CN102255864A - 低复杂度通用采样恢复方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法及装置，所述装置包括：采样率转换模块、用于将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；时域脉冲响应估计模块、用于根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；高倍内插模块、用于得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；采样误差信息的提取模块、用于根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；所述采样率转换模块根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。该装置具有普遍适用性，只需要较少的硬件资源工作在较低的采样速率上就可以快速实现高精度采样相位的锁定以及采样频率偏差的纠正。

Description

低复杂度通用采样恢复方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种采样恢复方法及装置，尤其涉及一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法及装置，可应用于所有OFDM传输***和扩频传输***及其对应的MIMO***，本发明在DTMB，ATSC，CMMB，DVBT，ISDBT，WIFI，WIMAX，CDMA，4G等等通信***中都有着非常好的应用价值。

背景技术

有线和无线通信***都普遍存在着采样钟偏差这个问题，采样钟偏差包括采样相位偏差和采样频率偏差，采样相位偏差是指实际采样时刻偏离了最优采样时刻，采样频率偏差是指通信***收发两端晶体振荡器的频率不一致导致的采样漂移，对数字***来说表现为时域上在相同的时长内采样点个数的增加或者减少，且这种采样点的增加或者减少会随着时间逐步累积。采样恢复是采样相位恢复和采样频率恢复的统称。

对OFDM接收机来说，如果仅仅存在采样相位偏差，只会造成各个子载波信号的相位旋转，通过信道补偿操作对***接收的信噪比影响不大。但是采样频率偏差一方面会造成FFT(快速傅里叶变换，fast Fourier transform)窗口起始时刻发生漂移，另一方面会破坏子载波之间的正交性从而引起载波间干扰，造成***信噪比的下降。对扩频通信***而言，无论是采样相位偏差还是采样频率偏差，都意味着最佳匹配时刻的不准确，从而影响匹配之后的相关峰值，更为严重的是，采样频率偏差会导致最优采样时刻不停漂移，最终导致***无法正常解调信号。

早迟门(Early-Late-Gate)是采样恢复中最基本最重要的算法思想，早迟门算法通过检测最佳时刻采样点及其前后时刻采样点来提取采样相位偏差的信息，并通过不断地跟踪采样相位偏差的变化来调整采样频率偏差。扩频通信***通常都是在高倍速率上实现早迟门来提取采样偏差的信息，这需要***工作在高倍速率上，增加了***实现的复杂度。

OFDM***通常采用将前后两个OFDM符号相同子载波位置上的导频共轭相乘来获得采样相位偏差的信息，这种方法基于前后两个OFDM符号信道相应基本不变的假设，因此在移动环境下这种算法效果不佳，并且为了保证传输效率，导频的个数通常非常有限，这使得算法的性能也受到很大的限制。2000年发表的IEEE文献”Timing recovery for OFDM transmission.”中提出了一种利用本地生成的超前和滞后导频来进行采样恢复的方法，这种方法本质上也是一种早迟门思想，但是有两个缺点，首先由于本质上还是利用导频子载波来估计，所以会受到导频个数的影响；其次算法需要提供一个参考路径以供锁相环最终锁定采样相位和采样频率，但是由于移动环境下每个路径都可能经历衰落甚至消失，所以该算法在移动接收时会出现无法锁定的现象。

专利申请号为”200910201841.8”发明名称为”定时偏差和采样频偏联合跟踪方法”及申请号为”200810043166.6”发明名称为”采样频偏估计方法”的专利申请文件分别针对CMMB和DTMB***提出了采样恢复方法，基本思想都是在符号速率上通过跟踪最强径的漂移来不断地纠正采样频偏，这种方法有两个缺点，首先算法本身设计时只考虑纠正采样频率偏差而没有考虑纠正采样相位偏差；其次由于调整间隔时间太长，因此会受到移动环境和多径分布的影响，在移动环境下多径不停发生变化或者多径分布特别复杂时会无法提取出定时信息。

专利申请号为”200410003485.6”发明名称为”时域同频正交频分复用接收机的定时恢复方法及***”的专利申请提出一种针对DTMB***的采样恢复方法，以及专利申请号为”200810118034.5”发明名称为”对接收信号进行同步跟踪的方法和***”的专利申请提出了一种提取采样误差的方法，这两种方法都是针对传输信道中最强径提取采样误差信息，然后利用锁相环来进行采样恢复。这种方法具备一定对抗多径信道和移动信道的能力，但是仍然存在以下问题，首先锁相环的工作存在延时效应，通常需要经过一定的时间才能达到稳定状态，这对于突发通信模式比较不利；其次当多径变化剧烈时，算法需要来回跟踪和锁定不同的径，这将会导致锁相环在捕获模式和跟踪模式之间来回切换，非常不利于算法的最终稳定；此外为了保证采样恢复的精度，要求***工作在高采样速率上，但是数据解调本身不需要这么高的处理速率，这样在增加***实现复杂度的同时也浪费了硬件资源和处理时间。

发明内容

为了克服现有技术的上述缺陷，本发明所要解决技术问题是提供了一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法及装置，该方法及装置具有普遍适用性，只需要较少的硬件资源工作在较低的采样速率上就可以快速实现高精度采样相位的锁定以及采样频率偏差的纠正。

为了解决上述技术问题，本发明提供的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，包括：

采样率转换模块、用于将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

时域脉冲响应估计模块、用于根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

高倍内插模块、用于得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

采样误差信息的提取模块、用于根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；

所述采样率转换模块根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

进一步地，所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，还包括一数控振荡器，用于对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

进一步地，所述的时域脉冲响应估计模块包括：

去CP模块；

FFT模块，用于对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计模块，用于采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT模块，用于将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

进一步地，所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，还包括一平滑滤波器，用于对采样频率偏差信息进行平滑滤波，以降低噪声的影响。

进一步地，所述时域脉冲响应估计模块包括：相关器，用于将接收到的序列与本地PN序列进行匹配相关。

同时，本发明还提供一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，包括：

采样率转换步骤、将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

时域脉冲响应估计步骤、根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

高倍内插步骤、得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

采样误差信息的提取步骤，根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；

补偿步骤、根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

进一步地，所述的时域脉冲响应估计步骤包括：

去CP步骤；

FFT步骤，其对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计步骤，其采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT步骤，将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

进一步地，所述高倍内插步骤中，所述的传输路径的选择方法是：同时跟踪若干个较强的多径分量。

进一步地，所述的采样相位偏差的提取方法为：

MaxPos-IntPos＝FracPos(-1＜FracPos＜1)，其中，IntPos为内插之前的强径位置，表示低分辨率下的当前采样时刻，MaxPos为高倍内插之后对应的强径位置，表示通过高倍内插提高分辨率得到的最佳采样时刻，二者之差所表示就是当前帧的采样相位误差FracPos。

进一步地，所述的采样频率偏差信息的计算公式为：

R_s*(MaxPos₂-MaxPos₁)/FrmLen(Hz)，其中，MaxPos₁和MaxPos₂分别为间隔若干个信号帧前后两次高倍内插后同一条强径的最佳采样时刻，二者之差MaxPos₂-MaxPos₁就是由于采样频偏的存在而导致的偏移采样点的个数，R_s是基带速率，FrmLen是不存在采样偏差时前后所统计的两个信号帧之间的样点个数。

进一步地，高倍内插步骤中只对选定的传输路径及其周围若干点进行高倍内插，所述的传输路径为传输环境中一条或若干条较强的径。

进一步地，在采样频率偏差信息的计算中，间隔若干个信号帧来获得最佳采样时刻。

进一步地，所述进行采样频率偏差计算后，将计算结果经过平滑滤波器来降低噪声的影响。

进一步地，根据新的采样率来获得新的信号输出结果：

$y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=y\left[(m_k+u_k)T_s\right]=\stackrel{I_2}{{\mathrm{\Σ}}_{i=I_1},}x\left[(m_k-i)T_s\right]h_1\left[(i+u_k)T_s\right]$

其中m_k为内插滤波器的基准点，u_k为实际插值点与基准点的距离，I₂-I₁+1为每次插值运算所需要的样点数。

进一步地，所述时域脉冲响应估计步骤中对于伪随机序列扩频***，可以直接在时域上用伪随机序列对接收序列进行相关匹配。

由于采用了上述技术方案，本发明只需要工作在较低的处理速率上，这个处理速率可以是符号速率，也可以是符号速率的分数倍或者是整数倍。通常情形下为了保证***复杂度不至于太高，处理速率不需要超过符号速率的两倍。接着通过选择对某一个或者某几个强径进行高倍内插就可以实现高精度的采样恢复。

在此基础上，本发明的采样恢复方法还可以对抗移动衰落，通常的采样恢复方法都只关注一条强径，然而采样恢复的精度与同一条强径的持续时间有直接关系，持续时间越长精度就越高，因此一旦这条强径经历了衰落，就必须重新选择新的强径重新来跟踪.本发明可以选择同时关注若干条较强的多径，然后根据其中持续时间最长的那条强径来进行采样恢复，这样某一条多径的衰落或者生灭不会对采样恢复过程的连续性造成影响，而且仍然能够实现高精度的采样恢复。本发明的处理思想可广泛应用于OFDM***和扩频传输***及其对应的MIMO***，具有普遍适用性。

附图说明

图1为本发明提出的通用采样恢复装置的结构示意图

图2为针对CP-OFDM***采样恢复装置的结构示意图

图3(a)为DVB-T***高倍内插前后所能得到的最佳采样时刻(前一帧)

图3(b)为DVB-T***高倍内插前后所能得到的最佳采样时刻(后一帧)

图4为DVB-T***存在1KHz采样频偏时采用本发明直接估计出来的采样频偏

图5为DVB-T***存在1KHz采样频偏时经过平滑滤波后采用本发明估计出的采样频偏

图6为DTMB***信号帧的三种结构

图7为DTMB***帧头PN序列的三种结构

图8为针对存在伪随机序列的***采样恢复装置的结构示意图

图9为Brazil-E多径信道下DTMB***高倍内插前后的插值曲线图

图10为存在1KHz采样频偏时DTMB***采用本发明的方法估计得出的采样频偏曲线

具体实施方式

实施例一

如图1所示，本发明提出一种通用的采样恢复装置，包括：采样率转换模块、用于将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

时域脉冲响应估计模块、用于根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

高倍内插模块、用于得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

采样误差信息的提取模块、用于根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；

所述采样率转换模块根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

根据上述采样恢复装置，本发明同时提供一种采样恢复方法，具体步骤如下：

采样率转换步骤、用于将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

我们知道，对于一个频率受限信号x(t)，只要满足采样定理，就可以用一个理想的低通滤波器从采样值x(mT_s)中无损失地恢复出原始模拟信号x(t)，如下式所示，

$x\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left({\mathrm{mT}}_s\right)h_1(t-{\mathrm{mT}}_s),$ $h_I\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\πt}/T_s)}{\mathrm{\πt}/T_s}$

其中，h_I(t)是理想低通滤波器的脉冲相应，T_s为采样间隔，这个滤波器是非因果形式的IIR滤波器。具体实现时通常使用有限阶的FIR滤波器来近似。实际上大多数情形下，我们需要的是将信号从一种采样率转换到另一种采样率，也就是说，以T_s作为采样间隔的信号x(mT_s)经过滤波器h_I(t)后形成模拟信号x(t)，然后需要重新以新的采样间隔T_i采样，那么重采样输出可表示为y(kT_i)＝∑_m x(mT_s)h_I(kT_i-mT_s)。用实际时钟T_s表示插值点可得kT_i＝(kT_i/T_s)T_s＝(m_k+u_k)T_s，其中m_k和u_k分别表示的整数部分和小数部分，事实上，m_k可以看作内插滤波器的基准点，u_k就是实际插值点与基准点的距离，kT_i表示新的采样间隔Ti下的第k个采样点，于是得到

$y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=y\left[(m_k+u_k)T_s\right]=\stackrel{I_2}{{\mathrm{\Σ}}_{i=I_1},}x\left[(m_k-i)T_s\right]h_1\left[(i+u_k)T_s\right].$ 其中I₂-I₁+1是每次插值运算所需要的样点数，实际应用中采用数控振荡器来计算每个插值点的m_k和u_k，这就是采样率转换模块的基本原理。

时域脉冲响应估计步骤，用于根据采样率转换模块输出基带速率的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

所述的估计传输信道的时域脉冲响应既可以是精确估计的信道脉冲响应，也可以是伪随机序列粗略匹配后的结果，本模块的实施方式与传输***的类型有关。对于伪随机序列扩频***，可以直接在时域上用伪随机序列对接收序列进行相关匹配，那么在具有传输路径的位置上就会出现峰值，其中r(n)是接收到的时域信号，

表示本地伪随机序列的共轭序列，M是伪随机序列的长度。

对于CP-OFDM类型的***，由于时域上不存在伪随机序列，所以不能像伪随机序列扩频***那样直接在时域上相关来获得时域脉冲响应.而CP-OFDM***都要获得频域信道响应来完成信号的解调，因此将频域信道响应通过IFFT操作(快速傅里叶逆变换，inverse FFT)变换到时域上，同样可以得到时域脉冲响应。

高倍内插步骤、用于得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

由于采样恢复的精度与采样速率有直接关系，采样速率越高，采样恢复的精度也就越高，但是直接将接收机工作在高倍速率上会造成硬件开销和处理时间的巨大浪费，考虑到采样误差信息通常都是根据某一条传输路径及其周围的采样点来提取，因此实际上只需要针对该传输路径及其周围若干点进行高倍内插来提取定时误差信息，因此可以接收机在低速率上工作，而只对选定的传输路径及其周围若干点进行高倍内插，这样在保证高精度的同时又降低了接收机的复杂度。需要说明的是，选择的传输路径通常情形下应该是最强径，但是不一定必须是最强径，只要是传输通道中的一条较强的路径即可。这里的内插方法可以多种多样，可以选择基于低通滤波器的插值，也可以选择各种阶数的多项式内插，也可以是两者的结合。

采样误差信息的提取步骤、根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息。

本发明采用直接间隔一定时间对同一条路径两次内插的最大值位置及其漂移来获取采样相位偏差和采样频率偏差，这种方法对于突发传输模式和非突发传输模式都能够适用。采样误差信息的提取每帧或间隔若干个信号帧计算一次，高倍内插之前(低速率)的采样点对应整数样点，高倍内插出来的点对应分数样点，为了描述方便，内插之前的强径位置记为IntPos，表示低分辨率下的当前采样时刻，高倍内插之后对应的强径位置记为MaxPos，表示通过高倍内插提高分辨率得到的最佳采样时刻，那么二者之差MaxPoz-IntPos＝FracPos(-1＜FracPos＜1)所表示就是当前帧的采样相位误差.

采样频率误差的提取要通过间隔一定时间比较两次最佳采样时刻来实现，当不存在采样频率偏差时，前后两次高倍内插后对应的同一条强径位置之间的间隔应该正好就是信号帧的样点数，记为FrmLen.然而当存在采样频率偏差时，前后两次的间隔会大于或者小于这个值。也就是说，理想情形下前后间隔若干帧得到的最佳采样时刻在没有采样频率偏差时是不会变化的，当存在采样频率偏差时才会发生改变，间隔若干个信号帧前后两次高倍内插后同一条强径的最佳采样时刻分别为MaxPos₁和MaxPos_z，那么二者之差MaxPos₂-MaxPos₁就是由于采样频偏的存在而导致的偏移采样点的个数，根据这个差值可以求出采样频率偏差，计算公式为R_s*(MaxPos₂-MaxPos₁)/FrmLen(Hz)，其中R_s是基带速率.

所述采样率转换步骤根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。在本实施例中通过调整采样率转换模块中的数控振荡器来进行补偿。

事实上，本发明的方法还可以有效地应用到动态接收环境下，在动态接收信号时，传输通道中常常包含多个传输路径，而且每个传输路径的强度都处在变化之中。本发明中采样恢复是根据前后两次对同一条传输路径高倍内插之后的最大值位置及其偏移来得到定时相位偏差和定时频率偏差，前后两次间隔的时间越长，估计精度就会越高。因此在信道不发生变化的静态传输环境中，只要选定传输信道中的某一条强径一直跟踪，理论上可以达到无限高的估计精度。但是在动态传输环境中，每一条径都会经历衰落，当某一条路径逐渐变得很弱以后，就无法继续跟踪这条径了，但是根据多径衰落具有随机性，也就是说不可能所有的强径都同时变弱，所以本发明提出同时跟踪若干个较强多径，然后选择持续时间最长的那条强径来进行采样恢复，这样即便接收机处于信道剧烈变化的多径传输环境中，也能够使采样恢复保持很高的精度。

实施例二

本实施例提供一种应用于CP-OFDM***的采样恢复装置及方法。欧洲提出的数字地面电视广播标准DVB-T是一个典型的CP-OFDM***，该***中采用OFDM技术来对抗地面环境中复杂的频率选择性衰落，此外级联编码结合交织技术保证了数据的可靠传输.DVB-T标准支持8K和2K两种传输模式，本实施方式以8K模式为例来进行描述.8K模式的***支持的技术参数主要分为三大类：1)以64QAM调制为特征的高比特率固定接收模式，有效净比特率可达20-27Mbps；2)以16QAM调制为特征的中比特率便携接收模式，有效净比特率大约14-18Mbps；3)以4QAM调制为特征的低比特率移动接收模式，有效净比特率低于6Mbps.其中DVB-T标准的主要应用是高码率的固定接收，由于64QAM星座点间隔很小，所有对采样频率偏差特别敏感.

DVB-T的8K模式下采用8192点FFT，其中6817个有效子载波分布在直流两侧，直流和两端的高频虚载波不传输信号，设置虚载波之后不仅保证FFT和IFFT的点数是2的整数次幂，而且降低了抗混叠滤波器实现的复杂度。循环前缀的长度设为FFT长度的1/16，共512个采样点，这个一个完整的OFDM符号在时域上总共有8704个样点.DVB-T的信道估计和均衡都是直接在基带速率上操作，因此采样率转换模块输出基带速率的数据。当收齐一个完整的OFDM符号(共8192个点)之后，做FFT运算得到频域上的OFDM符号，DVB-T***每个OFDM符号采用频域离散导频来估计信道的频域响应，而信道的时域脉冲相应与频域响应之间构成傅里叶变换的关系，因此可以把频域信道估计模块得到的频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域脉冲响应.

图2给出了本发明应用于CP-OFDM***的一种结构，虚线框以内给出了信道时域脉冲响应模块，其包括：

去CP模块；

FFT模块，用于对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计模块，用于采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT模块，用于将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

同时，本实施例还给出一种应用于CP-OFDM***的信道时域脉冲响应方法，其包括如下步骤：

FFT步骤，用于对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计步骤，用于采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT步骤，用于将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

通过上述时域脉冲响应方法得到信道脉冲响应之后，对其中的一条强径进行高倍内插，高倍内插操作采用低通滤波联合多项式插值的方法，图3是设置1000Hz采样频偏时对连续两个OFDM符号进行内插的结果，其中高倍内插之前的采样点用空心圆圈表示，高倍内插操作之后的采样点用实心圆点来表示，不难看出，高倍内插之后可以得到更精确的采样时刻的位置，比如图3(a)中高倍内插之前的当前采样时刻是第272点，经过高倍内插值后最佳采样时刻是271.78，即IntPos＝272，MaxPos＝271.78，那么对当前信号帧来说，采样相位偏差为FracPos＝MaxPos-IntPos＝-0.22个采样点，下一个OFDM符号的内插结果见图3(b)，最佳采样时刻是271.73，也就是说，前后两次最佳采样时刻分别为MaxPos₁＝271.78，MaxPos₂＝272.73，于是可以计算出***的采样频偏为(272.73-271.78)/8704*9.1429MHz＝998Hz，这个结果非常接近设置值1000Hz，这样就验证了本发明能够很好的估计出采样相位偏差和采样频率偏差。

图4给出了在0dB信噪比环境下存在1000Hz采样频率偏差时直接利用相邻两个OFDM符号信道脉冲响应中径的偏移估计出来的采样频率偏差的结果.受噪声影响的估计结果围绕1000Hz上下波动，最大偏差大约70Hz.有两个方法可以改进这个估计结果，首先，由于采样频偏的估计精度与前后两次估计的间隔时间有关，间隔时间越长则估计精度越高，所以可以间隔若干个信号帧来提高估计精度.此外，也可以将估计结果经过一个简单的平滑滤波器来降低噪声的影响，见图5，此时采样频偏的最大估计偏差已经只有1.5Hz.

本实施方式以欧洲地面数字电视标准DVB-T(如表1所示)为例说明本发明在CP-OFDM中的应用，事实上，本发明适用于一切CP-OFDM***，可类似应用于DVB-T2，ISDB-T，WIMAX，WIFI，CMMB，4G等等无线传输***以及电力线通信，ADSL等多载波有线通信***.所有依照本发明思想进行的改进和简化都属于本发明的保护范围.

表1    DVB-T***传输参数

实施例三

中国国家数字电视地面广播(DTMB)融合的单载波和多载波两种传输模式都采用帧头PN序列和帧体数据DATA时分复用的信号帧格式，其中PN序列不仅可以用于载波恢复，定时恢复和信道估计，而且在多载波模式下还充当了保护间隔的角色。信号帧是帧结构的基本单元，每个信号帧都由帧头和帧体两部分组成，帧头和帧体的基带符号速率相同，都是7.56Msps，帧群定义为一群信号帧，超帧定义为一组帧群，帧结构的顶层称为日帧，与绝对时间同步。

帧头PN序列有三种不同的模式来适应不同范围内的布网需求，见图6，其中模式2的帧头是长度为595的固定PN序列，模式1和3的帧头都是由前同步序列，PN序列和后同步序列三个部分组成，见图7，而且每个信号帧的帧头有固定相位和旋转相位两种，本实施例以帧头模式1为例来说明，此时帧同步序列长度为420个点，帧体部分有3780个数据，这样一个完整的信号帧总共有4200个基带数据点。

DTMB接收机的定时恢复采用帧头部分的伪随机序列PN与接收序列进行相关匹配来完成，图8给出了本发明应用于DTMB等含有伪随机序列***的一种结构.如果8所示，其中时域脉冲响应估计模块包括：相关器，用于在两倍速率上先将接收到的序列与本地PN序列进行匹配相关，也就是说，采样率转换模块输出两倍过采样信号，样点速率Fs＝15.12MHz是基带速率Rs＝7.56MHz的两倍，对应的样点间隔是符号间隔的一半.仿真中选用的Brazil-E多径信道模型见表2所示，这是一个由三条等强的路径构成的多径信道，路径之间的间隔为1微秒.

表2    Brazil-E多径信道模型

在两倍速率上先将接收到的序列与本地PN序列进行匹配相关，然后同时对三条路径进行高倍内插，见图9所示.不难看出，每条多径的最佳采样时刻都是不一样的，跟踪其中任何一条多径都可以准确估计出采样频率偏差，实际接收机通常会选择其中一条多径来调整.在本发明实施方式中，选择同时对传输通道中的三条强径进行高倍内插并连续跟踪，利用相邻两个信号帧的帧同步序列估计得出的采样频率偏差见图10.仿真表明，本发明方法具有捕获速度快，估计精度高和实现代价小的三重优点.估计出采样相位偏差和采样频率偏差之后就可以去调整采样率转换模块中的数控振荡器来进行补偿.

根据本实施方式的思想不难看出，在动态多径信道下，可以同时跟踪若干个较强的多径分量，这样即便某一条多径经历了深衰落甚至消失，仍然可以从其余的多径中提取出精确的定时误差信息，这种策略充分利用了传输通道中的多径分量，以较小的代价在时变的动态环境中依然能够精确地进行采样恢复.

本实施方式以中国地面数字电视标准DTMB***为例说明本发明在伪随机序列扩频***中的应用，事实上，本发明适用于一切含有伪随机序列的扩频通信***，可以类似地应用于ATSC，CDMA等类似通信***.所有依照本发明思想进行的改进和简化都属于本发明的保护范围.

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何本领域技术人员均可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。因此，本发明的权利保护范围，应如权利要求书所列。

Claims (15)

1.一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，其特征在于，包括：

采样率转换模块、用于将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

时域脉冲响应估计模块、用于根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

高倍内插模块、用于得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

采样误差信息的提取模块、用于根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；

所述采样率转换模块根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

2.根据权利要求1所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，其特征在于，所述的采样率转换模块还包括一数控振荡器，用于对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

3.根据权利要求1所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，其特征在于，时域脉冲响应估计包括：

去CP模块；

FFT模块，用于对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计模块，用于采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT模块，用于将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

4.根据权利要求1所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，其特征在于，还包括一平滑滤波器，用于对采样频率偏差信息进行平滑滤波，以降低噪声的影响。

5.根据权利要求1所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的装置，其特征在于，所述时域脉冲响应估计模块包括：相关器，用于将接收到的序列与本地PN序列进行匹配相关。

6.一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，包括：

采样率转换步骤、将接收信号从原始采样率转换至所需采样率；

时域脉冲响应估计步骤、根据采样率转换模块输出的数据估计传输信道的时域脉冲响应；

高倍内插步骤、得到时域脉冲响应后对某一条或某几条选定的传输路径做高倍内插；

采样误差信息的提取步骤，根据高倍内插模块的插值结果以及相邻两次插值结果的漂移来提取采样相位偏差和采样频率偏差信息；

补偿步骤、根据提取的采样相位偏差和采样频率偏差信息对采样相位和采样频率进行补偿从而获得所需的采样率。

7.根据权利要求6所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，所述时域脉冲响应估计步骤包括：

去CP步骤；

FFT步骤，其对OFDM符号进行FFT运算，得到频域上的OFDM符号；

频域信道估计步骤，其采用频域离散导频来估计信道的频域响应；

IFFT步骤，将频域信道响应做IFFT变换到时域来获得信道时域的脉冲响应。

8.根据权利要求6所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，高倍内插步骤中，所述的传输路径的选择方法是：同时跟踪若干个较强的多径分量。

9.根据权利要求6所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，所述的采样相位偏差的提取方法为：

MaxPos-IntPos＝FracPos(-1＜FracPos＜1)，其中，IntPos为内插之前的强径位置，表示低分辨率下的当前采样时刻，MaxPos为高倍内插之后对应的强径位置，表示通过高倍内插提高分辨率得到的最佳采样时刻，二者之差所表示就是当前帧的采样相位误差FracPos。

10.根据权利要求6所述的在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，所述的采样频率偏差信息的计算公式为：R_s*(MaxPos₂-MaxPos₁)/FrmLen(Hz)，其中，MaxPos₁和MaxPos₂分别为间隔若干个信号帧前后两次高倍内插后同一条强径的最佳采样时刻，二者之差MaxPos₂-MaxPos₁就是由于采样频偏的存在而导致的偏移采样点的个数，R_s是基带速率，FrmLen是不存在采样偏差时前后所统计的两个信号帧之间的样点个数。

11.根据权利要求6所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，高倍内插步骤中只对选定的传输路径及其周围若干点进行高倍内插，所述的传输路径为传输环境中一条或若干条较强的径。

12.根据权利要求10所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，在采样频率偏差信息的计算中，间隔若干个信号帧来获得最佳采样时刻。

13.根据权利要求10所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，所述进行采样频率偏差计算后，将计算结果经过平滑滤波器来降低噪声的影响。

14.根据权利要求6所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于根据新的采样率来获得新的信号输出结果：

$y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=y\left[(m_k+u_k)T_s\right]=\stackrel{I_2}{{\mathrm{\Σ}}_{i=I_1},}x\left[(m_k-i)T_s\right]h_1\left[(i+u_k)T_s\right]$

其中m_k为内插滤波器的基准点，u_k为实际插值点与基准点的距离，I₂-I₁+1为每次插值运算所需要的样点数。

15.根据权利要求6所述的一种在较低采样速率上实现高精度采样恢复的方法，其特征在于，所述时域脉冲响应估计步骤中对于伪随机序列扩频***，可以直接在时域上用伪随机序列对接收序列进行相关匹配。

Images