CN102227865A

CN102227865A - Dc-dc转换器电路

Info

Publication number: CN102227865A
Application number: CN2009801478751A
Authority: CN
Inventors: 胜岛肇; 藤吉敏一; 森本健次; 山本创; 山村聪史
Original assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2009-12-16
Filing date: 2009-12-16
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2029-12-16
Also published as: EP2515427A4; WO2011074081A1; KR101595927B1; KR20120101276A; EP2515427B1; CN102227865B; US8363432B2; JPWO2011074081A1; JP5143281B2; EP2515427A1; US20120243263A1

Abstract

DC-DC转换器电路具备：第1、第2开关元件（S1、S2）；输出变压器（T），具备在第1、第2开关元件（S1、S2）的正极间串联连接的第1一次绕组（P1）和在负极间串联连接的第2一次绕组（P2）和用于获得输出电压的二次绕组（S）和三次绕组（n3、n4）；第1电压源（C1），在第1一次绕组（P1）连接于第2开关元件（S2）的第1连接点和第1开关元件（S1）之间连接，经由第1一次绕组对第1开关元件施加电压；第2电压源（C2），在与第1电压源（C1）对称处连接；控制部（CT），使第1、第2开关元件（S1、S2）交替地导通截止；以及第1、第2再生缓冲电路（SN1、SN2），将缓冲电容器（C3、C4）的充电电荷再生到电压源（C1、C2），这些再生缓冲电路（SN1、SN2）具备以三次绕组（n3、n4）的输出电压驱动的第3、第4开关元件（S3、S4）。

Description

DC-DC转换器电路

技术领域

本发明在涉及与全桥型、半桥型等的DC-DC转换器电路不同的崭新结构的DC-DC转换器电路。

背景技术

DC-DC转换器电路通过组合逆变器电路、输出变压器、和整流电路而构成，在历来熟知的逆变器电路中，有全桥型、半桥型、中心抽头推挽型。图1中表示这些电路的概念图。

全桥型桥接开关元件S1~S4而构成，将电源V连接在桥间。交替地使开关元件S1、S4和开关元件S2、S3导通截止，使交流电流流过输出变压器的一次绕组P（参照专利文献1）。

半桥型是分别将电压源C1、C2并联连接于开关元件S1、S2，在电压源C1、C2间连接电源V。交替地使开关元件S1、S2导通截止，使交流电流流过一次绕组P（参照专利文献2）。

中心抽头推挽型在连接于开关元件S1、S2之间的一次绕组P的中心抽头连接电源V。交替地使开关元件S1、S2导通截止，使交流电流流过一次绕组P（参照专利文献3）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2007-151225号公报；

专利文献2：日本特开2005-279774号公报；

专利文献3：日本特开2001-112253号公报。

发明内容

发明要解决的问题

可是，上述各种逆变器电路在以下方面存在问题。

（1）全桥型

由于使用4个开关元件，所以成本变高。

（2）半桥型

虽然开关元件是2个比较好，但流过各开关元件S1、S2和一次绕组P的电流与全桥型、中心抽头推挽型相比变为2倍。因此，难以避免开关元件、变压器的大型化和高价格。

（3）中心抽头推挽型

开关元件是2个即可，流过各开关元件S1、S2和一次绕组P的电流与全桥型相同而不会变大。可是，由于将电源V连接到一次绕组P的中心抽头，所以在绕组P的左右的耦合中存在漏电感。因此，在切断第1开关元件时产生的浪涌电压经由上述漏电感而在连接于第2开关元件的续流二极管而被钳位。由于上述漏电感的存在，所以不能完全钳位，有对第1开关元件施加过大的浪涌电压的问题。

本发明的目的在于提供一种DC-DC转换器电路（converter circuit），其中，开关元件是2个即可，流到开关元件的电流值也小，此外，不会对开关元件施加过大的浪涌电压。此外，本发明的其它目的在于提供一种DC-DC转换器电路，其能够以低成本构成将缓冲电容器（snubber capacitor）的充电电荷再生到电源的再生电路。

用于解决课题的方案

本发明的DC-DC转换器电路内设置的逆变器电路具备图1的最右侧所示的结构。在逆变器电路中，作为开关元件具备第1开关元件S1和第2开关元件S2。这些开关元件以半导体开关元件构成，例如，以IGBT（绝缘栅型双极晶体管）、MOS-FET构成。此外，这些逆变器电路具备输出变压器，该输出变压器具备：第1一次绕组P1，在所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2的正极侧之间串联连接；第2一次绕组P2，在负极侧之间串联连接；以及二次绕组，用于获得输出电压。此外，该逆变器电路具备2个电压源。第1电压源C1，连接在所述第1一次绕组P1连接于所述第2开关元件S2的第1连接点和所述第1开关元件S1之间。由此，第1电压源C1经由所述第1一次绕组P1对所述第1开关元件S1施加电压。第2电压源C2，连接在所述第1一次绕组P1连接于所述第1开关元件S1的第2连接点和所述第2开关元件S2之间。由此，第2电压源C2经由所述第1一次绕组P1对所述第2开关元件S2施加电压。

控制部进行使所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2交替地导通截止的控制。

在本说明书中，将由以上结构构成的逆变器电路称为电流平衡推挽型（Current Balanced P.P）逆变器电路。

在上述结构中，从电源V对第1电压源C1和第2电压源C2总是流过充电电流（供给能量）。当第1开关元件S1导通时，从第1电压源C1经由第1一次绕组P1流到第1开关元件S1的电流成分、和从第2电压源C2经由第2一次绕组P2流到第1开关元件S1的电流成分被合成，该合成的电流流到第1开关元件S1。换句话说，流到第1开关元件S1的电流，分流（shunt)到第1一次绕组P1和第2一次绕组P2。

逆变器电路通过具备缓冲电路和再生电路，从而能够实现ZVS（Zero Voltage Switching，零电压切换）工作，并且能够降低损失。缓冲电路构成为包括：第1缓冲电路，与所述第1开关元件S1并联连接，包含第1缓冲二极管和第1缓冲电容器的串联电路；以及第2缓冲电路，与所述第2开关元件并联连接，包含第2缓冲二极管和第2缓冲电容器的串联电路。第1缓冲电路的工作如下所述。

当第1开关元件S1截止（切断）时，通过连接于输出变压器的二次侧的电抗（是输出变压器的漏电感也可）的作用，充电电流流到第1缓冲电容器，浪涌电压成分被充电到该电容器。由于这时的充电电压的变化渐渐地上升，所以切换工作是ZVS工作。另一方面，当第1开关元件导通（接通）时，通过上述漏电感的减流作用，电流直线状地倾斜地上升，因此切换工作成为ZCS（Zero Current Switching，零电流切换）工作。这时，第1缓冲电容器的充电电荷通过第1缓冲二极管的阻止，不会经由第1开关元件S1放电，而通过第1再生电路再生到第1电压源。再有，在不具备再生电路的一般的缓冲电路中，缓冲电阻Rs1与第1缓冲电容器并联连接，缓冲电容器的充电电荷对缓冲电阻Rs1放电。放电电流if在该缓冲电阻Rs1进行热变换（if×if×Rs1）。因此，在不具备再生电路的一般的缓冲电路中热损失大，逆变器电路变为低效率。

在本发明中，不连接缓冲电阻Rs1，而设置第1再生电路。在第1再生电路中，第1缓冲电容器的充电电荷被再生到第1电压源。

第1再生电路，连接于所述第1电压源的正极侧和所述第1缓冲电容器之间。第1再生电路包含：第3开关元件；第1电抗器，在所述第3开关元件和所述第1电压源的正极侧之间连接；以及第1再生用二极管，在所述第3开关元件和所述第1缓冲电容器之间连接。进而，输出变压器具备：第1三次绕组，连接于所述第3开关元件的控制端子。该第1三次绕组和所述一次绕组夹心状地夹着所述二次绕组而卷绕。

第1三次绕组与第1开关元件S1的导通定时同步地进行输出，因此在第1开关元件S1导通时，第1缓冲电容器中蓄积的电荷再生到第1电压源。通过再生能够使逆变器电路为高效率。

第2缓冲电路和第2再生电路具备与上述第1缓冲电路和第1再生电路同样的结构。此外，输出变压器具备：第2三次绕组，连接于所述第4开关元件的控制端子。

发明的效果

根据本发明，开关元件是2个即可，流过开关元件的电流值也小，此外，不对开关元件施加过大的浪涌电压（surge voltage）。此外，通过连接缓冲电路和再生电路，从而能够实现开关元件的ZVS工作，并且能够减少损失。进而，由于不需要以控制电路进行使再生电路的开关元件导通的定时控制，所以能够以低成本构成将缓冲电容器的充电电荷再生到电源的再生电路。

附图说明

图1表示全桥型、半桥型、中心抽头推挽型、电流平衡推挽型的各逆变器电路的概念图。

图2是表示使用了电流平衡推挽型逆变器电路的DC-DC转换器电路的基本结构图。

图3是图2所示的DC-DC转换器电路的时间图。

图4是作为本发明的实施方式的电流平衡推挽型DC-DC转换器电路的电路图。

图5是图4所示的DC-DC转换器电路的时间图。

图6是第1实施例的变压器T的绕组结构图。

图7是第2实施例的变压器T的绕组结构图。

图8是第3实施例的变压器T的绕组结构图。

图9是第4实施例的变压器T的绕组结构图。

图10是作为本发明的其它实施方式的电流平衡推挽型DC-DC转换器电路的电路图。

具体实施方式

图2是作为本发明的电流平衡推挽型（Current Balanced P.P型）DC-DC转换器电路的基本结构图。

该电路通过在变换器T的一次侧构成电流平衡推挽型逆变器电路，并且在二次侧构成整流电路，从而作为整体构成DC-DC转换器电路。

DC-DC转换器电路具备：第1开关元件S1；第2开关元件S2；以及输出变压器T，其具备在第1开关元件S1和第2开关元件S2的正极侧之间串联连接的第1一次绕组P1，此外具备在第1开关元件S1和第2开关元件S2的负极侧之间串联连接的第2一次绕组P2，进而具备用于获得输出电压的二次绕组。

此外，该DC-DC转换器电路具备：作为第1电压源的电容器C1，其在第1一次绕组P1连接于第2开关元件S2的第1连接点A1、和第1开关元件S1之间连接，经由第1一次绕组P1对第1开关元件S1施加电压；作为第2电压源的电容器C2，其在第1一次绕组P1连接于第1开关元件S1的第2连接点A2、和第2开关元件S2之间连接，经由第1一次绕组P1对第2开关元件S2施加电压；以及电源V，连接在第1一次绕组P1的中心抽头和第2一次绕组P2的中心抽头之间，对电容器C1、C2经由第1一次绕组P1和第2一次绕组P2供给能量。

在输出变压器T的二次侧绕组S，连接有桥接的整流二极管，进而在整流二极管连接有平滑用的电抗器L₀。

第1开关元件S1和第2开关元件S2通过控制部（未图示）而被交替地导通截止。

在上述DC-DC转换器电路中，当第1开关元件S1导通时，电流I_D1从电容器C1向左方向流到第1一次绕组P1，当第2开关元件S2导通时，电流I_D2从电容器C2向右方向流到第1一次绕组P1。通过使第1开关元件S1和第2开关元件S2交替地导通截止，从而电流I_D1和电流I_D2交替地流到第1一次绕组P1，因此在变压器T的二次绕组S中产生交流输出电压。

图3是上述DC-DC转换器电路的时间图。在图3中，期间D是第1开关元件S1或第2开关元件S2导通的期间。该期间D的最大值在这里是0.5。期间（0.5-D)是开关元件S1、S2一起截止的休止期间。

当第1开关元件S1导通，通过电容器C1和电容器C2，电压V分别施加到第1一次绕组P1、第2一次绕组P2，在二次绕组S中产生输出电压Vs时，输出电流I₀流到负载R₀。由此，在一次绕组P1、P2中分别流过0.5I₀·ａ（变压器的绕组比=1：a）。这时，将从电容器C1流到开关元件S1的电流、和从电容器C2流到开关元件S1的电流合成后的元件电流I_D1是I_D1=I₀·a。

电容器C1、电容器C2的充电电流（直流）Ic1'、Ic2'分别是将输出功率除以电源电压后的Ii的一半（0.5Ii)。因此，流到电容器C1、电容器C2合成电流Ic1、Ic2分别成为放电电流-充电电流=0.5(I_D1-Ii)。

另一方面，流到一次绕组P1a、P2b的电流是减去充电电流后的电流，流到一次绕组P1b、P2a的电流是加上了充电电流后的电流。即、

Figure 2009801478751100002DEST_PATH_IMAGE002

。该电流不平衡没有问题。其原因是通过开关元件S1、S2交替地导通截止（通过换流）而保持了平均绕组电流的平衡。因此，特别是不会产生变压器的铁芯偏磁的问题。

此外，从电源V来看，P1a、P1b、P2a、P2b的各绕组的极性分别是反极性。因此，不会以电源电压对变压器T直接进行励磁。此外，由于分别流到一次绕组P1和P2的充电电流Ic1'和Ic2'是反方向，所以没有铁芯直流磁化的问题。

以上述的结构，分别施加到第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的交流电压成为电源电压V，与全桥型相同。此外，设置在第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的中心抽头用于来自电源V的能量供给，对于输出功率供给，通过以图2的粗线表示的电流流过，从而利用第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的全部绕组。因此，不会像中心抽头推挽型那样每半循环产生无用绕组。也就是说，不需要考虑P1a、P1b间的漏电感、以及P2a和P2b间的漏电感，因此，不会在换流时发生浪涌电压。因此，不需要以防止浪涌电压为目的，使P1a和P1b之间、P2a和P2b之间、P1和P2之间紧密耦合。此外，从电源V对电容器C1、C2，总是经由第1一次绕组P1和第2一次绕组P2流过充电电流0.5Ii。在该充电时，由于这些绕组P1、P2间的漏电感作为除去波动成分的滤波器而发挥作用，所以从电源V供给的电流Ii是连续的直流。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分（波动导致寿命特性变差）的电池、例如燃料电池。再有，第1一次绕组P1和二次绕组S的耦合、以及第2一次绕组P2和二次绕组S的耦合由于需要使分流平衡，所以必须是对称的。

如上述说明的那样，在本实施方式的电流平衡推挽型DC-DC转换器电路中，开关元件是2个即可，流入各开关元件的电流与半桥型相比是二分之一即可，此外，还有不对开关元件施加过大的浪涌电压的优点。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分（波动导致寿命特性变差）的电池、例如燃料电池。

接着，针对本发明的第1实施方式的DC-DC转换器电路进行说明。

图4是DC-DC转换器电路的电路图。图5是时间图。

该转换器电路具备：电流平衡推挽型逆变器电路INV；对该逆变器电路INV的交流输出进行整流并输出到负载的输出电路OUT；第1再生缓冲电路SN1；以及第2再生缓冲电路SN2。

逆变器电路INV与图2所示的电路相同（在图2和图4中，电容器C1和C2的表示位置彼此相反）。在逆变器电路INV的第1开关元件S1连接有第1再生缓冲电路SN1，在第2开关元件S2连接有第2再生缓冲电路SN2。再有，在第1开关元件S1、第2开关元件S2中，使用半导体开关元件，例如IGBT、MOS-FET等。

输出电路OUT以在变压器T的二次绕组S连接的整流用二极管D9~D12、和平滑用的电抗器L3和电容器C5构成，在输出电路OUT连接有负载R₀。

第1再生缓冲电路SN1具备：与开关元件S1反并联连接的第1续流二极管D1、和与开关元件S1并联连接的第1缓冲电路。第1缓冲电路包含：第1缓冲二极管D3和第1缓冲电容器C3的串联电路。此外，再生缓冲电路SN1具备：第1再生电路，在作为第1电压源的电容器C1的正极侧和缓冲电容器C3之间连接。第1再生电路具备：第3开关元件S3；第1电抗器L1，在开关元件S3和电容器C1的正极侧之间连接；以及第1再生用二极管D5，在开关元件S3和缓冲电容器C3间连接。

进而，输出变压器T具备：第1三次绕组n3，以与二次绕组S紧密耦合的方式邻接于该二次绕组S而卷绕，连接于第3开关元件S3的控制端子。如后述那样，为了做成这样的绕组结构，在铁芯卷绕一次绕组、二次绕组、三次绕组时，采用以一次绕组和三次绕组夹着二次绕组的夹心结构。

第2再生缓冲电路SN2具备与第1再生缓冲电路SN1同样的结构。即，第2再生缓冲电路SN2具备：与开关元件S2反并联连接的第2续流二极管D2、和与开关元件S2并联连接的第2缓冲电路。第2缓冲电路包含：第2缓冲二极管D4和第2缓冲电容器C4的串联电路。此外，再生缓冲电路SN2具备：第2再生电路，在作为第2电压源的电容器C2的正极侧和缓冲电容器C4之间连接。第2再生电路具备：第4开关元件S4；第2电抗器L2，在开关元件S4和电容器C2的正极侧之间连接；以及第2再生用二极管D6，在开关元件S4和缓冲电容器C4间连接。

进而，输出变压器T具备：第2三次绕组n4，以与二次绕组S紧密耦合的方式邻接于该二次绕组S而卷绕，连接于第4开关元件S3的控制端子。

转换器电路还具备控制部CT，该控制部CT生成用于导通截止控制开关元件S1、S2的栅极信号G1、G2。栅极信号G1、G2分别被供给到开关元件S1、S2的栅极端子。

接着，参照图5说明工作。

说明第1再生缓冲电路SN1的工作。

在t0的稍前，通过作为电流源的电抗器L3（连接于变压器T的二次侧绕组S）的作用，整流用二极管D9~D12变为续流状态。在t0开关元件S1导通时，通过一次绕组P1（P1a，P1b）、P2（P2a，P2b）的漏电感的减流作用，流到开关元件S1的电流S1Id以一定的倾斜直线地增加。因此，切换工作成为ZCS（Zero Current Switching，零电流切换）工作。

此外，在开关元件S1截止时，缓冲电容器C3以上述漏电感的蓄积能量而被渐渐地充电。缓冲电容器C3的充电电位VC3的变化，是在充电期间的后半部分中由于上述漏电感和缓冲电容器C3的谐振***而导致的，最终被钳位到2V（将电容器C1的电位设为V）。因此，防止浪涌电压施加到开关元件S1，开关元件S1的两端电压S1Vds如图5（C）那样渐渐地上升。因此，切换工作成为ZVS（Zero Voltage Switching，零电压切换）工作。

在开关元件S1截止时，充电到缓冲电容器C3的电荷不会如现有的电路那样在缓冲电阻而被消耗，而再生到作为第1电压源的电容器C1。

即，当开关元件S1导通时，在换流重叠时间Tb后，第1三次绕组n3的电压上升，由此开关元件S3导通。这时，通过缓冲电容器C3和第1电抗器L1的谐振***，基于缓冲电容器C3的充电电荷（电位是2V）的再生电流（谐振电流）的正极的部分流到开关元件S3，上述电荷被再生到电容器C1（电位V）。由于缓冲电容器C3的充电电位2V是电容器C1的充电电位V的2倍，所以在再生电流（谐振电流）变为零时，缓冲电容器C3的充电电荷全部被再生（通过对谐振式求解，是显然的）。再有，负极部分通过再生二极管D5的充电阻止，不会再次对缓冲电容器C3充电。开关元件S3导通的期间Tc是t1-t3。由于该t1-t3是流到上述谐振***的再生电流变为零为止的期间t1-t2以上，所以缓冲电容器C3的充电电荷全部再生到电容器C1。

像这样，当开关元件S1导通时，缓冲电容器C3的充电电荷不像现有的缓冲电路那样在缓冲电阻被消耗，而再生到作为第1电压源的电容器C1，因此能够提高逆变器电路的效率。

关于第2再生缓冲电路SN2的工作，也与上述相同。

图6是表示变压器T的绕组结构的图。

变压器T以铁芯为中心朝向外侧被卷绕一次绕组P1、P2，在其上卷绕二次绕组S，进而在其上卷绕三次绕组n3、n4。即，三次绕组n3、n4和一次绕组P1、P2夹着二次绕组S夹心状地卷绕。通过这样的绕组结构，三次绕组n3、n4变为与二次绕组S紧密耦合状态，此外，三次绕组n3、n4变为与一次绕组P1、P2松耦合状态。

当在图5的t3进行开关元件S1的ZVS工作，开关元件S1的两端电压S1Vds变为2V时，稍后起由于在电抗器L3中蓄积的能量和电路的浮动电容，开关元件S1的两端电压变为振动波形（振铃波形）。可是，从t3起，通过在电抗器L3中蓄积的能量，整流用二极管D9~D12全部导通并变为续流状态，在二次绕组S中产生的磁通被固定，因此在二次绕组S中不产生振动波形。因此，在与二次绕组S紧密耦合的三次绕组n3、n4中在t3以后也不产生振动波形。因此，开关元件S3、S4不会由于振动波形而进行不稳定的工作。

像这样，在以上的DC-DC转换器电路中，通过连接缓冲电路和再生电路，从而能够实现开关元件的ZVS工作，并且能够减少损失。进而，通过三次绕组n3、n4，再生电路的开关元件S3、S4与开关元件S1、S2同步地导通，因此不需要用于控制这些开关元件S3、S4的电路。此外，由于不需要使三次绕组n3、n4导通的定时控制，所以能够以低成本构成将缓冲电容器的充电电荷再生到电源的再生电路。进而，以三次绕组n3、n4和一次绕组P1、P2夹心状地夹着二次绕组S，使三次绕组n3、n4与二次绕组S紧密耦合，使三次绕组n3、n4与一次绕组P1、P2松耦合，因此即使在一次绕组P1、P2中产生振动波形的电压，也不会由于其在三次绕组n3、n4中产生振动波形的电压。

图7~图9表示变压器T的其它的绕组结构例。

图7的变压器结构以铁芯为中心在最内周卷绕三次绕组n3、n4，在最外周卷绕一次绕组P1、P2。图8的变压器结构将二次绕组S二分割，以铁芯为中心从内周侧起依次卷绕第1三次绕组n3→第1分割的二次绕组S→第1一次绕组P1→第2一次绕组P2→第2分割的二次绕组S→第2三次绕组n4。图9的变压器结构将二次绕组S二分割，以铁芯为中心从内周侧起依次卷绕第1一次绕组P1→第1分割的二次绕组S→第1、第2三次绕组n3、n4→第2分割的二次绕组S→第2一次绕组P2。

在上述任一个变压器结构中，第1、第2三次绕组n3、n4相对于二次绕组S为紧密耦合的位置关系，相对于一次绕组P1、P2为松耦合的位置关系。

图10表示本发明的其它实施方式的DC-DC转换器电路。

该转换器电路与图4的转换器电路的相异点在于，代替电容器C2连接电源V，在第1一次绕组P1的中心抽头和第2一次绕组P2的中心抽头之间没有连接电源V。即使是这样的结构，也与图4同样地工作。

附图标记说明

C1 作为第1电压源的电容器；

C2 作为第2电压源的电容器；

V 电源；

S1 第1开关元件；

S2 第2开关元件；

S3 第3开关元件；

S4 第4开关元件；

P1 第1一次绕组；

P2 第2一次绕组；

n3 第1三次绕组；

n4 第2三次绕组；

INV 逆变器电路；

SN1 第1再生缓冲电路；

SN2 第2再生缓冲电路；

OUT 输出电路。

Claims

1. 一种DC-DC转换器电路，其特征在于，具备：

第1开关元件;

第2开关元件;

输出变压器，具备在所述第1开关元件和所述第2开关元件的正极间串联连接第1一次绕组、和在这些开关元件的负极间串联连接的第2一次绕组，还具备用于获得输出电压的二次绕组；

整流二极管电路，连接于所述输出变压器的二次绕组；

第1电压源，在所述第1一次绕组连接于所述第2开关元件的第1连接点、和所述第1开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第1开关元件施加电压；

第2电压源，在所述第1一次绕组连接于所述第1开关元件的第2连接点、和所述第2开关元件之间连接，经由所述第1一次绕组对所述第2开关元件施加电压；

控制部，使所述第1开关元件和所述第2开关元件交替地导通截止；

第1续流二极管，与所述第1开关元件反并联连接；

第1缓冲电路，与所述第1开关元件并联连接，包含第1缓冲二极管和第1缓冲电容器的串联电路；以及

第1再生电路，在所述第1电压源的正极侧和所述第1缓冲电容器之间连接，

所述第1再生电路具备：第3开关元件；在所述第3开关元件和所述第1电压源的正极侧之间连接的第1电抗器；以及在所述第3开关元件和所述第1缓冲电容器之间连接的第1再生用二极管，

所述输出变压器具备：在所述第3开关元件的控制端子连接的第1三次绕组，

所述DC-DC转换器电路还具备：

第2续流二极管，与所述第2开关元件反并联连接；

第2缓冲电路，与所述第2开关元件并联连接，包含第2缓冲二极管和第2缓冲电容器的串联电路；以及

第2再生电路，在所述第2电压源的正极侧和所述第2缓冲电容器之间连接，

所述第2再生电路具备：第4开关元件；在所述第4开关元件和所述第2电压源的正极侧之间连接的第2电抗器；以及在所述第4开关元件和所述第2缓冲电容器之间连接的第2再生用二极管，

所述输出变压器具备：在所述第4开关元件的控制端子连接的第2三次绕组。

2. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第1、第2三次绕组和所述一次绕组夹心状地夹着所述二次绕组而卷绕。

3. 根据权利要求2所述的DC-DC转换器电路，其中，具备：电源，在所述第1一次绕组的中心抽头、和所述第2一次绕组的中心抽头之间连接，对所述第1、第2电压源经由所述第1一次绕组和所述第2一次绕组供给能量。

4. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器电路，其中，所述第1电压源和所述第2电压源的任一方或双方以电源构成。