图3说明根据一实施例的频域中的TDM导频2 214的图。因此，TDM导频2214包含可在L个子带上发射的L个导频符号。所述L个子带跨越N个总子带均匀地分布，且由S个子带相等地间隔开，其中S＝N/L。举例来说，N＝4096、L＝2048且S＝2。此外，对于N、L及S还可使用其它值。TDM导频2214的此结构可提供在各种类型的信道(包括严苛的多路径信道)中的准确符号时序。无线接收器150还可经配置以：(1)以高效方式处理TDM导频2 214，以在下一OFDM符号(其在一个实施例中恰处于TDM导频2之后)到达之前获得符号时序；及(2)将所述符号时序应用于此下一OFDM符号，如下文所描述。选择用于TDM导频2的L个子带，使得对于所述TDM导频2 214产生S个相同导频2序列。

图4说明根据一实施例的TDM导频2的时域表示的图。TDM导频2的OFDM符号(或“导频2 OFDM符号”)也由长度为N的经变换的符号及长度为C的循环前缀构成。TDM导频2的经变换的符号含有S个相同导频2序列，其中每一导频2序列含有L个时域样本。TDM导频2的循环前缀由经变换的符号的C个最右边样本构成，且***于经变换符号的前面。举例来说，如果N＝4096、L＝2048、S＝2且C-512，那么导频2OFDM符号含有两个完整的导频2序列，其中每一导频2序列含有2048个时域样本。TDM导频2的循环前缀将仅含有导频2序列的一部分。

图5说明根据一实施例的无线接收器150中的SCEU 180的框图。在SCEU 180内，帧检测器710从接收器单元154接收输入样本、处理所述输入样本以检测每一帧的开始，且提供帧时序。符号时序检测器720接收输入样本及帧时序、处理所述输入样本以检测所接收OFDM符号的开始，且提供符号时序。同一符号时序检测器720在对来自字段218的业务OFDM符号的解码期间，可基于专用TDM导频2或FDP导频而确定符号时序。频率错误估计器712估计所接收的OFDM符号中的频率错误。信道估计器730从符号时序检测器720接收输出，且导出信道估计。下文中描述SCEU 180中的检测器及估计器。

帧检测器710通过检测来自接收器单元154的输入样本中的TDM导频1来执行帧同步。对于此实施例来说，用经延迟相关器来实施帧检测器710，经延迟相关器利用导频1OFDM符号的周期性本质来进行帧检测。

图6说明根据一实施例的在执行精细时序获取功能时还可执行精细时序获取检测的符号时序检测器720的框图。在此实施例中，精细时序获取检测器720基于TDM导频2OFDM符号而产生精细时序校正。在精细时序获取检测器720内，样本缓冲器912从接收器单元154接收输入样本，且存储具有TDM导频2OFDM符号的L个输入样本的“样本”窗。通过初始偏移***单元910基于来自帧检测器710的帧时序来确定样本窗的开始。样本缓冲器接着由L点离散傅立叶变换(DFT)914处理，L点离散傅立叶变换(DFT)914输出到导频解调器916，导频解调器916输出到L点离散傅立叶逆变换(IDFT)，L点离散傅立叶逆变换(IDFT)输出到精细时序获取处理模块920，精细时序获取处理模块920基于对TDM导频2信道脉冲响应所进行的搜索而完成精细时序获取，其输出为精细时序校正信号。

图7A说明根据一实施例的对导频2OFDM符号的处理的时序图。帧检测器710基于导频1OFDM符号提供粗略符号时序(表示为T_C)，尽管导频1是在某一稍后时间点(表示为T_D)被检测。偏移***块910确定T_W以定位样本窗1012。导频2OFDM符号含有S个相同导频2序列，其中每一导频2序列具有长度L(例如，如果N＝4096且L＝2048，那么含有两个长度为2048的导频2序列)。具有N_C个输入样本的样本窗1012由样本缓冲器612针对在位置T_W处开始的导频2OFDM符号而收集。

将样本窗1012的开始从粗略符号时序T_C延迟初始偏移OS_init，或T_W＝T_C+OS_init。初始偏移不需要特别准确，且选择初始偏移以确保一个完整的导频2序列收集于样本缓冲器612中(尽管过程时序估计中可能存在错误)。还可将初始偏移选择为足够小，以使得对导频2OFDM符号的处理可在下一OFDM符号到达之前完成，以便可将从导频2OFDM符号获得的符号时序应用于此下一OFDM符号。

图7B说明来自IDFT单元918的L分接头信道脉冲响应的实施例时序图。所述脉冲响应展示信道估计中的循环移位，其对应于粗略符号时序与经慎重***的初始偏移的组合效应。信道脉冲响应的L个分接头中的每一者与所述分接头延迟处的复合信道增益相关联。信道脉冲响应可经循环移位，这意味着信道脉冲响应的尾部部分可绕回(wraparound)，且在来自IDFT单元618的输出的早部分(early portion)中出现。

返回参看图6，符号时序搜索器620可通过检测图7B所示的信道能量的开始来确定符号时序。将符号时序搜索器620的固定点功能性划分成两个子区段：用于信道位置的块；及用于精细时序校正的块。可通过跨越信道脉冲响应滑动长度为N_W的“检测”窗1016来实现对信道能量的开始的此检测(如图7B中所指示)。可如下文所描述来确定检测窗大小。

如在与本申请案同时申请的标题为“用于针对不同信道条件的改进的时序获取的方法及***(Methods and Systems for Improved Timing Acquisition for Varying ChannelConditions)”(代理人案号090588)的第_______号相关美国专利申请案中所揭示，可将检测窗长度N_W挑选为最大可构想信道延迟扩展D上的严格上限。在此实施例中，在每一窗起始位置，可计算落在检测窗内的所有分接头的能量，以寻找展示为图7C中的曲线的分接头能量。标题为“用于针对不同信道条件的改进的时序获取的方法及***(Methods and Systems for Improved Timing Acquisition for Varying Channel Conditions)”(代理人案号090588)的第________号美国专利申请案的全部内容特此以引用的方式并入。

图7C说明根据一实施例的在不同窗起始位置处的累积能量的曲线图。检测窗经循环向右移位，使得当检测窗的右边缘到达索引N_C处的最后分接头时，所述窗绕回到索引1处的第一分接头。因此，对于每一检测窗起始位置收集相同数目的信道分接头的能量。

可基于***中所预期的最大可能延迟扩展而选择检测窗大小N_W。无线接收器处的延迟扩展为无线接收器处的最早与最晚到达的信号分量之间的时间差。***的延迟扩展为***中的所有无线接收器当中的最大延迟扩展。如果检测窗大小等于或大于***的延迟扩展，那么所述检测窗在适当地对准时，将俘获信道脉冲响应的所有能量。在一个实施例中，还可将检测窗大小N_W选择为不超过N_C的一半(或N_W≤N_C/2)以避免信道脉冲响应的开始的检测的含糊度。在另一实施例中，可根据延迟扩展D的估计值来调适窗大小N_W。

在另一实施例中，精细时序搜索器首先找到出现最大累积能量的位置T_M，且存储此最大值E_M。接下来，检查在T_M左边及右边的累积能量曲线，以便定位累积能量下降到低于值(1-b)E_M(对于某预定值b来说，小于1)的位置。换句话说，将累积能量曲线的前边缘及后边缘定义为在检测窗1016上累积能量从其最大值减少某一百分比(例如，5％或3％)之处。所述百分比定义围绕最大分接头能量位置的频带。进入所述频带定义所述频带中的平坦部分的前边缘T_L，而离开所述频带定义所述频带中的平坦部分的后边缘T_T。后边缘可与第一到达路径的位置重合，而前边缘可等于最后到达路径减N_W。前边缘与后边缘之间的差等于N_W减延迟扩展D。因此，可将延迟扩展D计算为D＝N_W-T_T-T_L。一旦已计算出D，就可确定精细时序校正以使得信道内容保持在下一OFDM符号期间在信道估计中的循环前缀区域内居中。

在另一实施例中，精细时序搜索器可使决策基于累积能量与有限差(finitedifference)的凸组合(convex combination)的时序校正，因此仅检测后边缘的位置，如在标题为“用于针对不同信道条件的改进的时序获取的方法和***(Methods and Systemsfor Improved Timing Acquisition for Varying Channel Conditions)”(代理人案号090588)的第_________号美国专利申请案中所揭示，所述专利申请案以引用的方式并入上文中。

关于先前已知的OFDM***中的时序获取的实施方案(如上文简要地描述)，问题点继续存在，包括对瞬时衰落实现的敏感性。即，FTA完全地取决于在L点IDFT单元918中所获得的信道估计，L点IDFT单元918依照信道的瞬时实现而操作，从而影响所发射的TDM导频2符号。

OFDM***中的符号级时序同步算法(即，DMTT)的限制因素常常为在其中获得的信道估计的长度。明确地说，当物理信道的延迟扩展大于用于数据解调的信道估计的二分之一时，可能出现关于估计中的信道分接头或群集的定序的含糊度。此效应另外称为时间混叠，且为用以获得所述信道估计的不充分的FDM导频的结果。群集定序的这些含糊度可能导致时序错误。只有在作出关于跨越帧的信道改变的速率的一些另外假定时，才可能避免所述含糊度。这些含糊度的根本原因是由于频域中的子取样所造成的时域中的信道混叠。因此，如果信道估计的长度N_C为最大预料信道延迟扩展DS_max的至少两倍，换句话说，如果频域中的取样足够密集以对应于时域中的延迟扩展，那么因含糊度而导致的时序错误可显著减小。

解决频域中缺乏用于信道估计的导频副载波的方式是使用所指定的TDM导频来引导(boot-strap)时间跟踪。出于此原因，可使用TDM-2辅助的时间跟踪，如在以引用的方式并入上文中的专利申请案中的一些中所揭示。与用于数据解调中的信道估计相比，从DM导频2导出的信道估计通常提供两倍的时间分辨率。通过周期性地获取TDM导频2，可恢复正确初始时序。在TDM导频2获取之间，接收器可利用时序并不显著改变的假定，且通过限制待测试的时序假设的数目而延长最大易控(tractable)信道延迟扩展。

然而，即使经组合的时序同步方法包含帧级及符号级两者，上文所描述的时间跟踪也具有缺点。所述缺点即为符号时序并不从一个TDM导频2获取显著地改变至下一TDM导频2获取的假定，因为在多路复用径衰落信道的情况下常常违反此假定。举例来说，如果在TDM导频2获取期间的衰落实现使得特定早到达信号路径遗失，那么很有可能所遗失的信号路径将在几百毫秒内再次出现。接着，取决于其相对于其它信道分接头的相对位置，再次出现的TDM导频2信号可能被解译为信道估计中的缺乏时间分辨率的早或晚信号路径。在图8A到图8C的序列中展示此情形的实例，其中将通常如图8A所示而出现的早群集850在图8B中的TDM导频2处理期间消失。在此情形下，可通过精细时序获取(FTA)算法将第二群集852移到TDM导频2退让位置(back-offposition)。当第一群集850稍后如图8C所示再次出现时，所述信号可能会由DMTT算法误译为晚群集。在所述情况下，符号时序将保持错误，直到下一TDM导频2获取为止。

尽管符号级时序同步的性能对衰落条件下的长延迟扩展更稳健，但一旦其辅以周期性TDM导频2获取，就可能基于瞬时信道估计从错误的TDM导频2时序决策产生错误丛发。为了补偿时序方案对瞬时信道实现的敏感性，各种实施例提供对总时序获取处理程序的以下改进。

在TDM导频2辅助的跟踪模式下，由于TDM导频2处理而获得的信道估计可跨越多个超帧而平均化，使得时序决策不受可能因衰落条件而失控(throw off)的瞬时测量支配。此计算提供对在FTA处理期间发生的衰落实现的阻挠。除了基于第一到达路径(FAP)的一般TDM导频2获取算法之外，更可靠的使用时间平均化信道估计的基于第一到达路径/最后到达路径(FAP/LAP)的算法可用于如下文所描述的额外TDM导频2处理。此额外TDM导频2处理确保TDM导频2获取对弱路径与对符号级时序同样敏感。

当涉及到存在衰落的情况下的TDM导频2处理时，TDM导频2辅助的时序同步跟踪模式(也称为TDM2辅助的跟踪)可展现缺点。可通过引入基于TDM导频2的信道估计的时域平均化来抵消(counter-balance)此忧虑。使用瞬时信道估计及TDM导频2信道估计的时域平均化两者来实现时序同步确保了时序同步不受可能因瞬间衰落(如在图8A到图8C中所说明)而失控的瞬时信道估计支配。如下文所描述，时域平均化计算信道估计的经时间加权的移动平均值(running average)。使用经时间加权的移动平均信道估计，可使用类似于用以确定瞬时FAP及LAP的算法的算法来确定时间平均化FAP及时间平均LAP的位置(即，使用瞬时信道估计而确定的FAP及LAP)。所述时间平均化FAP值及LAP值可用以确定平均信道延迟扩展。而且，时间平均化FAP及LAP可结合从瞬时信道估计确定的FAP值及LAP值而使用，以确定基于瞬时及时间平均化FAP/LAP确定两者的时序偏移。

假定应极快速地执行TDM导频2获取(帧时序获取)以便开始处理紧接着的数据或开销符号，那么可以硬件来实现TDM导频2处理。所述硬件可对瞬时TDM导频2信道估计进行操作。换句话说，可以硬件立即处理从FFT获得的信道估计h(n)中的每一者，以确定TDM导频2的FAP及LAP。还可(例如)通过将线性移动平均计算应用于下文所描述的等式1中来将信道估计在软件、固件内或在单件硬件中平均化。接着，通过并行确定的瞬时及平均化信道估计两者，可基于如下文参考图9A所描述的这两个信息源导出更可靠的“复合”时序偏移值。除了原始的基于硬件的偏移之外，可应用此复合时序偏移。因此，复合时序偏移可被认为是对由硬件计算的瞬时偏移的“校正”。下文中参考图9B来描述用于将此些校正应用于基于硬件的时序偏移的实例过程。

另外，为用以提供对衰落较不敏感的复合时序偏移，可使用平均化信道估计来计算可用以直接选择待于符号级上使用的时序同步参数的平均延迟扩展，且调整时序同步参数以便基于较短信道估计改进同步的稳健性。

在另一实施例中，可首先部署传统的基于FAP的FTA算法，接着部署第二FTA算法，所述第二FTA算法是基于FAP/LAP两者，且使用利用TDM导频2符号所获得的时间平均化信道估计。在此实施例中，第一算法可以硬件实施，可对瞬时TDM导频2信道估计进行操作，且可向第二算法提供此信道估计(或其经压缩版本)。可以硬件、固件、软件，或其任何组合来实施所述第二算法。在所述第二算法内，可维持TDM导频2导出的信道估计的时域平均值，且可用新近可用的TDM导频2信道估计来更新此平均值。所述第二FTA算法可接着进行到对平均及瞬时信道估计两者进行FAP/LAP搜索。可组合这两组FAP/LAP值以获得稳健的平均延迟扩展以及稳健的时序偏移。

为适应可能导致第一到达路径在FTA处理程序期间的遗失的突然衰落，可将对于N个码片中的每一者的信道估计在若干个超帧上平均化(例如，以移动平均值的形式)。所述经平均化的信道估计不会响应于突然短暂的衰落事件而下降到低于阈值，除非所述衰落持续较长的时间周期(例如，在接收器固定于最短路径的深度衰落的位置中时)。可以任何已知的平均化方法来计算平均值，例如维持若干个超帧上的移动平均值。计算平均化信道估计的更直接方法是在经时间加权的线性等式中将每一瞬时信道估计h(n)与现有“平均化信道”h_avg(n)如下加以组合：

h_avg(n)＝α*h_avg(n)+β*h(n)              等式1

其中组合因子α及β为时间加权因子。

通过改变等式1中的α及β因子，可向平均信道估计值或瞬时信道估计值给予相对较多或较少的权重。施加到平均信道估计的权重α越大，所述方法在存在衰落的情况下将越稳健，但平均信道估计对FAP的位置的真正改变(例如，源自接收器的移动)将作出越少响应。相反，施加到瞬时信道估计h(n)的权重β越大，平均信道估计对接收条件的改变将作出越多响应(以减小跟踪信道行为的长期趋势的能力为代价)。强调平均信道估计在衰落有可能发生的接收位置(例如，在密集城市环境中)提供益处。强调瞬时信道估计在接收条件正改变(例如，当接收器正快速地朝向或远离发射器而行进(例如，在汽车中)，以使得导频符号的到达时间相对快速地改变时)的情况下提供益处。通过组合平均与瞬时FAP/LAP值两者，算法可从两种方法获得益处。通过挑选适当的权重α，算法可能能够遵循长期趋势且以FAP_avg/LAP_avg值将其俘获。类似地，算法还将能够通过估计FAP_inst/LAP_inst值来感测信道条件的快速改变。通过适当地组合这些估计，FTA算法可作出最小化DMTT算法因不适当的符号时序而变得失控的概率的稳健时序决策。

可取决于实施方案而将等式1中的因子α及β列表于固件或软件内。在一实施例中，可由服务提供商建立因子α及β以反映其服务区域的本质(例如，将其包括为初始化软件建置的部分或存储在存储器中的配置参数)。举例来说，服务提供商可能挑选对于城市覆盖区域(其中衰落将为常见事件，但用户较不可能快速行进)强调平均信道估计因子α，且在农村覆盖区域(其中衰落问题较少，而用户更有可能在汽车中快速行进)中强调瞬时信道估计因子β。

还可取决于实施方案而响应于不同操作条件来调整或计算等式1中的因子α及β。在一实施例中，应用于等式1中的平均或瞬时信道估计的相对强调可取决于从先前h_avg(n)更新以来的持续时间。举例来说，如果仅在当前计算之前几秒实现h_avg(n)的前述更新，那么可将更多强调应用于平均信道估计加权因子α，因为接收器装置不太可能已行进到接收特性已显著改变的接收区域，因此平均信道估计有可能代表实际条件。另一方面，如果从最后更新以来已经过大量时间(例如，数分钟或数小时)，那么可强调(即，值增加)瞬时信道估计加权因子β，因为接收器的位置(且因此，接收条件)可能已改变，使得瞬时测量更可能代表实际条件。在另一实施例中，可在设定施加到平均及瞬时信道估计的相对权重α及β时考虑其它因素，包括(例如)检测到的接收器装置的运动(例如，从GPS传感器或导频延迟时间的改变趋势)、可变性的近期历史或平均信道估计的改变速率、地理位置(例如，如可基于先前计算而记录于存储器中，明确地说，GPS坐标位置或基站识别符)，等等。在此些实施例中，可通过算法基于操作条件而计算值(α，β)、从存储器获得值(α，β)且通过算法基于操作条件而修改值(α，β)、基于操作条件从具有替代值的表选择值(α，β)(例如，在表查找过程中)、从外部来源接收值(α，β)(例如，在来自广播器的空中更新中)，及这些替代方法的组合。

在一实施例中，可能需要对在硬件中施加于两个连续信道平均化例子之间的总累积时序偏移预先校正索引n。如下文参考图9A所描述，累积时序偏移可为在先前更新期间施加的FTA时序偏移与在所述FTA时序偏移之间进行的DMTT时序校正的组合。

在一实施例中，可对用于信道估计平均化中的瞬时信道估计设定阈值，以用于噪声减小预平均化或后平均化。

为了使接收器装置的时序与包括TDM导频的OFDM广播信号同步，可确定导频在广播信号内的时间位置。这可通过FAP/LAP搜索算法来实现。如上文所论述，到FAP/LAP搜索算法的第一组输入可为：(1)信道估计；(2)噪声阈值T_avg；及(3)先前FAP位置FAP_past。可影响结果的第二组输入或参数可包括：(i)窗长度N_w；(ii)敏感性系数ε_b及ε_f；及(iii)信道估计中所采用的因果长度(causal length)N_cau。预期第一组输入中的值在接收器装置的操作期间(例如，在装置于覆盖区域内移动时)改变。可每次更新均调适这些值。相反，可预期第二组输入或参数并不响应于操作期间的外部环境而频繁地改变，且实情为，第二组输入或参数是可由制造商设定且仅偶发地自调适的值。FAP/LAP搜索算法的输出可为对应于正讨论的信道估计的第一到达路径(FAP)及最后到达路径(LAP)的时间位置(依据样本索引n而测量)。使用FAP及LAP时序，实施例可计算可经施加以校正OFDM符号时序的偏移或校正。

图9A说明用于定位TDM导频2信号且基于跨越检测窗所获得的信道估计值而计算用以应用于时序同步的偏移的实施例FAP/LAP搜索方法900。在方法900中，在步骤902中，从数字信号处理器针对横跨检测窗的长度的N个分接头获得瞬时信道估计h(n)。可在两条路径中同时处理瞬时信道估计以确定第一路径中的瞬时FAP及LAP(即，FAP_inst及LAP_inst)(步骤904到912)，及第二路径中的基于平均化信道估计h_avg(n)的平均FAP及LAP(即，FAP_avg；及LAP_avg)(步骤912到922)。可将这四个数值FAP_inst、LAP_inst、FAP_avg及LAP_avg报告给偏移计算的最后阶段(步骤924到938)。应注意，瞬时信道估计可能已在分类过程之前被设定阈值，所以可跳过“隐式设定阈值”步骤。

为确定瞬时FAP及LAP(即，FAP_inst及LAP_inst)，在步骤904中，算法可初始化相关变量及用于平均化及搜索的缓冲器。作为步骤904中的初始化过程的一部分，可将E_n缓冲器初始化为零，且将位置计数器n设定为零。而且，值n_beg及n_end应经初始化以分别含有前边缘位置及后边缘位置。基于平均化信道估计h(n)的最大分接头(即，E_MAX)，确定无正负号的阈值T＝E_MAX/δ_T。可将最大累积能量值E_n，MAX及对应位置n_MAX均初始化为零。可将旗标设定为found_beg＝found_end＝假。可在内部存储先前值FAP_past。

在完成初始化的情况下，算法可经由横跨检测窗的N个信道估计值h(n)执行两个计算遍次(步骤906到912)，第一遍次为累积计算，且第二遍次为搜索算法。

在方法900的步骤906中，可在长度为N_w的检测窗内累积信道估计能量，以形成所累积能量分布，其可含于缓冲器E_n中(如果长度N＝256)。此累积过程的结果可为所累积能量以及其最大值在检测窗内的位置。可使用以下实例算法来实现此累积步骤。

对于0≤n≤N_w，执行以下操作：

a)e＝h(n)；如果e＞T_inst，那么：E₀＝E₀+e(饱和返回到16位)；

对于1≤n≤N-1，执行以下操作：

a)e＝h([N_w-1+n]_modN)；如果e＞T_inst，那么：E_n＝E_n-1+e(饱和返回到16位)；

b)e＝h(n-1)；如果e＞T_inst，那么：E_n＝E_n-e(饱和返回到16位)；

c)如果E_n＞E_n，MAX，那么设定E_n，MAX＝E_n且n_MAX＝n。

在已完成累积遍次之后，在方法900的步骤908中，算法可使用E_n，MAX来设定前向阈值及后向阈值：E_T，F＝E_n，MAX.(1-ε_f)及E_T，B＝E_n，MAX.(1-ε_b)。可将此些阈值保留为16位无正负号数据。

在步骤910中，可以以下两个部分来实现经由数据以搜索FAP及LAP的第二计算遍次：第一，后向搜索，用以定位由变量n_beg识别的TDM导频2信号的前边缘；及第二，前向搜索，用以定位由变量n_end识别的TDM导频2信号的后边缘。以经初始化的值found_beg＝found_end＝假开始，可使用以下算法实例来实现对FAP及LAP的搜索：

后向搜索：

对于1≤k≤N_w，n＝[n_MAX-k]_modNc(渐减的索引)，进行以下操作：

a)如果(found_beg＝假，且E_n＜E_T，B)，那么：n_beg＝n，found_beg＝真；

b)否则，如果(found_beg＝真，且E_n≥E_T，B)，那么：found_beg＝假。

前向搜索：

对于1≤k≤N_w，n＝[n_MAX+k]_modNc(递增索引)，进行以下操作：

a)如果(found_end＝假，且E_n＜E_T，f)，那么：n_end＝n-1，found_end＝真；

b)否则，如果(found_end＝真，且E_n≤E_T，f)，那么：found_end＝假。

在步骤910完成时，n_beg及n_end两者均应含有有效值，且应将两个二进制旗标设定为“真”。如果后者情况并非如此，那么应将时序偏移值简单地设定为零，且应中断进一步操作。应注意，甚至在k＝N_C/2时的极端情况(corner case)下，可能在理论上也不可能将边界点n＝[n_MAX+N_C/2]_modNc宣布为平坦区的开头及结尾两者。

在步骤912中，依赖于对应的信道位置来确定输出参数FAP及LAP。基于FAP_past及N_cau，算法可找到搜索区之间的边界为：N_b＝FAP_past+N_cau。可接着使用以下算法实例找到FAP值及LAP值：

如果n_end＞N_b且n_beg≥n_end-N_w，那么设定FAP＝n_end-N_C且

LAP＝n_beg+N_W-N_C；

否则，如果n_end≤N_b且n_beg≥N_C+n_end-N_W，那么设定LAP＝n_beg+N_W-N_C且

FAP＝n_end；

否则，如果n_end≤N_b且n_beg≤n_end，那么设定LAP＝n_beg+N_W且FAP＝n_end；

否则，设定FAP＝LAP＝FAP_past。

作为步骤912的结果，算法已基于瞬时信道估计值识别出第一到达路径及最后到达路径的位置及时间。在确定步骤924中，可接着使用此信息来确定延迟扩展D，延迟扩展D可用以确定将如何计算偏移(如下文更充分描述)。

如上文所提到，可并行实现用以确定平均FAP值及LAP值的类似过程。除了将平均信道估计值用作输入数据外，用于计算平均FAP值及LAP值的方法可类似于计算瞬时值的方法。为确定平均FAP及LAP(即，FAP_ave及LAP_ave)，在步骤913中，算法计算平均信道估计值h_avg(n)。如上文所论述，这可通过将瞬时信道估计值及先前平均信道估计值用作到等式1的输入来实现，其对于每一增量n输出经更新的信道估计值h_avg(n)。

在方法900的步骤914中，算法可初始化相关变量及用于平均化及搜索过程的缓冲器(类似于在步骤904中执行初始化)。作为步骤914中的初始化过程的一部分，可将E_n缓冲器初始化为零，且将位置计数器n设定为零。而且，值n_ave，beg及n_ave，end应经初始化以分别含有前边缘位置及后边缘位置。基于平均化信道估计h_avg(n)的最大分接头(即，E_MAX)，确定无正负号阈值T_avg＝E_MAX/δ_T。最大累积能量值E_n，MAX及对应位置n_MAX可均初始化为零。可将旗标设定为found_beg＝found_end＝假。可在内部存储先前值FAP_past。

在初始化完成的情况下，算法可经由横跨检测窗的N个平均信道估计值h_avg(n)执行两个计算遍次(步骤916到922)，第一遍次为累积计算，且第二遍次为搜索算法。

在步骤916中，可在长度为N_w的检测窗内累积平均信道估计能量，以形成累积平均能量分布，其可含于缓冲器E_n中(如果长度N＝256)。此累积过程的结果可为所累积能量以及其最大值在检测窗内的位置。可使用以下实例算法来实现此累积步骤。

对于0≤n≤N_w，执行以下操作：

a)e＝h_avg(n)；如果e＞T_avg，那么：E₀＝E₀+e(饱和返回到16位)；

对于1≤n≤N-1，执行以下操作：

a)e＝h_avg([N_w-1+n]_modN)；如果e＞T_avg，那么：E_n＝E_n-1+e(饱和返回到16位)；

b)e＝h_avg(n-1)；如果e＞T_avg，那么：E_n＝E_n-e(饱和返回到16位)；

c)如果E_n＞E_n，MAX，那么设定E_n，MAX＝E_n且n_MAX＝n。

在已完成累积遍次之后，在方法900的步骤918中，算法可使用E_n，MAX来设定前向阈值及后向阈值：E_T，F＝E_n，MAX.(1-ε_f)及E_T，B＝E_n，MAX.(1-ε_b)。可将此些阈值保留为16位无正负号数据。

在步骤920中，可以以下两个部分来实现经由数据以搜索平均FAP值及LAP值的第二计算遍次：第一，后向搜索，用以定位由变量n_beg识别的TDM导频2信号的前边缘；及第二，前向搜索，用以定位由变量n_end识别的TDM导频2信号的后边缘。以经初始化的值found_beg＝found_end＝假开始，可使用以下算法实例来实现对平均FAP及LAP的搜索：

后向搜索：

对于1≤k≤N_w，n＝[n_MAX-k]_modNc(渐减的索引)，进行以下操作：

a)如果(found_beg＝假，且E_n＜E_T，B)，那么：n_beg＝n，found_beg＝真；

b)否则，如果(found_beg＝真，且E_n≥E_T，B)，那么：found_beg＝假。

前向搜索：

对于1≤k≤N_w，n＝[n_MAX+k]_modNc(渐增索引)，进行以下操作：

a)如果(found_end＝假，且E_n＜E_T，f)，那么：n_end＝n-1，found_end＝真；

b)否则，如果(found_end＝真，且E_n≥E_T，f)，那么：found_end＝假。

在步骤920完成时，n_beg及n_end两者应均含有有效值，且应将两个二进制旗标设定为“真”。如果后者情况并非如此，那么应将时序偏移值简单地设定为零，且应中断进一步操作。如上文所述，甚至在k＝N_C/2的极端情况下，可能在理论上也不可能将边界点n＝[n_MAX+N_C/2]_modNc宣布为平坦区的开头及结尾两者。

在步骤922中，依赖于对应的信道位置来确定输出参数FAP_ave及LAP_ave。基于FAP_past及N_cau，算法可找到搜索区之间的边界为：N_b＝FAP_past+N_cau。可接着使用以下算法实例来找到FAP_ave值及LAP_ave值：

如果n_end＞N_b且n_beg≥n_end-N_w，那么设定FAP＝n_end-N_C且

LAP＝n_beg+N_W-N_C；

否则，如果n_end≤N_b且n_beg≥N_C+n_end-N_W，那么设定LAP＝n_beg+N_W-N_C且

FAP＝n_end；

否则，如果n_end≤N_b且n_beg≤n_end，那么设定LAP＝n_beg+N_W且FAP＝n_end；

否则，设定FAP＝LAP＝FAP_past。

作为步骤922的结果，算法已基于瞬时信道估计值而识别出第一到达路径及最后到达路径的位置及时间。

在步骤924处，将FAP设定成等于瞬时FAP与平均FAP中的较小者，且在步骤926中将LAP设定成等于瞬时LAPD与平均LAP中的较大者。换句话说，

FAP＝min(FAP_inst，FAP_avg)；且LAP＝max(LA_inst，LAP_avg)。

在确定步骤924中，可接着使用此信息来确定延迟扩展D，延迟扩展D可用以确定将如何计算偏移(如下文更充分描述)。

在确定步骤924中，可使用上文所确定的信息来确定延迟扩展D，延迟扩展D可用以确定将如何计算偏移(如下文更充分描述)。注意，FAP与LAP之间的距离(即，延迟扩展D)决不能超过D_MAX＝N_W。使用FAP_inst、LAP_inst、FAP_avg、LAP_avg以及参数D_mid的所确定值，用于偏移计算的计算单元可确定下一偏移。D_mid为可在装置上提供的预定值。D_mid值确定信道估计中的点，短信道在时序同步的过程之后将围绕所述点而居中。可考虑几个考虑因素来挑选此值，包括D_mid应处于B_off与(N_CP-B_off)/2之间的某处。此值有助于使整个信道保持处于CP内部。将D_mid设定成较接近于B_off暗示信道被迫在B_off处开始，且忽视居中。如果有理由相信可在将来预期在FAP之后的信号内容，那么此为良好的选项。将D_mid设定成较接近于(N_CP-B_off)/2暗示允许信道围绕CP的中间生长。此后一值可为较佳选项，除非可预期在FAP之前的信号内容。实际上，由于未考虑的“早信号内容”可产生较多问题，因此可将D_mid挑选成处于两个极端之间的中间某处，或粗略地在CP的约25％处。

为确定下一偏移，如下确定复合信道内容边界。如果延迟扩展D小于或等于最大可接受的延迟扩展D_MAX(即，确定步骤926＝“是”)，那么在步骤936中，可使用FAP值及LAP值来计算偏移(其描述于下文中)。

如果延迟扩展D大于最大可接受的延迟扩展DS_MAX(即，确定步骤924＝“否”)，那么在确定步骤928中，算法可确定瞬时FAP是否小于平均FAP。如果瞬时FAP小于平均FAP(即，确定步骤928＝“是”)，那么在步骤930中，可将FAP设定成等于瞬时FAP，且可将LAP设定成等于FAP加最大可接受的延迟扩展D_MAX。换句话说：

如果FAP_inst＜FAP_avg＝＞FAP＝FAP_inst，那么LAP＝FAP+D_MAX。

如果瞬时FAP小于平均FAP(即，确定步骤928＝“否”)，那么在确定步骤932中，算法可确定瞬时LAP是否小于平均LAP。如果平均LAP超过瞬时LAP(即，确定步骤932＝“是”)，那么在步骤934中，可将LAP设定成等于瞬时LAP，且可将FAP设定成等于FAP与最大可接受的延迟扩展D_MAX之间的差。换句话说：

如果LAP_inst＞LAP_avg＝＞LAP＝LAP_inst，那么FAP＝LAP-D_MAX。

如果平均LAP小于瞬时LAP(即，确定步骤932＝“否”)，那么这可指示错误情形，所以在步骤940中，可将LAP设定成瞬时LAP(即，LAP_inst)，且将FAP设定成瞬时FAP(即，FAP_inst)。此错误条件决不应在正常条件下发生，因为所述情况将暗示瞬时或平均DS大于最大延迟扩展(DS_max)，如果实施方案正确，此情况不应发生。

使用所确定的FAP值及LAP值，算法接着可通过使用在由如下的等式2给出的计算中的值来计算适当的偏移值：

等式2

在等式2中，N_r为信道估计压缩比率，因为有时可能会通过组合两个或两个以上连续信道分接头来“压缩”使用TDM导频2获得的时域信道估计。在时域中的信道分接头的所有值均为非负数时，可通过简单的平均化或加法来进行连续信道分接头的此组合。可接着在固件、软件或其它外部装置内部更高效地存储且处理经压缩的时域信道估计，而无时域粒度(granularity)的大量损失。一个重要观察结果为施加到OFDM符号时序的偏移可始终为N_r的倍数。

应注意，有可能出现等式2可产生偏移值的情形，如果应用所述偏移值，那么将导致信道内容溢位超过零位置，即FAP(未来符号)＜0。为了避免此情况，在一实施例中，可引入另一可编程参数，即最小退让值B_off。此参数表示可将信道开头置于后续OFDM符号中的最小(正)值(以经压缩码片的数目来表达)。为了应用此限制，将等式2修改如下，其用以计算适当的偏移值(在步骤936中)：

等式3

最后，为允许计算大于OFDM***中的循环前缀的时序偏移，或表示可在单个OFDM符号的开头施加的最大时序偏移的某一其它可编程值offset_MAX，可将通过公式等式3计算的偏移进一步划分成两个或两个以上部分，且分布骤应用。换句话说：

偏移₁＝min(偏移，偏移_MAX)；偏移₂＝偏移-偏移₁。           等式4

应注意，总TDM导频2偏移可表示由硬件施加的瞬时偏移(作为对TDM导频2处理的响应)与在TDM导频2信道平均化及FAP/LAP搜索之后不久施加的复合偏移校正的组合。

如前述算法展示，先前(即，过去)FAP FAP_past为在计算紧接的FAP及LAP的值以及计算如下文所描述的时序偏移的过程中的重要因子。因此，FAP_past值贯穿正常操作模式而保持为最新的(current)，其中可施加来自固件(软件)及硬件两者的时序偏移。在一实施例中，简单经验法则为对FAP_past进行必要的调整，以便在值正被使用的时刻使其保持为最新的。实际上，这意味着在方法900的步骤938中，可在计算出复合偏移校正且正要应用到硬件之后不久更新FAP_past。对内部值的修改如下：

FAP_past＝FAP_DSP-累积_偏移，且FAP_DSP-＝总_TDM2_偏移。    等式5

在等式5中，累积_偏移为在硬件中施加于TDM导频2信道平均化的两个例子之间的总时序偏移。值FAP_DSP可为信道的第一到达路径的当前内部固件(软件)概念。如可看到，此值本身可能需要基于先前超帧中的总TDM导频2偏移而更新。

一旦在步骤936中计算出偏移，就可将其用于如在图9B中所说明的实例方法950中所示的时序同步过程中。图9B说明如何将上文所描述的方法900实施为总时序同步方法950的一部分。在方法950中的精细时序获取的开始处，例如可在步骤952中对接收器电路加电之后发生，接收器装置硬件及软件通过以下操作来执行方法900的过程：基于瞬时TDM导频2符号(即，FAP_inst及LAP_inst)实现硬件中的精细时序获取(步骤954)；例如通过DSP读取经压缩的信道估计来计算平均时序获取(即，FAP_ave及LAP_ave)(步骤956)；以及基于所述结果来计算时序偏移(步骤958)。在决策步骤960处，DSP(或处理器或其它解码电路)可将瞬时时序偏移值与基于平均时序获取的偏移值进行比较以确定其是否匹配。如果瞬时时序偏移与平均时序偏移相差一个以上阈值(即，决策步骤960＝“否”)，那么DSP(或其它电路)可将上文参考图9A所描述的在步骤936中计算出的偏移校正应用于瞬时时序偏移。如上文所论述，在步骤962中将偏移校正应用于瞬时时序偏移可补偿可由第一到达信号的突然衰落引起的时序突然改变，使得精细时序同步不因所述事件而失控。接着将经校正的时序同步用于DMTT中以对符号进行解码。如果瞬时时序偏移与平均时序偏移在一阈值内匹配(即，决策步骤960＝“是”)，那么不需要校正，且DSP可使用瞬时同步时序。

在步骤964中，DSP基于在方法900的步骤924中所计算的所估计的延迟扩展DS而选择用于DMTT的参数。所述DMTT参数是众所周知的，且用作基于时序信息而识别最有可能的符号的一部分。在决策步骤966中，DSP可确定延迟扩展(DS)是短还是长。如果延迟扩展长(即，决策步骤966＝“否”)(如可在存在大量多路径信号(例如，在城市或山区位置中)的情形下所发生)，那么定期重复使用TDM导频2的精细时序获取的过程以使得DSP可在下一超帧中返回到步骤954以重复上文所描述的过程是重要的。然而，如果延迟扩展很短(即，决策步骤966＝“是”)(如可在具有很少或不具有多路径信号的位置中所发生)，那么DSP可对若干个超帧的数据进行解码而不重复执行精细时序获取，因为时序参数不可能快速改变。因此，在步骤968中，DSP(或其它电路)可起始监视定时器，且在步骤970中使用在步骤964中为超帧中的所有符号设定的DMTT参数来对符号进行解码，直到在决策步骤972中其确定监视定时器已过期为止。可发送监视定时器达若干秒(例如，10到15秒)，其可取决于延迟扩展的长度(例如，延迟扩展越短，监视定时器设定越长)。如果监视定时器尚未过期(即，决策步骤972＝“否”)，那么在步骤974处，DSP或时序电路使监视定时器递减，且在步骤970中继续使用当前DMTT参数对符号进行解码。在监视定时器过期(即，决策步骤972＝“是”)时，DSP可在下一超帧中返回到步骤954，以重复上文所描述的精细时序获取过程。通过在延迟扩展较短时使用当前DMTT参数且间歇性地执行精细时序获取过程可节省处理TDM导频2符号所需的电池电力。

图10说明如可通过前述算法计算的信道估计及累积能量的实例。图10展示代表性TDM导频2信道估计1002，其包括由检测窗804涵盖的在不同时间(以码片的数目来测量)到达的四个信号复制品。在此实例中，检测窗的长度N_w为N_c的二分之一。图10还展示不同起始窗位置n在检测窗1006内累积的信号能量的表示。所述图说明先前FAP位置信息如何用作从中搜索新FAP的指导。先前FAP位置本质上是参考***的用于新FAP位置的零点，使得检测为在先前FAP位置右侧的FAP被视为信道中的正移位的表示，且检测为在先前FAP位置左侧的FAP被视为信道中的负移位的表示。在所述图所展示的实例中，正搜索区与负搜索区具有相同长度，但在其它实施例中，正区可被挑选为较长(如果字段数据提示此些信道移位更明显)。当最大所检测的累积能量的位置用作针对前向搜索及后向搜索的起始位置时，所述图还说明FAP/LAP搜索算法的第二计算步骤920。这两个搜索可并行进行，且导致找到位置n_beg及n_end，即平坦区的前边缘及后边缘。接着例行将这些值翻译成FAP/LAP值。

适合与各种实施例一起使用的典型无线接收器150将共同具有图11中所说明的组件。举例来说，示范性无线接收器150可包括耦合到内部存储器1102、显示器1103且耦合到扬声器1109的处理器1101。另外，所述无线接收器150可具有用于发送及接收电磁辐射的天线1104，天线1104连接到无线数据链路及/或耦合到处理器1101的蜂窝式电话收发器1105。在一些实施方案中，用于蜂窝式电话通信的收发器1105及处理器1101的若干部分及存储器1102统称为空中接口，因为其提供经由无线数据链路的数据接口。无线接收器150通常还包括用于接收用户输入的小键盘1106或微型键盘及菜单选择按钮或摇臂开关1107。

处理器1101可为任何可编程微处理器、微计算机或可由软件指令(应用程序)配置以执行多种功能(包括本文中所描述的各种实施例的功能)的多处理器芯片。在一些移动装置中，可提供多个处理器1101，例如专用于无线通信功能的一个处理器及专用于运行其它应用程序的一个处理器。通常，可在存取软件应用程序且将其加载到处理器1101中之前，将软件应用程序存储在内部存储器1102中。在一些移动装置中，处理器1101可包括足以存储应用程序软件指令的内部存储器。在许多无线接收器150中，内部存储器1102可为易失性或非易失性存储器(例如，快闪存储器)或两者的混合。出于此描述的目的，对存储器的一般参考指代可由处理器1101存取的所有存储器，包括内部存储器1102、***到无线接收器150中的可装卸存储器及处理器1101自身内的存储器。

前述方法描述及过程流程图仅作为说明性实例而提供，且无意要求或暗示各实施例的步骤必须以所呈现的次序执行。如所属领域的技术人员将了解，可以任何次序执行前述实施例中的步骤的次序。例如“此后”、“接着”、“接下来”等的词语无意限制步骤的次序；这些词语仅用以经由对方法的描述来引导读者。另外，对呈单数形式的权利要求书要素的任何参考(例如，使用冠词“一”或“所述”)不应被解释为将所述要素限于单数形式。

结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路及算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的这种可互换性，各种说明性组件、块、模块、电路及步骤已在上文大体按其功能性加以描述。将此功能性实施为硬件还是软件取决于特定应用及强加于整个***上的设计约束。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以不同的方式来实施所描述的功能性，但此些实施决策不应被解释为引起与本发明范围的脱离。

可用经设计以执行本文中所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的方面而描述的各种说明性逻辑、逻辑块、模块及电路。通用处理器可为微处理器，但在替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。还可将处理器实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器，或任何其它此类配置。或者，可通过特定用于给定功能的电路来执行一些步骤或方法。

在一个或一个以上示范性方面中，可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施所描述的功能。如果以硬件实施，那么可在可适合用于无线接收器或移动装置中的无线信号处理电路的电路内实施功能性。此无线信号处理电路可包括用于实现各实施例中所描述的信号测量及计算步骤的电路。如果以软件来实施，那么所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储在计算机可读媒体上，或经由计算机可读媒体而传输。本文中所揭示的方法或算法的步骤可包含在所执行的处理器可执行软件模块中，所述处理器可执行软件模块可驻存在计算机可读媒体上。计算机可读媒体包括计算机存储媒体及通信媒体两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，此计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以运载或存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，严格地说，任何连接均被称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤缆线、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波等无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤缆线、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波等无线技术包括在媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘通过激光以光学方式再现数据。上述各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。另外，方法或算法的操作可作为代码及/或指令中的一者或任何组合或集合而驻存在机器可读媒体及/或计算机可读媒体上，机器可读媒体及/或计算机可读媒体可并入计算机程序产品中。

提供对所揭示实施例的先前描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。对于所属领域的技术人员来说，对这些实施例的各种修改将是显而易见的，且可在不脱离本发明的精神或范围的情况下将本文中所定义的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明无意限于本文中所展示的实施例，而是将被赋予与所附权利要求书及本文中所揭示的原理及新颖特征一致的最宽范围。

Claims (43)

1.一种在无线通信***中的时序获取方法，其包含：

接收时域多路复用（TDM）导频符号；

基于所述所接收到的TDM导频符号来获得瞬时时域TDM导频信道估计；

随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均；以及

基于所述瞬时TDM导频信道估计及经时间加权平均的TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述通信***广播包括TDM导频1及TDM导频2符号的经正交频域多路复用（OFDM）符号，且针对其获得信道估计的所述TDM导频符号为所述TDM导频2符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中周期性地获取所述TDM导频以辅助数据解码期间的时序同步。

4.根据权利要求3所述的方法，其中使用所述时序获取来为数据模式时间跟踪提供初始稳健符号时序，且使用所述所估计的延迟扩展来调整在数据模式时间跟踪算法中使用的时序参数。

5.根据权利要求1所述的方法，其中随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均包含：对于多个信道估计中的每一者，将平均信道估计值计算为先前平均信道估计与第一系数的乘积加瞬时信道估计与第二系数的乘积的总和。

6.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时第一到达路径（FAP_inst）时间；

基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时最后到达路径（LAP_inst）时间；

基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均第一到达路径（FAP_ave）时间；以及

基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均最后到达路径（LAP_ave）时间，

其中基于所述瞬时TDM导频信道估计及所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计包含基于所述所确定的FAP_inst、LAP_inst、FAP_ave及LAP_ave值而执行时序获取及延迟扩展估计。

7.根据权利要求6所述的方法，其进一步包含：

选择所述FAP_inst与FAP_ave中的较小者作为第一到达路径时间，且选择所述LAP_inst与LAP_ave中的较大者作为所述第一到达路径时间；

将延迟扩展计算为最后到达路径时间与第一到达路径时间之间的差；

确定所述所计算的延迟扩展是否超过最大可允许延迟扩展；

在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展且FAP_inst小于FAP_ave时，选择所述FAP_inst作为所述第一到达路径时间，且选择先前所计算的最后到达路径时间加所述最大可允许延迟扩展的总和作为所述最后到达路径时间；以及

在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展、FAP_inst小于FAP_ave且LAP_inst小于LAP_ave时，选择所述LAP_inst作为所述最后到达路径时间，且选择先前所计算的第一到达路径时间与所述最大可允许延迟扩展之间的差作为所述第一到达路径时间。

8.根据权利要求7所述的方法，其进一步包含根据使用以下等式来计算供在执行时序获取中使用的偏移

其中：

N_r为信道估计压缩比率；

FAP为所述所选择的第一到达路径时间；

Dmid为在装置上提供的预定值；

D为所述所计算的延迟扩展；且

B_off为最小退让值。

9.根据权利要求8所述的方法，其中在两个步骤中应用所述所计算的偏移作为第一偏移及第二偏移，所述第一偏移为所述所计算的偏移与预定最大值中的较小者，且所述第二偏移等于所述所计算的偏移与所述第一偏移之间的差。

10.根据权利要求5所述的方法，其进一步包含基于观察到的条件而调整所述第一及第二系数以用于信道估计平均化。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述观察到的条件是选自观察到的信道延迟扩展、移动速度及在所确定的时序获取偏移中观察到的趋势。

12.一种无线通信装置，其包含：

用于接收时域多路复用（TDM）导频符号的装置；

用于基于所述所接收的TDM导频符号而获得瞬时时域TDM导频信道估计的装置；

用于随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均的装置；以及

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计及经时间加权平均的TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计的装置。

13.根据权利要求12所述的无线通信装置，用于接收包括TDM导频1及TDM导频2符号的经正交频域多路复用（OFDM）符号的通信***广播的装置，且针对其获得信道估计的所述TDM导频符号为所述TDM导频2符号。

14.根据权利要求12所述的无线通信装置，其进一步包含用于周期性地获取所述TDM导频以辅助数据解码期间的时序同步的装置。

15.根据权利要求14所述的无线通信装置，其进一步包含：

用于使用所述时序获取来为数据模式时间跟踪提供初始稳健符号时序的装置；以及

用于使用所述所估计的延迟扩展来调整用于数据模式时间跟踪算法中的时序参数的装置。

16.根据权利要求12所述的无线通信装置，其中用于随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均的装置包含：用于对于多个信道估计中的每一者将平均信道估计值计算为先前平均信道估计与第一系数的乘积加瞬时信道估计与第二系数的乘积的总和的装置。

17.根据权利要求12所述的无线通信装置，其进一步包含：

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时第一到达路径（FAP_inst）时间的装置；

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时最后到达路径（LAP_inst）时间的装置；

用于基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均第一到达路径（FAP_ave）时间的装置；以及

用于基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均最后到达路径（LAP_ave）时间的装置，

其中用于基于所述瞬时TDM导频信道估计及所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计的装置包含用于基于所述所确定的FAP_inst、LAP_inst、FAP_ave及LAP_ave值而执行时序获取及延迟扩展估计的装置。

18.根据权利要求17所述的无线通信装置，其进一步包含：

用于选择所述FAP_inst与FAP_ave中的较小者作为第一到达路径时间且选择所述LAP_inst与LAP_ave中的较大者作为所述第一到达路径时间的装置；

用于将延迟扩展计算为最后到达路径时间与第一到达路径时间之间的差的装置；

用于确定所述所计算的延迟扩展是否超过最大可允许延迟扩展的装置；

用于在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展且FAP_inst小于FAP_ave时选择所述FAP_inst作为所述第一到达路径时间且选择先前所计算的最后到达路径时间加所述最大可允许延迟扩展的总和作为所述最后到达路径时间的装置；以及

用于在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展、FAP_inst小于FAP_ave且LAP_inst小于LAP_ave时选择所述LAP_inst作为所述最后到达路径时间且选择先前所计算的第一到达路径时间与所述最大可允许延迟扩展之间的差作为所述第一到达路径时间的装置。

19.根据权利要求18所述的无线通信装置，其进一步包含用于根据使用以下等式而计算供在执行时序获取中使用的偏移的装置

其中：

N_r为信道估计压缩比率；

FAP为所述所选择的第一到达路径时间；

Dmid为在装置上提供的预定值；

D为所述所计算的延迟扩展；且

B_off为最小退让值。

20.根据权利要求19所述的无线通信装置，其进一步包含用于在两个步骤中应用所述所计算的偏移作为第一偏移及第二偏移的装置，所述第一偏移为所述所计算的偏移与预定最大值中的较小者，且所述第二偏移等于所述所计算的偏移与所述第一偏移之间的差。

21.根据权利要求16所述的无线通信装置，其进一步包含用于基于观察到的条件而调整所述第一及第二系数以用于信道估计平均化的装置。

22.根据权利要求21所述的无线通信装置，其中所述观察到的条件是选自观察到的信道延迟扩展、移动速度及在所确定的时序获取偏移中观察到的趋势。

23.一种适合在无线通信装置中使用的无线信号处理电路，其包含：

无线接收器电路，其经配置以接收包括经时域多路复用（TDM）导频符号的正交频域多路复用信号；

时序获取电路，其经配置以基于所述所接收的TDM导频符号而获得瞬时时域TDM导频信道估计；以及

逻辑电路，其经配置以：

随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均；且基于所述瞬时TDM导频信道估计及经时间加权平均的TDM导频信道估计而

执行时序获取及延迟扩展估计。

24.根据权利要求23所述的无线信号处理电路，其中所述无线接收器电路经配置以接收包括TDM导频1及TDM导频2符号的OFDM符号，且针对其获得信道估计的所述TDM导频符号为所述TDM导频2符号。

25.根据权利要求23所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以使得周期性地获取所述TDM导频以辅助数据解码期间的时序同步。

26.根据权利要求25所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑进一步经配置以：

使用所述时序获取来为数据模式时间跟踪提供初始稳健符号时序；且

使用所述所估计的延迟扩展来调整用于数据模式时间跟踪算法中的时序参数。

27.根据权利要求23所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以使得随着时间对所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计进行时间加权平均包含：对于多个信道估计中的每一者，将平均信道估计值计算为先前平均信道估计与第一系数的乘积加瞬时信道估计与第二系数的乘积的总和。

28.根据权利要求23所述的无线信号处理电路，其中：

所述时序获取电路进一步经配置以：

基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时第一到达路径（FAP_inst）时间；且

基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时最后到达路径（LAP_inst）时间；且

所述逻辑电路进一步经配置以：

基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均第一到达路径（FAP_ave）时间；

基于所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而确定平均最后到达路径（LAP_ave）时间；且

通过基于所述所确定的FAP_inst、LAP_inst、FAP_ave及LAP_ave值而执行时序获取及延迟扩展估计来基于所述瞬时TDM导频信道估计及所述经时间加权平均的TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计。

29.根据权利要求28所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路进一步经配置以：

选择所述FAP_inst与FAP_ave中的较小者作为第一到达路径时间，且选择所述LAP_inst与LAP_ave中的较大者作为所述第一到达路径时间；

将延迟扩展计算为最后到达路径时间与第一到达路径时间之间的差；

确定所述所计算的延迟扩展是否超过最大可允许延迟扩展；

在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展且FAP_inst小于FAP_ave时，选择所述FAP_inst作为所述第一到达路径时间，且选择先前所计算的最后到达路径时间加所述最大可允许延迟扩展的总和作为所述最后到达路径时间；且

在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展、FAP_inst小于FAP_ave且LAP_inst小于LAP_ave时，选择所述LAP_inst作为所述最后到达路径时间，且选择先前所计算的第一到达路径时间与所述最大可允许延迟扩展之间的差作为所述第一到达路径时间。

30.根据权利要求29所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路进一步经配置以根据使用以下等式而计算供在执行时序获取中使用的偏移

其中：

N_r为信道估计压缩比率；

FAP为所述所选择的第一到达路径时间；

Dmid为在装置上提供的预定值；

D为所述所计算的延迟扩展；且

B_off为最小退让值。

31.根据权利要求30所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以使得在两个步骤中应用所述所计算的偏移作为第一偏移及第二偏移，所述第一偏移为所述所计算的偏移与预定最大值中的较小者，且所述第二偏移等于所述所计算的偏移与所述第一偏移之间的差。

32.根据权利要求27所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以基于观察到的条件而调整所述第一及第二系数以用于信道估计平均化。

33.根据权利要求32所述的无线信号处理电路，其中所述逻辑电路经配置以使得所述观察到的条件是选自观察到的信道延迟扩展、移动速度及在所确定的时序获取偏移中观察到的趋势。

34.一种适合在无线通信装置中使用的无线信号处理电路，其包含：

用于接收时域多路复用（TDM）导频符号的装置；

用于基于所述所接收的TDM导频符号而获得瞬时时域TDM导频信道估计的装置；

用于随着时间而平均化所获得的基于瞬时TDM导频的信道估计，以通过对第一乘积和第二乘积进行求和来确定经时间平均化的TDM导频信道估计的装置，其中，所述第一乘积是先前经平均化的基于TDM导频的信道估计与第一系数的乘积，所述第二乘积是所获得的基于TDM导频的瞬时信道估计与第二系数的乘积；以及

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计及所述时间平均化TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计的装置。

35.根据权利要求34所述的无线信号处理电路，用于接收包括TDM导频1及TDM导频2符号的经正交频域多路复用（OFDM）符号的通信***广播的装置，且针对其获得信道估计的所述TDM导频符号为所述TDM导频2符号。

36.根据权利要求34所述的无线信号处理电路，其进一步包含用于周期性地获取所述TDM导频以辅助数据解码期间的时序同步的装置。

37.根据权利要求36所述的无线信号处理电路，其进一步包含：

用于使用所述时序获取来为数据模式时间跟踪提供初始稳健符号时序的装置；以及

用于使用所述所估计的延迟扩展来调整用于数据模式时间跟踪算法中的时序参数的装置。

38.根据权利要求34所述的无线信号处理电路，其进一步包含：

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时第一到达路径（FAP_inst）时间的装置；

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定瞬时最后到达路径（LAP_inst）时间的装置；

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定平均第一到达路径（FAP_ave）时间的装置；以及

用于基于所述瞬时TDM导频信道估计而确定平均最后到达路径（LAP_ave）时间的装置，

其中用于基于所述瞬时TDM导频信道估计及所述时间平均化TDM导频信道估计而执行时序获取及延迟扩展估计的装置包含用于基于所述所确定的FAP_inst、LAP_inst、FAP_ave及LAP_ave值而执行时序获取及延迟扩展估计的装置。

39.根据权利要求38所述的无线信号处理电路，其进一步包含：

用于选择所述FAP_inst与FAP_ave中的较小者作为第一到达路径时间且选择所述LAP_inst与LAP_ave中的较大者作为所述第一到达路径时间的装置；

用于将延迟扩展计算为最后到达路径时间与第一到达路径时间之间的差的装置；

用于确定所述所计算的延迟扩展是否超过最大可允许延迟扩展的装置；

用于在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展且FAP_inst小于FAP_ave时选择所述FAP_inst作为所述第一到达路径时间且选择先前所计算的最后到达路径时间加所述最大可允许延迟扩展的总和作为所述最后到达路径时间的装置；以及

用于在所述所计算的延迟扩展超过所述最大可允许延迟扩展、FAP_inst小于FAP_ave且LAP_inst小于LAP_ave时选择所述LAP_inst作为所述最后到达路径时间且选择先前所计算的第一到达路径时间与所述最大可允许延迟扩展之间的差作为所述第一到达路径时间的装置。

40.根据权利要求39所述的无线信号处理电路，其进一步包含用于根据使用以下等式而计算供在执行时序获取中使用的偏移的装置

其中：

N_r为信道估计压缩比率；

FAP为所述所选择的第一到达路径时间；

Dmid为在装置上提供的预定值；

D为所述所计算的延迟扩展；且

B_off为最小退让值。

41.根据权利要求40所述的无线信号处理电路，其进一步包含用于在两个步骤中应用所述所计算的偏移作为第一偏移及第二偏移的装置，所述第一偏移为所述所计算的偏移与预定最大值中的较小者，且所述第二偏移等于所述所计算的偏移与所述第一偏移之间的差。

42.根据权利要求34所述的无线信号处理电路，其进一步包含用于基于观察到的条件而调整所述第一及第二系数以用于信道估计平均化的装置。

43.根据权利要求42所述的无线信号处理电路，其中所述观察到的条件是选自观察到的信道延迟扩展、移动速度及在所确定的时序获取偏移中观察到的趋势。

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