CN102984114B - 应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，属于无线通信技术领域。该方法利用不同步长的子载波获得不同定时估计范围和精度的偏差估计值，综合信号正负频域的相位偏差进行定时估计，从而在运算量较小的情况下，有效提高了定时和频偏估计的精确度，而且能在存在整数倍频偏的信号的情况下，通过频域处理得到整数倍频偏估计的同时准确估计出定时。且本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其应用成本低廉，实现方式也较为简便。

Description

应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及正交频分复用通信技术领域，具体是指一种应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)具有高速传输数据、高效的频谱利用率和抗多径的能力。最近几年，OFDM技术已经成功地应用在移动以及固定数据传输中，例如非对称数字用户线路(Asymmetric Digital Subscriber Line，ADSL)、数字视频广播(DVB-T和DVB-H)，以及无线局域网(Wireless LAN)等。目前，OFDM已被视为***移动通信最具竞争力的传输技术。

由于OFDM在频域把信道分成许多正交子信道，各子信道的载波间保持正交，且频谱相互重叠，这样就减小了子信道间的干扰，提高了频谱利用率。所以，OFDM***对频率偏移非常敏感，很小的频率偏移都可能破坏子载波间的正交性，从而产生载波间干扰(ICI)，这将造成***性能的严重下降。

实现OFDM***的另外一个技术难点是***对同步的要求很高，因为OFDM***对定时误差要比单载波技术敏感得多。符号定时偏差是指解调OFDM符号时，FFT窗口提前或者滞后。如果符号定时偏差过大，使定时的偏移量与最大时延扩展的长度之和小于循环前缀的长度，则会产生符号间干扰(ISI)，破坏OFDM符号的完整性，降低***的性能。可以说，准确的符号定时偏差的估计是实现OFDM***的关键。

因此如何提高OFDM接收机的定时同步和载波频偏估计的效率和精度是OFDM接收机设计的关键。

现有技术中已经提出了很多种关于OFDM定时和载波频偏联合同步方法，多数算法都是利用接收信号进行相关运算来得到定时与载波频偏估计。汪涛、郭虹、李鸥、刘洛琨等公开了一种“基于并行FFT的OFDM符号定时与整数倍频偏联合同步算法”（《信息工程大学学报》第12卷第3期，2011年6月）。其具体记载了一种适用于OFDM***的基于并行FFT结构的时频二维符号定时同步和载波整数倍频偏联合估计方法，该算法利用并行FFT结构同时实现了OFDM信号的接收导频码和本地导频码互相关运算和整数倍频偏补偿，通过导频码的互相关获得OFDM信号的符号定时，而互相关对载波的整数倍频率偏移比较敏感，因此并行FFT单元可以对接收信号的频偏进行补偿，有效地消除了整数倍频偏对互相关性能的影响，并且同时给出整数倍频偏估计。

汪涛等人所提出的上述方法的缺点之一是需要做大量的FFT的运算，实际产品难以实现或者是导致产品成本很高；缺点之二是，由于高精度的定时需要增加几倍或几十倍的信号的采样率，这又带来FFT变换点数的增加，导致处理运算量的剧增，所以采用现有技术中的该方法难以获得高精度的定时。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术中的缺点，提供一种通过频域处理能在得到整数倍频偏估计的同时准确估计定时，从而在运算量较小的情况下，提高定时和频偏估计的精确度，且应用成本低廉，实现方式简便的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法。

为了实现上述的目的，本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法如下所述：

用户信号占用M个子载波，，所述的方法包括以下步骤：

（101）正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，并根据所述的时域信号y(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)，其中，n＝1,…,N；所述N为快速傅里叶变换处理频域的点数，所述的快速傅里叶变换处理频域的范围为1~N；

（102）利用快速傅里叶变换将所述的接收端时域导频信号y_p(n)变换至对应的快速傅里叶变换频域Y_p(k)＝FFT(y_p(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

（103）根据以下公式将接收端频域信号Y_p(k)与发送导频信号P(k)相关，去除导频的影响，获得估计值H(k)：

H(k)＝Y_p(k)×conj(P(k))其中，k＝1,…,N；

（104）利用预设的子载波步长Δm，对所获得的估计值H(k)进行粗定时估计，获得定时偏差估计值△t；

（105）根据以下公式，根据所述的定时偏差估计值Δt对导频进行定时补偿，

H_comp(k)＝H(k)×e^{-j×2π×△t×k/N}其中，k＝1,…,N；

（106）增大所述的子载波步长Δm，并重复所述的步骤（104）和（105），所述的重复的次数根据正交频分复用***带宽和用户信号的子载波占用情况确定；

（107）根据精度要求重新设定子载波步长Δm，并重复所述的步骤（104）和（105）对所获得的估计值H(k)进行细定时估计；

（108）对所述的接收端时域导频信号y_p(n)进行定时恢复。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的步骤（104）具体包括以下步骤：

（104-1）根据以下公式，将用户信号在快速傅里叶变换处理频域占用的各个相差Δm个频点的两个频点的估计值H相除，得到tg(k)：

$\mathrm{tg}\left(k\right)=\frac{H(k+\mathrm{\Δm})}{H\left(k\right)};$

其中，k和k+Δm均为用户信号在快速傅里叶变换处理频域占用的频点；

（104-2）对所有的tg(k)求平均值，根据以下公式获得tg_ave：

$\mathrm{tg}\_\mathrm{ave}=\stackrel{\‾}{\mathrm{tg}\left(k\right)};$

（104-3）根据以下公式，获得定时偏差估计值Δt，

Δt＝atan(tg_ave)×N/(2π×Δm)；

其中，atan(tg_ave)为求相位运算。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的步骤（107）中的根据精度要求重新设定子载波步长Δm，具体为：

根据用户在正负频域的分布情况进行重新设定子载波步长Δm为：

Δm＝n_neg-n_pos，

其中，n_pos为用户信号在快速傅里叶变换处理频域中零频和正频域占用的一个频点编号，n_neg为用户信号在快速傅里叶变换处理频域负频域占用的一个频点编号。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的n_pos可以为用户信号在快速傅里叶变换处理频域零频和正频域占用的第一个频点的编号，n_neg可以为用户信号在快速傅里叶变换处理频域负频域占用的第一个频点的编号。

所述正频域，即将用户信号搬移到基带进行处理时的正频域，对于用户占用***带宽而言，指高于***带宽中心的所有频点，负频域则指低于***带宽中心的所有频点，***带宽中心频点一般为基带信号处理中的零频；对快速傅里叶变换处理频域而言，快速傅里叶变换处理频域编号为1~N/2+1为零频和正频域频点；N/2+2~N为负频域频点。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的步骤（108）具体包括以下步骤：

（108-1）根据以下公式，利用快速傅里叶变换将接收端时域导频信号y_p(n)变换到频域信号Y(k)：

Y(k)＝FFT(y(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

（108-2）根据以下公式，对所述的频域信号Y(k)进行定时补偿，

Y_comp(k)＝Y(k)×e^{-j×2π×△t×k/N}，其中，k＝1,…,N；

（108-3）将补偿后的频域信号Y_comp(k)变换到时域信号，用于后续的信号接收处理。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的步骤（101）具体包括以下步骤：

（101-1）正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，

（101-2）在所述的时域信号y(n)仅位于正频域或负频域或在正负频域不对称分布的情况下，通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)；

（101-3）根据所述的频谱搬移后的信号y_shift(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)，具体为：

根据以下公式获得频谱搬移后所得的信号y_shift(n)：

y_shift(n)＝y(n)×e^{-j×2π×f_offset×△f/N},n＝1,…,N；

其中，f_offset＝round（(m₁+m_M)/2）-M_all/2，round（(m₁+m_M)/2）为M个子载波m₁~m_M的中心频点；所述m₁为用户在在***带宽内占用频点的最小编号，m_M为用户在在***带宽内占用频点的最大编号，M_all整个***带宽内的有用子载波数，△f为该正交频分复用***中的子载波间隔。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，在接收信号存在整数倍频偏的情况下，所述的方法在所述的步骤（102）与步骤（103）之间包括以下步骤：

（203）根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF；

（204）根据所述的整数倍频率偏移ΔF重新计算用户信号占用的M个子载波m₁+ΔF~m_M+ΔF；

所述的步骤（108）之后还包括以下步骤：

（207）对接收端时域导频信号y_p(n)进行整数倍频偏补偿。

该应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法中，所述的根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF，具体包括以下步骤：

（203-1）计算频域信号每个频点的能量，产生能量谱；

（203-2）对所述的能量谱进行降噪处理；

（203-3）计算获得降噪处理后的频谱重心；

（203-4）根据所述的频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF。

采用了该发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其利用不同步长的子载波获得不同定时估计范围和精度的偏差估计值，综合信号正负频域的相位偏差进行定时估计，从而在运算量较小的情况下，有效提高了定时和频偏估计的精确度，而且能在存在整数倍频偏的信号的情况下，通过频域处理得到整数倍频偏估计的同时准确估计出定时。且本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其应用成本低廉，实现方式也较为简便。

附图说明

图1为本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法的步骤示意图。

图2为本发明的方法中的快速傅里叶变换处理频域示意图。

图3为本发明的方法中正交频分复用***带宽映射到快速傅里叶变换处理频域的示意图。

图4为本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法一种优选的实施方式的步骤示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的技术内容，特举以下实施例详细说明。

请参阅图1所示，为本发明应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法的步骤示意图。

在一种实施方式中，假设用户信号同时占用正负频域，用户信号占用分布于正负频域和零频的M个子载波m₁~m_M，最小子载波m₁位于负频域，最大子载波m_M位于正频域，位于负频域的子载波所对应的快速傅里叶变换频域为n₁~N，在位于零频和正频域的子载波所对应的快速傅里叶变换频域为1~n_M；所述的方法包括以下步骤：

（101）正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，并根据所述的时域信号y(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)，其中，n＝1,…,N；

（102）利用快速傅里叶变换将所述的接收端时域导频信号y_p(n)变换至对应的快速傅里叶变换频域Y_p(k)＝FFT(y_p(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

（103）根据以下公式将接收端频域信号Y_p(k)与发送导频信号P(k)相关，去除导频的影响，获得估计值H(k)：

H(k)＝Y_p(k)×conj(P(k))其中，k＝1,…,N；

（104）利用预设的子载波步长Δm，对所获得的估计值H(k)进行粗定时估计，获得定时偏差估计值Δt；

（105）根据以下公式，根据所述的定时偏差估计值△t对导频进行定时补偿，

H_comp(k)＝H(k)×e^{-j×2π×△t×k/N}其中，k＝1,…,N；

（106）增大所述的子载波步长Δm，并重复所述的步骤（104）和（105），所述的重复的次数根据正交频分复用***带宽和用户信号的子载波占用情况确定；

（107）根据精度要求重新设定子载波步长Δm，并重复所述的步骤（104）和（105）对所获得的估计值H(k)进行细定时估计；

（108）对所述的接收端时域导频信号y_p(n)进行定时恢复。

在一种较优选的实施方式中，所述的步骤（104）具体包括以下步骤：

（104-1）根据以下公式，将用户信号占用的正负频域中各个相差Δm处的两个频点的估计值H(k)相除，得到tg(k)：

$\mathrm{tg}\left(k\right)=\frac{H(k+\mathrm{\Δm})}{H\left(k\right)};$

其中，k＝1,…,n_M-Δm,n₁,…,N-Δm；

（104-2）对所有的tg(k)求平均值，根据以下公式获得tg_ave：

$\mathrm{tg}\_\mathrm{ave}=\stackrel{\‾}{\mathrm{tg}\left(k\right)};$

（104-3）根据以下公式，获得定时偏差估计值Δt，

Δt＝atan(tg_ave)×N/(2π×Δm)；

其中，atan(tg_ave)为求相位运算。

在另一种较优选的实施方式中，所述的步骤（107）中的根据精度要求重新设定子载波步长Δm，具体为：根据用户在正负频域的分布情况进行重新设定子载波步长Δm为：

Δm＝n_neg-n_pos，

其中，n_pos为用户信号在快速傅里叶变换处理频域中零频和正频域占用的一个频点编号，可以是第一个频点的编号1，n_neg为用户信号在快速傅里叶变换处理频域负频域占用的一个频点编号，也可以是第一个频点的编号n₁，即Δm＝n₁-1。

所述正频域，即将用户信号搬移到基带进行处理时的正频域，对于用户占用***带宽而言，指高于***带宽中心的所有频点，负频域则指低于***带宽中心的所有频点，***带宽中心频点一般为基带信号处理中的零频；对快速傅里叶变换处理频域而言，快速傅里叶变换处理频域编号为1~N/2+1为零频和正频域频点；N/2+2~N为负频域频点。

Δm也可以设成其它值，只要保证相除的两个H值分别位于正负频域即可。

在又一种较优选的实施方式中，所述的步骤（108）具体包括以下步骤：

（108-1）根据以下公式，利用快速傅里叶变换将接收端时域导频信号y_p(n)变换到频域信号Y(k)：

Y(k)＝FFT(y(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

（108-2）根据以下公式，对所述的频域信号Y(k)进行定时补偿，

Y_comp(k)＝Y(k)×e^{-j×2π×△t×k/N}，其中，k＝1,…,N；

（108-3）将补偿后的频域信号Y_comp(k)变换到时域信号，用于后续的信号接收处理。

在一种进一步优选的实施方式中，所述的步骤（101）具体包括以下步骤：

（101-1）正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，

（101-2）在所述的时域信号y(n)仅位于正频域或负频域或在正负频域不对称分布的情况下，通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)；

（101-3）根据所述的频谱搬移后的信号y_shift(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)。

其中，所述的通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)，具体为：根据以下公式获得频谱搬移后所得的信号y_shift(n)：

y_shift(n)＝y(n)×e^{-j×2π×f-offset×△f/N},n＝1,…,N；

其中，f_offset＝round（(m₁+m_M)/2）-M_all/2，round（(m₁+m_M)/2）为M个子载波m₁~m_M的中心频点；△f为该正交频分复用***中的子载波间隔。

在更进一步优选的实施方式中，在接收信号存在整数倍频偏的情况下，所述的方法在所述的步骤（102）与步骤（103）之间包括以下步骤：

（203）根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF；

（204）根据所述的整数倍频率偏移ΔF重新计算用户信号占用的M个子载波m₁+ΔF~m_M+ΔF；

所述的步骤（108）之后还包括以下步骤：

（207）对接收端时域导频信号y_p(n)进行整数倍频偏补偿。

在更优选的实施方式中，所述的根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF，具体包括以下步骤：

（203-1）计算频域信号每个频点的能量，产生能量谱；

（203-2）对所述的能量谱进行降噪处理；

（203-3）计算获得降噪处理后的频谱重心；

（203-4）根据所述的频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF。

在正交频分复用***中，基于频域的相位来估计定时，通过设置不同的子载波步长，可以得到不同的定时估计范围和精度，并且，联合信号正负频域的相位偏差来估计能得到高精度的定时位置；对于存在整数倍频偏的信号，可以在频域估计出整数倍频偏后，重新计算出信号所在的子载波，再利用这些子载波的相位差来获得定时估计。

本发明所采用的步长控制方法的基本原理是：序列的时域移位对应于频域的相位旋转。对有限序列x(n),0≤n≤N-1，X(k)为x(n)的离散傅立叶变换：X(k)＝DFT[x(n)]。

若x_m(n)＝x((n+m))_NR_N(n)，式中x((n+m))_N表示x_n的周期延拓序列的移位，乘R_N(n)表示对此延拓序列移位后的周期序列取主值序列，因此x_m(n)还是一个N点的有限长序列。x_m(n)的离散傅立叶变换为X_m(k)，则 $X_m\left(k\right)=\mathrm{DFT}\left[x_m\left(n\right)\right]=W_N^{-\mathrm{mk}}X\left(k\right).$ 其中， $W_N^{-\mathrm{mk}}=e^{j\×2\mathrm{\π}\×m\×k/N}.$

因此可以根据频点k₁和k₂的相位差得到移位m：

$\mathrm{\Δ}=\frac{X_m\left(k_2\right)/X\left(k_2\right)}{X_m\left(k_1\right)/X\left(k_1\right)}=\frac{W_N^{-{\mathrm{mk}}_2}}{W_N^{{-\mathrm{mk}}_1}}=\frac{e^{j\×2\mathrm{\π}\×m\×k_2/N}}{e^{j\×2\mathrm{\π}\×m\×k_1/N}}=e^{j\×2\mathrm{\π}\×m\×(k_2-k_1)/N}$

m＝atan(Δ)/(2π×(k₂-k₁)/N)               ……式1

其中，atan(·)表示求相位运算。

为方便描述，假设信号处理FFT的点数为N，即如图2所示，FFT处理的频域范围为1~N，其中零频位于1，2~N/2+1为正频域编号，N/2+2~N为负频域编号。

如图3所示，***带宽内的有用子载波数为M_all（M_all＜N），子载波编号为1~M_all，其中1~M_all/2-1为负频域的子载波编号，M_all/2为零频点所在编号，M_all/2+1~M_all为正频域的子载波编号。将这M_all个子载波映射到FFT处理频域（1~N）上有：***带宽零频M_all/2映射到FFT处理的频域1的位置，***带宽负频域1~M_all/2-1映射到FFT处理的频域N-M_all/2+2~N的位置，***带宽正频域M_all/2+1~M_all映射到FFT处理的频域2~M_all/2+1的位置。

假设某个子载波i在***带宽内的子载波编号为m_i，对应FFT处理频域的编号为n_i

第一种补偿方法

假设用户信号占用了M个子载波，在正负频域或零频都有，在***带宽内的编号为m₁~m_M，m₁为最小编号，位于负频域，m_M为最大编号，位于正频域，则对应FFT处理频域的编号，在负频域是n₁~N，在零频和正频域是1~n_M。

y(n)为接收到的时域信号，P(k)为发送导频的频域信号。本发明的定时与频偏补偿控制方法可以包括以下步骤：

步骤101、接收信号，并将导频从接收信号y(n)中分离出来，用y_p(n)表示：y_p(n),n＝1,…,N；

步骤102、利用FFT变换将接收端时域导频信号变换到频域：Y_p(k)＝FFT(y_p(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

步骤103、接收频域信号与发送导频信号相关，去除导频的影响：H(k)＝Y_p(k)×conj(P(k))其中，k＝1,…,N；

步骤104、粗定时估计

采用预先设置的子载波步长Δm，将正负频域编号相差Δm处的两个频点的H值相除，（进行相除的两个频点必须是用户信号所在的频点）即：

$\mathrm{tg}\left(k\right)=\frac{H(k+\mathrm{\Δm})}{H\left(k\right)},k=1,...,n_M-\mathrm{\Δm},$ 以及n₁~N-Δm；

再对所有tg(k)求平均值：

$\mathrm{tg}\_\mathrm{ave}=\stackrel{\‾}{\mathrm{tg}\left(k\right)};$

再根据上述的式1计算定时估计值：

Δt＝atan(tg_ave)×N/(2π×Δm)；

步骤105、对导频做定时补偿，采用频域补偿算法，

H_comp(k)＝H(k)×e^{-j×2π×△t×k/N},其中,k＝1,…,N；

步骤106，增加子载波步长Δm，重复步骤104~105

因为子载波步长设置越大，能估计的定时精度越高，但范围越小；子载波步长设置越小，能估计的定时范围越大，但精度越低，所以为了兼顾估计范围和精度，需要进行多次估计，子载波步长由小变大。

具体的Δm以及估计的次数需要根据实际***的带宽，以及用户信号的子载波占用情况等因素来确定。

步骤107、细定时估计，上述步骤采用的子载波步长限定在正频域或负频域内，能估计的精度有限，为了进一步提高估计精度，可以将正频域和负频域的相位联合考虑，可以设Δm＝n₁-1，将正负频域相差Δm处的两个频点的H值相除：

$\mathrm{tg}\left(k\right)=\frac{H(k+\mathrm{\Δm})}{H\left(k\right)},k=1,...,\max (M_{\mathrm{all}}/2-m_1,m_M-M_{\mathrm{all}}/2)$

其余步骤同步骤102~103

这里Δm也可以设成其他值，只要能保证相除的两个H值分别位于正负频域即可；

步骤108、接收信号定时恢复，可以在上述步骤每得到一次定时估计，就对整个接收信号y(n)或y(n)的数据部分进行一次补偿，也可以将所有定时估计的结果累加，统一做一次补偿，具体补偿方法可以在时域进行，也可以在频域进行。

假设需要补偿的定时偏差为Δt，频域补偿的方法为：

步骤108.1利用FFT变换将接收端信号y(n)变换到频域：

Y(k)＝FFT(y(n)),其中，n＝1,…,N,k＝1,…,N

步骤108.2频域定时补偿：

Y_comp(k)＝Y(k)×e^{-j×2π×△t×k/N},其中,k＝1,…,N

步骤108.3将补偿后的频域信号再变换到时域，用于后续接收处理。

第二种补偿方法

从上述的步骤105中可以看出，如果信号在正负频域都有，那能将正频域和负频域的相位联合考虑，即可以将Δm设置的很大，从而大大提高了精度；另一方面，若正负频域的子载波数相当，那此时能将几乎全部H值都可以用来计算相位偏差，这样也能提高抗噪声性能。

而对于信号只在正频域或负频域，或者在正负频域不对称分布的情况，则可以先通过频谱搬移使信号的中心频点移至零频，然后再做定时估计。

在这一方法中，同样假设用户信号占用了M个子载波，在***带宽内的编号为m₁~m_M，则中心频点为round（(m₁+m_M)/2），（若(m₁+m_M)/2不为整数，可做向上、向下或四舍五入取整，用round（·）表示），***带宽内的零频位于M_all/2处。将信号的中心频点挪到零频，所需要的频率偏移量为：f_offset＝round（(m₁+m_M)/2）-M_all/2。频谱搬移后所得的信号为：y_shift(n)＝y(n)×e^{-j×2π×f_offset×△f/N},n＝1,…,N，其中，_△f为OFDM***中的子载波间隔，例如LTE***中_△f＝15kHZ。

然后，基于y_shift(n)运用上述的第一种方法进行定时估计。则可得到频谱不对称信号的高精度时偏估计。

第三种补偿方法，若接收信号存在整数倍频偏，一般的方法是在整数倍频偏估计并补偿之后，才进行定时估计，这里提出了一种不用先对整数倍频偏纠正就能估计定时的方案，能够有效的减少运算量。具体方法如图4所示，可以包括以下步骤：

步骤201，同步骤101；

步骤202，同步骤102；

步骤203，在频谱上直接估计估计整数倍频偏△F，可以采用基于谱重心来估计整数倍频偏的方法：对频域信号先计算每个频点的能量，再对能量谱做降噪处理，然后求取降噪之后的频谱重心，根据频谱重心来确定整数倍的频率偏移；

步骤204，根据整数倍频偏重新计算信号占用的子载波，同样假设用户原始信号占用了M个子载波，在***带宽内的编号为m₁~m_M，经过整数倍频偏后接收信号所在的子载波变为：m₁+ΔF~m_M+ΔF；

步骤205，采用方法一或方法二在频域进行定时估计；

步骤206，采用方法一对整个接收的信号y(n)或y(n)的数据部分做定时恢复；

步骤207，时域信号整数倍频偏补偿。

采用了该发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其利用不同步长的子载波获得不同定时估计范围和精度的偏差估计值，综合信号正负频域的相位偏差进行定时估计，从而在运算量较小的情况下，有效提高了定时和频偏估计的精确度，而且能在存在整数倍频偏的信号的情况下，通过频域处理得到整数倍频偏估计的同时准确估计出定时。且本发明的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其应用成本低廉，实现方式也较为简便。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (9)

1.一种应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，用户信号占用M个子载波，所述的方法包括以下步骤：

(101)正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，并根据所述的时域信号y(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)，其中，n＝1,…,N，所述N为快速傅里叶变换处理频域的点数，所述的快速傅里叶变换处理频域的范围为1～N；

(102)利用快速傅里叶变换将所述的接收端时域导频信号y_p(n)变换至对应的快速傅里叶变换频域Y_p(k)＝FFT(y_p(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

(103)根据以下公式将接收端频域信号Y_p(k)与发送导频信号P(k)相关，去除导频的影响，获得估计值H(k)：

H(k)＝Y_p(k)×conj(P(k))其中，k＝1,…,N；

其中，conj(P(k))为发送导频信号P(k)的共轭信号；

(104)利用预设的子载波步长Δm，对所获得的估计值H(k)进行粗定时估计，获得定时偏差估计值Δt；

(105)根据以下公式，根据所述的定时偏差估计值Δt对导频进行定时补偿，获得补偿后的估计值H_comp(k)：

H_comp(k)＝H(k)×e^{-j×2π×Δt×k/N}其中，k＝1,…,N；

(106)增大所述的子载波步长Δm，并重复所述的步骤(104)和(105)，所述的重复的次数根据正交频分复用***带宽和用户信号的子载波占用情况确定；

(107)根据精度要求重新设定子载波步长Δm，并重复所述的步骤(104)和(105)对所获得的估计值H(k)进行细定时估计；

(108)对所述的接收端时域导频信号y_p(n)进行定时恢复。

2.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤(104)具体包括以下步骤：

(104-1)根据以下公式，将用户信号在快速傅里叶变换处理频域占用的各个相差Δm个频点的两个频点的估计值H相除，得到tg(k)：

$\mathrm{tg}\left(k\right)=\frac{H(k+\mathrm{\Δm})}{H\left(k\right)};$

其中，k和k+Δm均为用户信号在快速傅里叶变换处理频域占用的频点；

(104-2)对所有的tg(k)求平均值，根据以下公式获得tg_ave：

$\mathrm{tg}\_\mathrm{ave}=\stackrel{\‾}{\mathrm{tg}\left(k\right)};$

(104-3)根据以下公式，获得定时偏差估计值Δt，

Δt＝atan(tg_ave)×N/(2π×Δm)；

其中，atan(tg_ave)为求相位运算。

3.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤(107)中的根据精度要求重新设定子载波步长Δm，具体为：

根据用户在正负频域的分布情况进行重新设定子载波步长Δm为：

Δm＝n_neg-n_pos，

其中，n_pos为用户信号在快速傅里叶变换处理频域中零频和正频域占用的一个频点编号，n_neg为用户信号在快速傅里叶变换处理频域负频域占用的一个频点编号。

4.根据权利要求3所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的n_pos为用户信号在快速傅里叶变换处理频域零频和正频域占用的第一个频点的编号，n_neg为用户信号在快速傅里叶变换处理频域负频域占用的第一个频点的编号。

5.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤(108)具体包括以下步骤：

(108-1)根据以下公式，利用快速傅里叶变换将接收端时域导频信号y_p(n)变换到频域信号Y(k)：

Y(k)＝FFT(y(n))，其中，n＝1,…,N，k＝1,…,N；

(108-2)根据以下公式，对所述的频域信号Y(k)进行定时补偿，

Y_comp(k)＝Y(k)×e^{-j×2π×Δt×k/N}，其中，k＝1,…,N；

(108-3)将补偿后的频域信号Y_comp(k)变换到时域信号，用于后续的信号接收处理。

6.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤(101)具体包括以下步骤：

(101-1)正交频分复用***的信号接收端接收到时域信号y(n)，

(101-2)在所述的时域信号y(n)仅位于正频域或负频域或在正负频域不对称分布的情况下，通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)；

(101-3)根据所述的频谱搬移后的信号y_shift(n)分离获得接收端时域导频信号y_p(n)。

7.根据权利要求6所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的通过频谱搬移将所述的时域信号y(n)的中心频点移至零频，获得频谱搬移后的信号y_shift(n)，具体为：

根据以下公式获得频谱搬移后所得的信号y_shift(n)：

y_shift(n)＝y(n)×e^{-j×2π×f_offset×Δf/N},n＝1,…,N；

其中，f_offset＝round((m₁+m_M)/2)-M_all/2，round((m₁+m_M)/2)为M个子载波m₁～m_M的中心频点；所述m₁为用户在在***带宽内占用频点的最小编号，m_M为用户在在***带宽内占用频点的最大编号，M_all整个***带宽内的有用子载波数，Δf为该正交频分复用***中的子载波间隔。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，在接收信号存在整数倍频偏的情况下，所述的方法在所述的步骤(102)与步骤(103)之间包括以下步骤：

(203)根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF；

(204)根据所述的整数倍频率偏移ΔF重新计算用户信号占用的M个子载波m₁+ΔF～m_M+ΔF；

所述的步骤(108)之后还包括以下步骤：

(207)对接收端时域导频信号y_p(n)进行整数倍频偏补偿。

9.根据权利要求8所述的应用于正交频分复用***的信号定时与频偏补偿控制方法，其特征在于，所述的根据频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF，具体包括以下步骤：

(203-1)计算频域信号每个频点的能量，产生能量谱；

(203-2)对所述的能量谱进行降噪处理；

(203-3)计算获得降噪处理后的频谱重心；

(203-4)根据所述的频谱重心确定整数倍频率偏移ΔF。