JP6406031B2

JP6406031B2 - Ｄｃｄｃコンバータ

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Publication number: JP6406031B2
Application number: JP2015012717A
Authority: JP
Inventors: 和博白川; 浩志瀧; 貴広寺
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2015-01-26
Filing date: 2015-01-26
Publication date: 2018-10-17
Anticipated expiration: 2035-01-26
Also published as: JP2016140159A

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに関する。

電気自動車の普及が期待されており、電気自動車にはバッテリを充電するための充電器が搭載される。また、車載バッテリの電力で外部電気負荷を駆動する要求があり、その場合には充電器には双方向機能が必要となる。充電器を構成するＤＣＤＣコンバータも双方向化が必要となる。

この種の双方向ＤＣＤＣコンバータとしては、下記特許文献１に見られるように、第１バッテリ側に設けられたフルブリッジ回路と、第２バッテリ側に設けられ、２つのスイッチを有するスイッチング回路と、第２バッテリ側に設けられたリアクトルと、フルブリッジ回路及びスイッチング回路の間に設けられたトランスとを備えるプッシュプル方式の双方向ＤＣＤＣコンバータが知られている。詳しくは、このＤＣＤＣコンバータは、リアクトルに並列に接続されたバイパス回路を備えている。このため、第２バッテリから第１バッテリへの送電時においてスイッチング回路を構成する２つのスイッチが誤動作によって同時にオフ状態とされた場合であっても、リアクトルに蓄えられたエネルギの行き場がなくなることに起因して発生するサージ電圧を抑制することができる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの信頼性の低下を回避することができる。

特開２０１４−３６５１１号公報

ところで、第２バッテリから第１バッテリへと送電するための上記スイッチの通常のスイッチング動作によっても、サージ電圧が発生し得る。このため、通常のスイッチング動作時においてＤＣＤＣコンバータを保護する技術が望まれている。なお、ＤＣＤＣコンバータとしては、双方向のものに限らない。

本発明は、信頼性の低下を好適に回避できるＤＣＤＣコンバータを提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、第１端子（Ｔ１）及び第２端子（Ｔ２）に直流電源（４１）が接続され、前記直流電源から出力される直流電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータ（２０；２０ａ）において、１次側巻線（２４ａ）、及び前記直流電源側に設けられた２次側巻線（２４ｂ；２８ｂ）を有するトランス（２４；２８）を備え、前記２次側巻線のセンタタップ（ＣＴ２）は、前記直流電源側に設けられ、前記２次側巻線の第１端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分（Ｃｏｓｓ）が設けられた第１スイッチ（ＳＷ１）と、前記２次側巻線の第２端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分が設けられた第２スイッチ（ＳＷ２）と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間、又は前記センタタップと前記第１端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（２２）と、前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力を伝送すべく、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの双方をオン状態とする第１操作状態と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち一方をオン状態としてかつ他方をオフ状態とする第２操作状態とを交互に繰り返す操作手段と、前記第１操作状態から前記第２操作状態への移行時において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた前記容量成分に流れる電流を吸収する吸収手段（２４；２６ａ，２６ｂ；２８）とを備えることを特徴とする。

上記発明では、操作手段によって第１操作状態と第２操作状態とが繰り返されることで、２次側巻線から１次側巻線に電力が伝送される。ここで、第１操作状態から第２操作状態への移行時において、第１スイッチ及び第２スイッチのうち第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた容量成分に、リアクトルを供給源とした電流が流れ込む。このことに起因して、第１操作状態から第２操作状態への移行時にスイッチにサージ電圧が発生し、スイッチの信頼性が低下する等、ＤＣＤＣコンバータの信頼性が低下する懸念がある。

そこで上記発明では、第１操作状態から第２操作状態への移行時において、第１スイッチ及び第２スイッチのうち第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた容量成分に流れる電流を吸収手段によって吸収する。このため、上記移行時に発生するサージ電圧を抑制することができる。これにより、スイッチの信頼性が低下する等、ＤＣＤＣコンバータの信頼性の低下を好適に回避することができる。

第１実施形態にかかる車載充放電システムの全体構成図。第１，第２スイッチの操作状態及びリアクトル電流の推移を示すタイムチャート。ＭＯＤＥ１におけるＤＣＤＣコンバータ内の電流流通経路を示す図。ＭＯＤＥ２におけるＤＣＤＣコンバータ内の電流流通経路を示す図（ＳＷ１がオフし、ＳＷ２がオンの場合）。ＳＷ１がオフし、ＳＷ２がオンする際に関与する漏れインダクタンス及び出力容量を示した回路図。ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２（ＳＷ１がオフし、ＳＷ２がオンの場合）への移行時における出力容量に流れる電流の推移を観測するための簡易等価回路を示す図。ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２への移行時における出力容量に流れる電流の推移を示すタイムチャート。ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２への移行時におけるサージ電圧の発生態様を示すタイムチャート。トランスの断面図（ＴＹＰＥＡ）。トランスの断面図（ＴＹＰＥＢ）。トランスの断面図（ＴＹＰＥＣ）。漏れインダクタンスの計算モデル及び計算結果を示す図。サージ電圧の抑制効果を示す図。第２実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路図。第３実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの回路図。トランスの断面図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータを具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、本実施形態にかかる充放電装置１０は、車載式のものであり、ＤＣＤＣコンバータ２０と、ＡＣＤＣコンバータ３０とを備えている。充放電装置１０は、車両外部の商用電源４０を電力供給源として、車載２次電池４１（「直流電源」に相当）を充電する充電動作と、２次電池４１を電力供給源として商用電源４０に対して放電する逆潮動作とを行うことができる。なお、本実施形態では、２次電池４１として、複数のリチウムイオン蓄電池の直列接続体によって構成された組電池を用いている。また、２次電池４１を電力供給源とした放電対象は、商用電源４０に限らず、例えば、車両外部の図示しない電気負荷であってもよい。

ちなみに、充放電装置１０としては、車両に適用されるものに限らず、例えば家庭用蓄電システムに適用されるものであってもよい。また、２次電池４１は、リチウムイオン蓄電池に限らず、例えば、鉛蓄電池やニッケル水素蓄電池であってもよい。

２次電池４１とＤＣＤＣコンバータ２０とは、充放電装置１０の第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２を介して接続されている。また、商用電源４０とＡＣＤＣコンバータ３０とは、充放電装置１０の第３，第４端子Ｔ３，Ｔ４を介して接続されている。

ＤＣＤＣコンバータ２０は、プッシュプル方式の双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。ＤＣＤＣコンバータ２０は、第１平滑コンデンサ２１、第１リアクトル２２、第２リアクトル２３、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４、トランス２４及び第２平滑コンデンサ２５を備えている。本実施形態では、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４としては、具体的には例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４には、第１，第２，第３，第４ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が逆並列に接続されている。

第１平滑コンデンサ２１の第１端には、第２リアクトル２３の第１端が接続され、第２リアクトル２３の第２端には、第１端子Ｔ１を介して２次電池４１の正極端子が接続されている。第１平滑コンデンサ２１の第２端には、第２端子Ｔ２を介して２次電池４１の負極端子が接続されている。

トランス２４は、１次側巻線２４ａ、２次側巻線２４ｂ及びコア５２を備えている。２次側巻線２４ｂのセンタタップＣＴ２には、第２リアクトル２３の第１端が接続されている。２次側巻線２４ｂの第１端には、第１スイッチＳＷ１のドレインが接続され、第１スイッチＳＷ１のソースには、第１リアクトル２２の第１端が接続されている。第１リアクトル２２の第２端には、第１平滑コンデンサ２１の第２端が接続されている。２次側巻線２４ｂの第２端には、第２スイッチＳＷ２のドレインが接続され、第２スイッチＳＷ２のソースには、第１リアクトル２２の第１端が接続されている。第１リアクトル２２は、充放電装置１０の充電動作時には、２次電池４１に流れる電流の平滑化を行い、充放電装置１０の逆潮動作時には、第２平滑コンデンサ２５の端子間電圧が２次電池４１の端子間電圧よりも高い場合に昇圧を行うためのものである。

１次側巻線２４ａのセンタタップＣＴ１には、第２平滑コンデンサ２５の第１端が接続されている。１次側巻線２４ａの第１端には、第３スイッチＳＷ３のドレインが接続され、第３スイッチＳＷ３のソースには、第２平滑コンデンサ２５の第２端が接続されている。１次側巻線２４ａの第２端には、第４スイッチＳＷ４のドレインが接続され、第４スイッチＳＷ４のソースには、第２平滑コンデンサ２５の第２端が接続されている。

ＡＣＤＣコンバータ３０は、充放電装置１０の充電動作時において、商用電源４０から供給される交流電圧を直流電圧に変換しＤＣＤＣコンバータ２０に出力する整流回路として機能し、また、商用電源４０の力率改善動作及び昇圧動作も行う。ＡＣＤＣコンバータ３０は、充放電装置１０の逆潮動作時において、ＤＣＤＣコンバータ２０から供給される直流電圧を交流電圧に変換して商用電源４０に出力するインバータ回路として機能する。本実施形態において、ＡＣＤＣコンバータ３０は、第２平滑コンデンサ２５に接続されたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路と第３，第４端子Ｔ３，Ｔ４とに接続された第３，第４リアクトル３１，３２とを備えている。なお、ＡＣＤＣコンバータ３０をＰＦＣ回路ともいう。一方、フルブリッジ回路は、第５〜第８スイッチＳＷ５〜ＳＷ８を備えている。本実施形態では、各スイッチＳＷ５〜ＳＷ８として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。また、各スイッチＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８には、第５，第６，第７，第８ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８が逆並列に接続されている。

充放電装置１０を構成する制御部５０は、ＡＣＤＣコンバータ３０及びＤＣＤＣコンバータ２０を構成する各スイッチを操作する。まず、ＡＣＤＣコンバータ３０について説明すると、制御部５０は、充電動作時において、商用電源４０の出力電圧の極性に応じて第５〜第８スイッチＳＷ５〜ＳＷ８をオンオフ操作することで、力率改善しつつ、商用電源４０から入力された交流電圧を直流電圧に変換してＤＣＤＣコンバータ２０に出力する。一方、制御部５０は、逆潮動作時において、第５〜第８スイッチＳＷ５〜ＳＷ８をオンオフ操作することで、ＤＣＤＣコンバータ２０から入力された直流電圧を交流電圧に変換して商用電源４０に系統連系する。

続いて、ＤＣＤＣコンバータ２０について説明すると、制御部５０は、充電動作時において、第３，第４スイッチＳＷ３，ＳＷ４をオンオフ操作するとともに、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフ操作するか、または、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同期整流制御する。これにより、ＡＣＤＣコンバータ３０から供給された直流電圧を変換して２次電池４１に供給する電圧型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとしてＤＣＤＣコンバータ２０を動作させる。

一方、逆潮動作時においては、制御部５０は、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンオフ操作するとともに、第３，第４スイッチＳＷ３，ＳＷ４をともにオフとするか、または、第３，第４スイッチＳＷ３，ＳＷ４を同期整流制御する。これにより、２次電池４１から供給された直流電圧を変換してＡＣＤＣコンバータ３０に供給する電流型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータとしてＤＣＤＣコンバータ２０を動作させる。

図２〜図４を用いて、逆潮動作時における第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の操作について詳しく説明する。ここで、図２（ａ），（ｂ）は、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の操作状態の推移を示し、図２（ｃ）は、第１リアクトル２２に流れる電流（以下、リアクトル電流ＩＬ）の推移を示す。本実施形態では、第１リアクトル２２の両端のうち第２端から第１端へと向かう方向のリアクトル電流ＩＬを正と定義する。

図２に示すように、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の双方がオン状態とされるＭＯＤＥ１（「第１操作状態」に相当）と、第１スイッチＳＷ１がオン状態とされてかつ第２スイッチＳＷ２がオフ状態又は第２スイッチＳＷ２がオン状態とされてかつ第１スイッチＳＷ１がオフ状態とされるＭＯＤＥ２（「第２操作状態」に相当）とが交互に実施される。ＭＯＤＥ２においてオン操作対象とされるスイッチは、ＭＯＤＥ１を挟んで第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とで交互に切り替えられる。ＭＯＤＥ１においては、図３に示すように、第１平滑コンデンサ２１、２次側巻線２４ｂ、第２スイッチＳＷ２及び第１リアクトル２２を含む閉回路と、第１平滑コンデンサ２１、２次側巻線２４ｂ、第１スイッチＳＷ１及び第１リアクトル２２を含む閉回路とが形成される。これにより、第１リアクトル２２にエネルギが蓄積される。一方、ＭＯＤＥ２においては、図４に示すように、２次側から１次側へと電流が伝送される。なお図４では、ＭＯＤＥ２として、第１スイッチＳＷ１がオフ状態とされてかつ第２スイッチＳＷ２がオン状態とされる例を示した。

ところで、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２への移行時において、サージ電圧が発生し、充放電装置１０の信頼性が低下する懸念がある。以下、サージ電圧の発生メカニズムについて説明した後、本実施形態にかかるサージ電圧の低減手法について説明する。

まず、サージ電圧の発生メカニズムについて説明する。図５に、ＤＣＤＣコンバータ２０における各スイッチの出力容量と、トランス２４の漏れインダクタンスＬｌ４１，Ｌｌ１４，Ｌｌ１２とを示す。図５では、第１スイッチＳＷ１の出力容量のみに「Ｃｏｓｓ」を付した。図５において、「Ｌｌ４１，Ｌｌ１４」は、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２（第２スイッチＳＷ２がオン状態かつ第１スイッチＳＷ１がオフ状態）への移行時（具体的には、第１スイッチＳＷ１に流れていた電流及び第２スイッチＳＷ２に流れていた電流を第４スイッチＳＷ４に転流させる期間）において、第１リアクトル２２、２次側巻線２４ｂ及び１次側巻線２４ａを含む電気経路であって、２次側巻線２４ｂから１次側巻線２４ａへと電力を伝送するための電気経路（「第１電気経路」に相当。以下、伝送経路）に存在するトランス２４の漏れインダクタンスを示す。「Ｌｌ１２」は、上記移行時において、第１スイッチＳＷ１に流れていた電流を第２スイッチＳＷ２に転流させる際の経路、すなわち第１スイッチＳＷ１、２次側巻線２４ｂ及び第１リアクトル２２を含む電気経路（「第２電気経路」に相当。以下、還流経路）に存在するトランス２４の漏れインダクタンスを示す。

図６に、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２（第１スイッチＳＷ１がオフし、第２スイッチＳＷ２がオンの場合）への移行時における出力容量に流れる電流の推移を観測するための図５を元にした簡易等価回路を示す。ここで、「Ｖｓｗ」は、第１スイッチＳＷ１の出力容量Ｃｏｓｓの電圧を示し、「ｉ１」は、上記出力容量Ｃｏｓｓに流れる電流を示す。図６では、第１リアクトル２２を定電流源５１として示している。本実施形態では、この等価回路を用いて、サージ電圧について説明する。

図６に示すように、定電流源５１の出力電流Ｉｏが、漏れインダクタンスＬｌ１２側（還流経路側）の電流ｉ１と、漏れインダクタンスＬｌ４１，Ｌｌ１４側（伝送経路側）の電流ｉ２とに分かれる。図６に示す等価回路において、キルヒホッフの法則により、下式（ｅｑ１）が成立する。

上式（ｅｑ１）をまとめると、下式（ｅｑ２）が導かれる。

上式（ｅｑ２）をラプラス変換すると、下式（ｅｑ３）が導かれる。

上式（ｅｑ３）において、「ｓ」はラプラス演算子を示す。上式（ｅｑ３）をラプラス逆変換すると、下式（ｅｑ４）が導かれる。

ここで、出力容量Ｃｏｓｓの電圧Ｖｓｗが下式（ｅｑ５）のように導かれる。

上式（ｅｑ４）は、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２（第１スイッチＳＷ１がオフし、第２スイッチＳＷ２がオンの場合）への移行時における電流ｉ１を示し（図７参照）、上式（ｅｑ５）は、上記移行時における出力容量Ｃｏｓｓの電圧Ｖｓｗを示す（図８参照）。図８に示すように、ＭＯＤＥ２への移行時において、サージ電圧が発生する。このサージ電圧は、第１スイッチＳＷ１がオフ操作に切り替えられる時に、漏れインダクタンスＬｌ４１，Ｌｌ１４によって第１スイッチＳＷ１から第２スイッチＳＷ２へのリアクトル電流ＩＬの転流が妨げられ、リアクトル電流ＩＬによって第１スイッチＳＷ１の出力容量Ｃｏｓｓが充電されることで発生する。

ここで、上式（ｅｑ４）において、漏れインダクタンスＬ１１２を増大させる、または漏れインダクタンス「Ｌｌ４１＋Ｌｌ１４」を低減することで、電流ｉ１の振幅が小さくなる。その結果、電流ｉ１の積分値である電圧Ｖｓｗの振幅を小さくすることができる。すなわち、サージ電圧を低減することができる。

そこで本実施形態では、漏れインダクタンスＬ１１２の増大と漏れインダクタンス「Ｌｌ４１＋Ｌｌ１４」の低減とをトランス２４の巻線構造によって実現する。これにより、サージ電圧の低減を図る。なお、本実施形態において、トランス２４が「吸収手段（インピーダンス低下手段）」に相当する。

トランス２４の巻線構造の説明に先立ち、１次側巻線２４ａ及び２次側巻線２４ｂのそれぞれを以下のように分ける。先の図５に示すように、本実施形態では、２次側巻線２４ｂのうち、センタタップＣＴ２よりも第２スイッチＳＷ２側の巻線を第１の２次側巻線Ｓ１（「第１巻線」に相当）と称し、センタタップＣＴ２よりも第１スイッチＳＷ１側の巻線を第２の２次側巻線Ｓ２（「第２巻線」に相当）と称すこととする。また、１次側巻線２４ａのうち、センタタップＣＴ１よりも第４スイッチＳＷ４側の巻線を第１の１次側巻線Ｐ１（「第４巻線」に相当）と称し、センタタップＣＴ１よりも第３スイッチＳＷ３側の巻線を第２の１次側巻線Ｐ２（「第３巻線」に相当）と称すこととする。

図９に、本実施形態にかかるトランス２４の断面図を示す。なお、本実施形態では、図９に示すトランスをＴＹＰＥＡと称すこととする。また、図９において、トランス２４を構成するコア５２について、断面を示すハッチングを省略している。

図示されるように、本実施形態にかかるコア５２は、例えば、２つのＥコア、又はＥＩコアにて構成されている。コア５２の中足５２ａには、各巻線Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２が巻回されている。すなわち、中足５２ａは、各巻線Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２に共通の巻回部である。なお、図９では、便宜上、各巻線Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２間の隙間を大きく示している。

本実施形態では、中足５２ａ側から、第２の２次側巻線Ｓ２、第２の１次側巻線Ｐ２、第１の１次側巻線Ｐ１、第１の２次側巻線Ｓ１の順に並ぶように各巻線が中足５２ａに巻回されている。詳しくは、第２の２次側巻線Ｓ２は、中足５２ａ周りに巻回されている。なお、第２の２次側巻線Ｓ２は、中足５２ａ周りにボビンを介して巻回されていてもよい。

第２の１次側巻線Ｐ２は、第１絶縁シート５３を介して第２の２次側巻線Ｓ２の外周に巻き重ねられている。第１の１次側巻線Ｐ１は、絶縁シートを介すことなく、第２の１次側巻線Ｐ２の外周に巻き重ねられている。第１の２次側巻線Ｓ１は、第２絶縁シート５４を介して第１の１次側巻線Ｐ１の外周に巻き重ねられている。各絶縁シート５３，５４は、電気的絶縁性を有するシート状の絶縁部材である。各巻線Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２は、第２の２次側巻線Ｓ２及び第２の１次側巻線Ｐ２の間に第１絶縁シート５３が挟まれてかつ、第１の２次側巻線Ｓ１及び第１の１次側巻線Ｐ１の間に第２絶縁シート５４が挟まれた状態においても、各巻線の中足５２ａに巻回された部分において、第２の２次側巻線Ｓ２及び第２の１次側巻線Ｐ２の間の距離と、第１の２次側巻線Ｓ１及び第１の１次側巻線Ｐ１の間の距離とのそれぞれが、第１の２次側巻線Ｓ１及び第２の２次側巻線Ｓ２の間の距離よりも短くされるように中足５２ａに巻回されている。

ここで、ＴＹＰＥＡのトランス２４と対比するトランスとして、図１０及び図１１を用いて、ＴＹＰＥＢ及びＴＹＰＥＣのトランスの構成について説明する。まず、図１０を用いて、ＴＹＰＥＢのトランスについて説明する。なお図１０において、先の図９に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、ＴＹＰＥＢのトランスにおいては、中足５２ａ側から、第２の１次側巻線Ｐ２、第２の２次側巻線Ｓ２、第１の２次側巻線Ｓ１、第１の１次側巻線Ｐ１の順に並ぶように各巻線が中足５２ａに巻回されている。ここでは、第２の２次側巻線Ｓ２と第２の１次側巻線Ｐ２との間に第１絶縁シート５５が介在し、第１の２次側巻線Ｓ１と第１の１次側巻線Ｐ１との間に第２絶縁シート５６が介在している。ＴＹＰＥＢにおいては、ＴＹＰＥＡとは異なり、１次側巻線２４ａ及び２次側巻線２４ｂの間に絶縁シート５５，５６が挟まれた状態において、第１の２次側巻線Ｓ１及び第１の１次側巻線Ｐ１の間の距離と、第２の２次側巻線Ｓ２及び第２の１次側巻線Ｐ２の間の距離とのそれぞれが、第１の２次側巻線Ｓ１及び第２の２次側巻線Ｓ２の間の距離よりも長くなっている。

続いて、図１１を用いて、ＴＹＰＥＣのトランスについて説明する。なお図１１において、先の図９に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、ＴＹＰＥＣのトランスにおいては、中足５２ａ側から、第２の２次側巻線Ｓ２、第１の２次側巻線Ｓ１、第２の１次側巻線Ｐ２、第１の１次側巻線Ｐ１の順に並ぶように各巻線が中足５２ａに巻回されている。第１の２次側巻線Ｓ１と第２の１次側巻線Ｐ２との間には絶縁シート５７が介在している。ＴＹＰＥＣにおいては、１次側巻線２４ａ及び２次側巻線２４ｂの間に絶縁シート５７が挟まれた状態において、第１の２次側巻線Ｓ１及び第１の１次側巻線Ｐ１の間の距離がＴＹＰＥＢよりも長くなっている。

図１２に、ＴＹＰＥＡ，Ｂ，Ｃについての漏れインダクタンスＬｌ１４，Ｌ１４１，Ｌ１１２の計算結果を示す。本実施形態では、漏れインダクタンスを、下式（ｅｑ６）を用いて計算した。

上式（ｅｑ６）は、中足５２ａが延びる方向（各巻線の巻回方向）に並ぶ巻線を長方形形に近似して漏れインダクタンスを計算する式である。上式（ｅｑ６）において、「μ０」は真空中の透磁率を示し、「Ｎ」は巻線の巻数を示し、「ＭＬＴ」は巻数１周あたりの平均長さを示す。「ａ」は各巻線の平行長（各巻線の中足５２ａに巻回された部分の巻回方向長さ）を示し、「ｂ１，ｂ２」は１次側巻線２４ａ，２次側巻線２４ｂの線径を示し、「ｃ」は巻線間の線間距離を示す。本実施形態では、計算に際し、図１２に示すように、各パラメータＮ，ＭＬＴ，ａ，ｂ１，ｂ２，ｃを各ＴＹＰＥで同一の値とした。また、図１２の線間距離ｃについては、「Ｃ１＜Ｃ２＜Ｃ３＜Ｃ４」の関係にある。

ＴＹＰＥＡでは、ＴＹＰＥＣと比較して、１次側巻線２４ａ及び２次側巻線２４ｂの間の線間距離ｃが短い。このため、伝送経路に存在する漏れインダクタンス「Ｌｌ１４＋Ｌｌ４１」をＴＹＰＥＣよりも小さくできる。また、ＴＹＰＥＡでは、ＴＹＰＥＢ，Ｃと比較して、第１の２次側巻線Ｓ１及び第２の２次側巻線Ｓ２の間の線間距離ｃが長い。このため、還流経路に存在する漏れインダクタンスＬｌ１２をＴＹＰＥＢ，Ｃよりも大きくできる。これにより、上式（ｅｑ４）の電流ｉ１の振幅を小さくすることができる。これは、先の図６において、伝送経路のインピーダンスが還流経路のインピーダンスよりも小さくなり、定電流源５１の出力電流Ｉｏのうち、伝送経路側に吸収される電流が増大し、出力容量Ｃｏｓｓに流れる電流が低減することによる。電流ｉ１の振幅を小さくなるため、上式（ｅｑ５）の電圧Ｖｓｗの振幅を小さくすることができる。すなわち、サージ電圧を抑制することができる。

図１３に、本実施形態にかかるサージ電圧の抑制効果を示す。本実施形態にかかる巻線構造（ＴＹＰＥＡ）によれば、ＴＹＰＥＣと比較してサージ電圧を約６３％低減することができた。このように、本実施形態によれば、逆潮動作時の第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の通常のスイッチング動作がなされる場合において、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２への移行時に発生するサージ電圧を好適に抑制することができる。これにより、スイッチの信頼性の低下等、充放電装置１０の信頼性の低下を好適に回避することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、サージ電圧の抑制手法を変更する。

図１４に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータ２０の構成を示す。なお、図１４において、先の図５に示した部材と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１４では、漏れインダクタンスの図示を省略している。

図示されるように、第１スイッチＳＷ１には、第１スナバコンデンサ２６ａ及び第１リレー２７ａの直列接続体が並列接続されている。第２スイッチＳＷ２には、第２スナバコンデンサ２６ｂ及び第２リレー２７ｂの直列接続体が並列接続されている。各リレー２７ａ，２７ｂは、制御部５０によってオンオフ操作される。詳しくは、充電動作時において、各リレー２７ａ，２７ｂは常時オフ状態とされ、逆潮動作時において、各リレー２７ａ，２７ｂは常時オン状態とされる。なお、本実施形態において、各スナバコンデンサ２６ａ，２６ｂ及び各リレー２７ａ，２７ｂが「吸収手段」に相当する。

こうした構成によれば、逆潮動作時のＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２への移行時におけるサージ電圧を低減することができる。つまり、上式（ｅｑ５）に示すように、サージ電圧にかかわる電圧Ｖｓｗの振幅の分母に出力容量Ｃｏｓｓが存在している。このため、例えば第１スナバコンデンサ２６について説明すると、第１スナバコンデンサ２６ａの静電容量を出力容量Ｃｏｓｓに加えることで、上記振幅の分母が増大することとなり、その結果、電圧Ｖｓｗの振幅（サージ電圧）が抑制される（先の図１３参照）。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１５に示すように、ＤＣＤＣコンバータの構成を変更する。なお、図１５において、先の図５に示した部材と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、ＤＣＤＣコンバータ２０ａを構成するトランス２８は、１次側巻線２８ａ、２次側巻線２８ｂ及びコア５２を備えている。トランス２８は、本実施形態において「吸収手段（インピーダンス低下手段）」に相当する。２次側巻線２８ｂのセンタタップＣＴには、第２リアクトル２３の第１端が接続されている。２次側巻線２８ｂの第１端には、第１スイッチＳＷ１のドレインが接続され、２次側巻線２８ｂの第２端には、第２スイッチＳＷ２のドレインが接続されている。

１次側巻線２８ａには、第１１〜第１４スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４を備えるフルブリッジ回路が接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。また、各スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４には、第１１，第１２，第１３，第１４ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４が逆並列に接続されている。各スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４は、制御部５０によってオンオフ操作される。

ここで、図１５において、「Ｌ１１３，Ｌｌ３１」は、ＭＯＤＥ１からＭＯＤＥ２（第２スイッチＳＷ２がオン状態かつ第１スイッチＳＷ１がオフ状態）への移行時（具体的には、第１スイッチＳＷ１に流れていた電流及び第２スイッチＳＷ２に流れていた電流をスイッチＳＷ１３,ＳＷ１２に転流させる期間）において、第１リアクトル２２、２次側巻線２８ｂ及び１次側巻線２８ａを含む電気経路であって、２次側巻線２８ｂから１次側巻線２８ａへと電力を伝送するための伝送経路に存在するトランス２８の漏れインダクタンスを示す。「Ｌｌ１２」は、上記移行時において、第１スイッチＳＷ１に流れていた電流を第２スイッチＳＷ２に転流させる際の経路、すなわち第１スイッチＳＷ１、２次側巻線２８ｂ及び第１リアクトル２２を含む還流経路に存在するトランス２８の漏れインダクタンスを示す。

トランス２８の巻線構造の説明に先立ち、２次側巻線２８ｂを以下のように分ける。本実施形態では、２次側巻線２８ｂのうち、センタタップＣＴよりも第２スイッチＳＷ２側の巻線を第１の２次側巻線Ｓ１と称し、センタタップＣＴよりも第１スイッチＳＷ１側の巻線を第２の２次側巻線Ｓ２と称すこととする。なお、１次側巻線２８ａを「Ｐ１」にて示す。

図１６に、本実施形態にかかるトランス２８の断面図を示す。なお、図１６において、先の図９に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態では、中足５２ａ側から、第２の２次側巻線Ｓ２、１次側巻線Ｐ１、第１の２次側巻線Ｓ１の順に並ぶように各巻線が中足５２ａに巻回されている。第２の２次側巻線Ｓ２と１次側巻線Ｐ１との間には、第１絶縁シート５８が介在している。また、第１の２次側巻線Ｓ１と１次側巻線Ｐ１との間には、第２絶縁シート５９が介在している。そして、１次側巻線２８ａ及び２次側巻線２８ｂの間に絶縁シート５８，５９が挟まれた状態において、第１の２次側巻線Ｓ１及び１次側巻線Ｐ１の間の距離と、第２の２次側巻線Ｓ２及び１次側巻線Ｐ１の間の距離とのそれぞれが、第１の２次側巻線Ｓ１及び第２の２次側巻線Ｓ２の間の距離よりも短くなるように、各巻線が中足５２ａに巻回されている。

上述した巻線構造によれば、伝送経路に存在する漏れインダクタンス「Ｌｌ１３」を低減してかつ還流経路に存在する漏れインダクタンス「Ｌｌ１２」を増大することができる。このため、上記第１実施形態と同様に、逆潮動作時においてサージ電圧抑制効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・先の図１において、第１リアクトル２２の設置位置を、例えば、センタタップＣＴ１と第１平滑コンデンサ２１の第１端とを接続する電気経路に変更してもよい。

・先の図９において、第１の２次側巻線Ｓ１と第１の１次側巻線Ｐ１との間の電気的絶縁を確保しつつこれら巻線Ｐ１，Ｓ１をツイストペアケーブルのように撚り合わせ、第２の２次側巻線Ｓ２と第２の１次側巻線Ｐ２との間の電気的絶縁を確保しつつこれら巻線Ｓ２，Ｐ２をツイストペアケーブルのように撚り合わせてもよい。これにより、伝送経路に存在する漏れインダクタンス「Ｌｌ１４＋Ｌｌ４１」をより小さくでき、サージ電圧の抑制効果をより高めることができる。

・トランスの巻線構造として、先の図１０に示したＴＹＰＥＢを採用してもよい。この場合であっても、先の図１３に示すように、ＴＹＰＥＣと比較して、サージ電圧抑制効果を得ることはできる。

・巻線としては、断面形状が円形の丸線に限らず、例えば、断面形状が矩形形状の平角線であってもよい。また、巻線としては、単線に限らず、リッツ線等、複数の線が束ねられたものであってもよい。

・コアの形状としては、先の図９に示した形状に限らず、トロイダルコア等、他の形状であってもよい。

・先の図９において、第１の２次側巻線Ｓ１と第２の２次側巻線Ｓ２との配置位置を入れ替えてかつ、第１の１次側巻線Ｐ１と第２の１次側巻線Ｐ２との配置位置を入れ替えてもよい。また、先の図１６において、第１の２次側巻線Ｓ１と第２の２次側巻線Ｓ２との配置位置を入れ替えてもよい。

・上記第１実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ２０が第２平滑コンデンサ２５を備える構成としたが、これに代えて、ＡＣＤＣコンバータ３０が第２平滑コンデンサ２５を備える構成を採用してもよい。

・上記各実施形態に記載の技術は、双方向ＤＣＤＣコンバータ以外の電流型プッシュプル方式のＤＣＤＣコンバータに適用することができる。

２０…ＤＣＤＣコンバータ、２２…第１リアクトル、２４…トランス、ＳＷ１，ＳＷ２…第１，第２スイッチ。

Claims

第１端子（Ｔ１）及び第２端子（Ｔ２）に直流電源（４１）が接続され、前記直流電源から出力される直流電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータ（２０；２０ａ）において、
１次側巻線（２４ａ）、及び前記直流電源側に設けられた２次側巻線（２４ｂ；２８ｂ）を有するトランス（２４；２８）を備え、
前記２次側巻線のセンタタップ（ＣＴ２）は、前記直流電源側に設けられ、
前記２次側巻線の第１端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分（Ｃｏｓｓ）が設けられた第１スイッチ（ＳＷ１）と、
前記２次側巻線の第２端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分が設けられた第２スイッチ（ＳＷ２）と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間、又は前記センタタップと前記第１端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（２２）と、
前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力を伝送すべく、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの双方をオン状態とする第１操作状態と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち一方をオン状態としてかつ他方をオフ状態とする第２操作状態とを交互に繰り返す操作手段と、
前記第１操作状態から前記第２操作状態への移行時において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた前記容量成分に流れる電流を吸収する吸収手段（２４；２６ａ，２６ｂ；２８）とを備え、
前記吸収手段は、前記第１操作状態から前記第２操作状態への移行時に電流が流れる電気経路であって、前記平滑リアクトル、前記１次側巻線及び前記２次側巻線を含む第１電気経路のインピーダンスを、前記移行時に電流が流れる電気経路であって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた前記容量成分、前記２次側巻線及び前記平滑リアクトルを含む第２電気経路のインピーダンスよりも小さくするインピーダンス低下手段を含むことを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
前記インピーダンス低下手段は、前記第１電気経路のインピーダンスを前記第２電気経路のインピーダンスよりも小さくするために、前記第１電気経路に存在する前記トランスの漏れインダクタンスを、前記第２電気経路に存在する前記トランスの漏れインダクタンスよりも小さくするように構成された前記トランスである請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記センタタップを境として分けた前記２次側巻線のそれぞれを、第１巻線（Ｓ１）及び第２巻線（Ｓ２）と定義し、
前記第２巻線は、前記トランスを構成するコア（５２）の巻回部（５２ａ）周りに巻回され、
前記１次側巻線（Ｐ１，Ｐ２；Ｐ１）は、前記第２巻線の外周に巻き重ねられ、
前記第１巻線は、前記１次側巻線の外周に巻き重ねられ、
前記トランスは、前記第１巻線及び前記１次側巻線の間の距離と、前記第２巻線及び前記１次側巻線の間の距離とのそれぞれが、前記第１巻線及び前記第２巻線の間の距離よりも短くされるように構成されている請求項２記載のＤＣＤＣコンバータ。
センタタップ（ＣＴ１）を境として分けた前記１次側巻線のそれぞれを、第３巻線（Ｐ２）及び第４巻線（Ｐ１）と定義し、
前記第３巻線は、前記第２巻線の外周に巻き重ねられ、
前記第４巻線は、前記第３巻線の外周に巻き重ねられ、
前記第１巻線は、前記第４巻線の外周に巻き重ねられ、
前記トランスは、前記第２巻線及び前記第３巻線の間の距離と、前記第１巻線及び前記第４巻線の間の距離とのそれぞれが、前記第１巻線及び前記第２巻線の間の距離よりも短くされるように構成されている請求項３記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記１次側巻線は、電気的絶縁性を有する第１絶縁層（５３，５８）を介して前記第２巻線の外周に巻き重ねられ、
前記第１巻線は、電気的絶縁性を有する第２絶縁層（５４，５９）を介して前記１次側巻線の外周に巻き重ねられ、
前記トランスは、前記１次側巻線及び前記第２巻線の間に前記第１絶縁層が挟まれてかつ、前記１次側巻線及び前記第１巻線の間に前記第２絶縁層が挟まれた状態においても、前記第１巻線及び前記１次側巻線の間の距離と、前記第２巻線及び前記１次側巻線の間の距離とのそれぞれが、前記第１巻線及び前記第２巻線の間の距離よりも短くされるように構成されている請求項３又は４記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記吸収手段は、前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力が伝送されている期間のみにおいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに並列接続されるコンデンサ（２６ａ，２６ｂ）を含む請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
前記吸収手段は、前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力が伝送されている期間のみにおいてオン状態とされるスイッチ（２７ａ，２７ｂ）と、前記コンデンサとを含む請求項６記載のＤＣＤＣコンバータ。
第１端子（Ｔ１）及び第２端子（Ｔ２）に直流電源（４１）が接続され、前記直流電源から出力される直流電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータ（２０；２０ａ）において、
１次側巻線（２４ａ）、及び前記直流電源側に設けられた２次側巻線（２４ｂ；２８ｂ）を有するトランス（２４；２８）を備え、
前記２次側巻線のセンタタップ（ＣＴ２）は、前記直流電源側に設けられ、
前記２次側巻線の第１端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分（Ｃｏｓｓ）が設けられた第１スイッチ（ＳＷ１）と、
前記２次側巻線の第２端と前記第２端子との間に設けられたスイッチであって、自身に並列に容量成分が設けられた第２スイッチ（ＳＷ２）と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチと前記第２端子との間、又は前記センタタップと前記第１端子との間に接続され、前記直流電源の出力電流を平滑化する平滑リアクトル（２２）と、
前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力を伝送すべく、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの双方をオン状態とする第１操作状態と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち一方をオン状態としてかつ他方をオフ状態とする第２操作状態とを交互に繰り返す操作手段と、
前記第１操作状態から前記第２操作状態への移行時において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに設けられた前記容量成分に流れる電流を吸収する吸収手段（２４；２６ａ，２６ｂ；２８）とを備え、
前記吸収手段は、前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力が伝送されている期間のみにおいてオン状態とされるスイッチ（２７ａ，２７ｂ）と、前記２次側巻線から前記１次側巻線へと電力が伝送されている期間のみにおいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのうち前記第２操作状態においてオフ状態とされるスイッチに並列接続されるコンデンサ（２６ａ，２６ｂ）とを含むことを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
当該ＤＣＤＣコンバータは、双方向ＤＣＤＣコンバータである請求項１〜８のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。