CN102130599A - 交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 - Google Patents
交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN102130599A CN102130599A CN2011100723350A CN201110072335A CN102130599A CN 102130599 A CN102130599 A CN 102130599A CN 2011100723350 A CN2011100723350 A CN 2011100723350A CN 201110072335 A CN201110072335 A CN 201110072335A CN 102130599 A CN102130599 A CN 102130599A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- circuit
- bridge
- rectification
- output
- full
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 24
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 18
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 7
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 7
- 150000004706 metal oxides Chemical group 0.000 claims description 7
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 6
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 6
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims description 6
- 238000009413 insulation Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 7
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000035882 stress Effects 0.000 description 4
- 230000008646 thermal stress Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000009827 uniform distribution Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种交叉整流的输入并联输出并联组合变换器，其主电路包括整流输出交叉连接的两个隔离型桥式模块电路；每个桥式模块电路由一个半桥或带隔直电容的全桥电路、一个高频变压器、一个整流电路和一个输出滤波电感构成，半桥或全桥电路与变压器原边相连，整流电路与变压器副边相连，整流输出交叉连接两个输出滤波电感。桥式电路的输入端并联且输出滤波电感输出端并联。本发明通过交叉整流电路来抵消电路参数不一致造成的整流输出电压不一致，实现两个输出滤波电感的自然均流，同时实现两个桥式电路的输入自然均流，不需要添加均流控制环，不需要对桥式电路进行电流采样，极大简化了控制，并提高了组合变换器的功率密度和可靠性，降低了成本。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种交叉整流的输入并联输出并联组合变换器。
背景技术
随着功率等级的增加，变换器的磁性元件体积也会增大，并且磁损耗、开关管的电流应力也会随之增大，这限制了变换器效率和功率密度。将两个及两个以上变换器在输入端并联和输出端并联能降低单个变换器的功率等级，从而保证单个变换器能工作在较高开关频率，有利于提高功率密度。另外，各个变换器之间通常采用交错并联方式以减少输入和输出的电流纹波，从而减小输入和输出滤波电容的体积。鉴于以上优点，输入并联输出并联组合变换器在大电流输出DC/DC变换领域得到广泛应用。
但是输入并联输出并联组合变换器的各个变换器之间通常需要采取均流措施，其目的在于保证变换器间电气应力和热应力的均匀分配。因为并联运行的各个变换器特性并不一致，输出电压较高，或输出内阻较小的变换器会承担更多的电流，甚至过载；输出电压较低或内阻较大的变换器则运行于轻载状态，甚至是空载。因此，分担电流多的变换器相对于其它变换器承担着更大的电气应力和热应力，容易出故障及老化，从而降低了整个变换器的可靠性和效率。
目前，均流方法大致分为两大类：下垂法（droop method）和有源均流法（active current sharing method）。下垂法改变并联模块的输出内阻，只适用于小功率场合。有源均流法适用范围广，输出特性好，但是需要对每个变换器单元进行电流采样，控制***设计较复杂，且均流母线容易受干扰。如果采用数字控制，每增加一个电流采样点就需要增加一个模数转换器（ADC），而且n个变换器单元的均流环设计比较复杂。总之，添加均流环降低了组合变换器可靠性，并增加了设计成本和加大了控制的复杂性。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种交叉整流的输入并联输出并联组合变换器。
为实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：一种交叉整流的输入并联输出并联组合变换器，其主电路包括整流输出交叉连接的两个桥式模块电路。每个桥式模块电路由桥式电路、一个高频隔离变压器、一个输出交叉的整流电路，和一个输出滤波电感构成。桥式电路与变压器原边相连，交叉的整流电路一端与变压器副边相连，另一端与输出滤波电感相连。两个桥式电路的输入端并联且两个输出滤波电感输出端并联。
进一步地，所述桥式电路为全桥桥式电路，所述变压器的原边串联一个隔直电容，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边单绕组，所述交叉整流电路为全桥整流电路。所述交叉流整流电路由两组LDD电路并联构成，每组LDD电路由两个二极管同向串联再与一个电感串联构成，两组LDD电路各自的两个二极管的连接点处引出来作为所述全桥交叉整流电路的两个输入端口，两组LDD电路并联连接点处引出来作为所述全桥交叉整流电路的两个输出端口。
进一步地，所述桥式电路为全桥桥式电路，所述变压器的原边串联一个隔直电容，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边两绕组，所述交叉整流电路为全波整流电路。
进一步地，所述桥式电路为半桥桥式电路，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边单绕组，所述交叉整流电路为全桥整流电路。所述全桥交叉整流电路由两组LDD电路并联构成，每组LDD电路由两个二极管同向串联再与一个电感串联构成，两组LDD电路各自的两个二极管的连接点处引出来作为所述全桥交叉整流电路的两个输入端口，两组LDD电路并联连接点处引出来作为所述全桥交叉整流电路的两个输出端口。
进一步地，所述桥式电路为半桥桥式电路，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边两绕组，所述交叉整流电路为全波整流电路。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：两个桥式变换器并联，能提高功率等级，减小开关器件的电流应力。同传统并联桥式电路相比，仅改变了变压器副边整流二极管的连接方式，附加器件少；利用两模块的交叉整流来抵消模块参数不一致造成的电感电流不均衡，同时利用半桥电路的桥臂电容或全桥电路的隔直电容来动态调节整流输出电压，强制两输出滤波电感均流。不需要对每个电路单元进行电流采样，不需要添加均流控制环，但仍能实现均流。该组合变换器实现自然均流，控制***设计上可以采用传统方式，极大地简化了控制，从而提高了组合变换器的功率密度和可靠性，也降低了成本。
附图说明
图1为本发明组合变换器的第一种实施方式的电路原理图；
图2为本发明组合变换器的第二种实施方式的电路原理图；
图3为本发明组合变换器的第三种实施方式的电路原理图；
图4为本发明组合变换器的第四种实施方式的电路原理图；
图5为本发明组合变换器的驱动时序图。
具体实施方式
如图1所示，作为本发明的第一种实施方式，组合变换器的主电路包括两组变压器副边全桥交叉整流的全桥模块电路。全桥桥式电路Hp1、隔直电容Cp1、高频隔离变压器T1和全桥整流电路LL1构成其中一个电路模块；全桥桥式电路Hp2、隔直电容Cp2、高频隔离变压器T2和全桥整流电路LL2构成另一个电路模块。交叉整流电路LL1和交叉整流电路LL2连接输出滤波电感L1和输出滤波电感L2。由于两个电路模块的内部结构一样，为了阐述方便，下面只对其中一个电路模块的内部结构进行说明。
全桥电路Hp1与变压器T1原边相连，开关管S11、S12、S13、S14为金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFEET)，变压器原边与隔直电容Cp1串联，全桥整流电路LL1与变压器T1副边相连，全桥电路Hp1的两根母线引出来作为输入端口。二极管D11、D12、D13、D14分别表示功率开关管S11、S12、S13、S14的反并二极管。每个桥臂的上部MOSFET源极和下部MOSFET漏极连接，即 S11源极和S12漏极相连，S13源极和S14漏极相连。桥臂上管S11、S13漏极相连作为输入端正极，桥臂下管S12、S14源极相连作为输入端负极。变压器T1的原边单绕组且变压器T1的副边单绕组。全桥整流电路LL1的输入端口与变压器T1的副边连接，输出端口分别连接输出滤波电感L1和L2。全波整流电路LL1由两组LDD电路并联构成：二极管D15阴极与二极管D16阳极相连，二极管D15的阳极与输出端的负极相连，二极管D16的阴极与输出滤波电感L1相连，构成其中一组LDD电路；二极管D17阴极与二极管D18阳极相连，二极管D17的阳极与输出端的负极相连，二极管D18的阴极与输出滤波电感L2相连，构成另一组LDD电路。第一组LDD电路的二极管D15和二极管D16的连接点引出来作为全桥整流电路的一个输入端口，第二组LDD电路的二极管D17和二极管D18的连接点引出来作为全桥整流电路的另一个输入端口。二极管D16阴极和二极管D26阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L1；二极管D18阴极和二极管D28阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L2。变压器T1与功率开关管S11源极和功率开关管S12漏极的连接点相连的端口记为端口1，变压器T1与二极管D15阴极和二极管D16的阳极连接点相连的端口记为端口2，则端口1和端口2为变压器T1的一组同名端。
各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S11、功率开关管S14共用驱动信号1，功率开关管S12、功率开关管S13共用驱动信号2，功率开关管S21、功率开关管S24共用驱动信号3，功率开关管S22、功率开关管S23共用驱动信号4。
如图2所示，作为本发明的第二种实施方式，组合变换器的主电路包括两组变压器副边全波交叉整流的全桥模块电路。全桥电路Hp1、隔直电容Cp1、副边带中心抽头的高频隔离变压器T1、全波整流电路LL1构成其中一个电路模块。全桥电路Hp2、隔直电容Cp2、副边带中心抽头的高频隔离变压器T2、全波整流电路LL2构成另一个电路模块。由于两个电路模块的内部结构一样，为了阐述方便，下面只对其中一个电路模块的内部结构进行说明。
全桥电路Hp1与变压器T1原边相连。开关管S11、S12、S13、S14为金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFEET)，变压器原边与隔直电容Cp1串联，全桥整流电路LL1与变压器T1副边相连，全桥电路H1的两根母线引出来作为输入端口。二极管D11、D12、D13、D14分别表示功率开关管S11、S12、S13、S14的反并二极管。每个桥臂的上部MOSFET源极和下部MOSFET漏极连接，即 S11源极和S12漏极相连，S13源极和S14漏极相连。桥臂上管S11、S13漏极相连作为输入端正极，桥臂下管S12、S14源极相连作为输入端负极。变压器T1的原边单绕组且变压器T1的副边绕组带中心抽头。全波整流电路LL1的输入端口与变压器T1的副边连接，输出端口连接分别输出滤波电感L1和L2。全波整流电路LL1由两个整流二极管构成：二极管D15和D16阳极分别连接变压器副边引出线，二极管D15阴极连接电感L1，二极管D16阴极连接电感L2，变压器副边中心抽头作为输出端负极。二极管D17阳极连接变压器副边中心抽头，阴极与二极管D15的阴极相连。二极管D15阴极和二极管D25阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L1；二极管D16阴极和二极管D26阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L2。变压器T1与功率开关管S11源极和功率开关管S12漏极的连接点相连的端口记为端口1，变压器T1与二极管D15阳极相连的端口记为端口2，则端口1和端口2为变压器T1的一组同名端。
各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S11、功率开关管S14共用驱动信号1，功率开关管S12、功率开关管S13共用驱动信号2，功率开关管S21、功率开关管S24共用驱动信号3，功率开关管S22、功率开关管S23共用驱动信号4。
如图3所示，作为本发明的第三种实施方式，组合变换器的主电路包括两组变压器副边全桥交叉整流的半桥电路。半桥桥式电路Hp1、高频隔离变压器T1和全桥整流电路LL1构成其中一个电路模块；半桥桥式电路Hp2、高频隔离变压器T2和全桥整流电路LL2构成另一个电路模块。交叉整流电路LL1和交叉整流电路LL2连接输出滤波电感L1和输出滤波电感L2。由于两个电路模块的内部结构一样，为了阐述方便，下面只对其中一个电路模块的内部结构进行说明。
半桥电路Hp1与变压器T1原边相连，开关管S11、S12为金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFEET)。二极管D11、D12分别表示功率开关管S11、S12的反并二极管。桥臂的上部MOSFET源极和下部MOSFET漏极连接，即 S11源极和S12漏极相连。半桥电容C11、C12串联，C11另一端连接开关管S11漏极，作为输入端正极，C12另一端连接开关管S12源极，作为输入端负极。变压器T1的原边单绕组且变压器T1的副边单绕组。变压器原边一端与开关管组成的桥臂中点相连，另一端与半桥电容中点相连。全桥整流电路LL1的输入端口与变压器T1的副边连接，输出端口连接分别输出滤波电感L1和L2。全桥整流电路LL1由两组LDD电路并联构成：二极管D13阴极与二极管D14阳极相连，二极管D13的阳极与输出端的负极相连，二极管D14的阴极与输出滤波电感L1相连，构成其中一组LDD电路；二极管D15阴极与二极管D16阳极相连，二极管D15的阳极与输出端的负极相连，二极管D16的阴极与输出滤波电感L2相连，构成另一组LDD电路。第一组LDD电路的二极管D13和二极管D14的连接点引出来作为全桥整流电路的一个输入端口，第二组LDD电路的二极管D15和二极管D16的连接点引出来作为全桥整流电路的另一个输入端口。二极管D14阴极和二极管D24阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L1；二极管D16阴极和二极管D26阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L2。变压器T1与功率开关管S11源极和功率开关管S12漏极的连接点相连的端口记为端口1，变压器T1与二极管D13阴极和二极管D14的阳极连接点相连的端口记为端口2，则端口1和端口2为变压器T1的一组同名端。
各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S11使用驱动信号1，功率开关管S12使用驱动信号2，功率开关管S21使用驱动信号3，功率开关管S22使用驱动信号4。
如图4所示，作为本发明的第四种实施方式，组合变换器的主电路包括两组变压器副边全波交叉整流的半桥模块电路。半桥电路H1、副边带中心抽头的高频隔离变压器T1、全波整流电路LL1和输出滤波电感L1构成其中一个电路模块。半桥电路H2、副边带中心抽头的高频隔离变压器T2、全波整流电路LL2和输出滤波电感L2构成另一个电路模块。由于两个电路模块的内部结构一样，为了阐述方便，下面只对其中一个电路模块的内部结构进行说明。
半桥电路H1与变压器T1原边相连。开关管S11、S12为金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFEET)，二极管D11、D12分别表示功率开关管S11、S12的反并二极管。桥臂的上部MOSFET源极和下部MOSFET漏极连接，即 S11源极和S12漏极相连。半桥电容C11、C12串联，C11另一端连接开关管S11漏极，作为输入端正极，C12另一端连接开关管S12源极，作为输入端负极。变压器T1的原边单绕组且变压器T1的副边绕组带中心抽头。全波整流电路LL1的输入端口与变压器T1的副边连接，输出端口连接分别输出滤波电感L1和L2。全波整流电路LL1由三个整流二极管构成：二极管D13和D14阳极分别连接变压器副边引出线，二极管D13阴极连接电感L1，二极管D14阴极连接电感L2，变压器副边中心抽头作为输出端负极。二极管D15阳极连接变压器副边中心抽头，阴极与二极管D13的阴极相连。二极管D13阴极和二极管D23阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L1；二极管D14阴极和二极管D24阴极连接起来，连接点连接输出滤波电感L2。变压器T1与功率开关管S11源极和功率开关管S12漏极的连接点相连的端口记为端口1，变压器T1与二极管D13阳极相连的端口记为端口2，则端口1和端口2为变压器T1的一组同名端。
各功率开关管的栅极和源极引出来接驱动信号。功率开关管S11使用驱动信号1，功率开关管S12使用驱动信号2，功率开关管S21使用驱动信号3，功率开关管S22使用驱动信号4。
以上四种实施方式中的功率开关管一般为金属氧化物硅场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field-effect Transistor, MOSFET）或者绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）。所述功率开关管及其反并二极管可由独立晶体管和独立二极管反并联后构成，或由内部自带反并二极管的晶体管构成。所述第一种和第二种实施方式中的隔直电容为无极性电容。所述半桥桥式电路中的电容或为有极性电解电容、或为无极性电容、或为两者的结合使用。
如图5所示，本发明中，两个电路模块采用共同占空比控制方式，总共使用4组驱动信号，分别为驱动信号1、驱动信号2、驱动信号3、驱动信号4。驱动信号1和驱动信号2交错半个开关周期，驱动信号4和驱动信号1相同，驱动信号3和驱动信号2相同。驱动信号1到4的占空比都小于0.5。各功率开关管在以上两组驱动信号下协调工作，在采用交叉整流情况下两个电路模块实现输入输出的自然均流，不需要均流控制环。这种方案能有效扩大直流变换器的输出电流，且闭环控制设计简单，可靠性高。
Claims (7)
1.一种交叉整流的输入并联输出并联组合变换器，其特征是：其主电路包括整流输出交叉连接的两个隔离型桥式模块电路；开关管为金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)或者绝缘双极晶体管(IGBT)；所述两个隔离型桥式模块电路由两个半桥或带隔直电容的全桥电路、两个高频隔离变压器、两个输出滤波电感和两个交叉整流电路构成，所述半桥或全桥电路与所述高频隔离变压器原边相连，所述交叉整流电路一端与所述变压器副边相连，另一端与输出滤波电感相连；两个所述半桥或全桥电路的输入端并联且两个所述输出滤波电感输出端并联。
2.根据权利要求1所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为全桥桥式电路，所述变压器的原边串联一个隔直电容，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边单绕组，所述交叉整流电路为全桥整流电路。
3.根据权利要求2所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述全桥整流电路由两组LDD电路并联构成，所述LDD电路由两个二极管同向串联再与一个电感串联构成，两组所述LDD电路各自的两个所述二极管的连接点处引出来作为所述全桥整流电路的两个输入端口，两组所述LDD电路并联连接点处引出来作为所述全桥整流电路的两个输出端口。
4.根据权利要求1所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为全桥桥式电路，所述变压器的原边串联一个隔直电容，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边两绕组，所述交叉整流电路为全波整流电路。
5.根据权利要求1所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为半桥桥式电路，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边单绕组，所述交叉整流电路为全桥整流电路。
6.根据权利要求5所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述全桥整流电路由两组LDD电路并联构成，所述LDD电路由两个二极管同向串联再与一个电感串联构成，两组所述LDD电路各自的两个所述二极管的连接点处引出来作为所述全桥整流电路的两个输入端口，两组所述LDD电路并联连接点处引出来作为所述全桥整流电路的两个输出端口。
7.根据权利要求1所述的交叉整流输入并联输出并联组合变换器，其特征是：所述桥式电路为半桥桥式电路，所述变压器原边单绕组且所述变压器副边两绕组，所述交叉整流电路全波整流电路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN 201110072335 CN102130599B (zh) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | 交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN 201110072335 CN102130599B (zh) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | 交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102130599A true CN102130599A (zh) | 2011-07-20 |
| CN102130599B CN102130599B (zh) | 2013-02-27 |
Family
ID=44268523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN 201110072335 Expired - Fee Related CN102130599B (zh) | 2011-03-24 | 2011-03-24 | 交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN102130599B (zh) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545630A (zh) * | 2012-01-04 | 2012-07-04 | 浙江大学 | 一种循环交叉整流的多个模块组合变换器 |
| CN104702115A (zh) * | 2015-03-19 | 2015-06-10 | 盐城工业职业技术学院 | 一种输入并联输出并联模块化直流变换器功率均分方法 |
| CN108233720A (zh) * | 2018-03-13 | 2018-06-29 | 厦门大学 | 基于半桥冗余的可容错运行全桥llc谐振变换器 |
| CN109672340A (zh) * | 2017-10-17 | 2019-04-23 | 深圳市优优绿能电气有限公司 | 一种多路输入并联且多路输出并联的功率变换器 |
| EP3057220B1 (en) * | 2011-11-17 | 2019-05-22 | Qualcomm Incorporated | Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier |
| CN109830950A (zh) * | 2019-02-27 | 2019-05-31 | 东南大学 | 具有故障穿越能力的高降压比多端直流变压器 |
| CN110148944A (zh) * | 2019-06-19 | 2019-08-20 | 广东志成冠军集团有限公司 | 一种高功率密度海岛互动式ups及其综合控制方法 |
| CN110212794A (zh) * | 2019-05-20 | 2019-09-06 | 深圳市优优绿能电气有限公司 | 一种整流均压电路以及高压大功率功率变换*** |
| CN112072945A (zh) * | 2020-08-25 | 2020-12-11 | 南京工业大学 | 一种具有超高重复频率的ipop***构架式高压微秒脉冲电源 |
| CN112886830A (zh) * | 2021-03-02 | 2021-06-01 | 深圳通业科技股份有限公司 | 一种地铁车辆用辅助电源变换电路 |
| CN115037220A (zh) * | 2022-06-27 | 2022-09-09 | 陕西航空电气有限责任公司 | 一种基于三相全桥模块的开关磁阻电机控制器拓扑构型 |
-
2011
- 2011-03-24 CN CN 201110072335 patent/CN102130599B/zh not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 罗劼: "自然均流、均压的高频组合直流变换器研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 * |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3057220B1 (en) * | 2011-11-17 | 2019-05-22 | Qualcomm Incorporated | Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier |
| CN102545630A (zh) * | 2012-01-04 | 2012-07-04 | 浙江大学 | 一种循环交叉整流的多个模块组合变换器 |
| CN104702115A (zh) * | 2015-03-19 | 2015-06-10 | 盐城工业职业技术学院 | 一种输入并联输出并联模块化直流变换器功率均分方法 |
| CN109672340A (zh) * | 2017-10-17 | 2019-04-23 | 深圳市优优绿能电气有限公司 | 一种多路输入并联且多路输出并联的功率变换器 |
| CN108233720A (zh) * | 2018-03-13 | 2018-06-29 | 厦门大学 | 基于半桥冗余的可容错运行全桥llc谐振变换器 |
| CN109830950B (zh) * | 2019-02-27 | 2022-08-19 | 东南大学 | 具有故障穿越能力的高降压比多端直流变压器 |
| CN109830950A (zh) * | 2019-02-27 | 2019-05-31 | 东南大学 | 具有故障穿越能力的高降压比多端直流变压器 |
| CN110212794A (zh) * | 2019-05-20 | 2019-09-06 | 深圳市优优绿能电气有限公司 | 一种整流均压电路以及高压大功率功率变换*** |
| CN110212794B (zh) * | 2019-05-20 | 2024-06-07 | 深圳市优优绿能股份有限公司 | 一种整流均压电路以及高压大功率功率变换*** |
| CN110148944A (zh) * | 2019-06-19 | 2019-08-20 | 广东志成冠军集团有限公司 | 一种高功率密度海岛互动式ups及其综合控制方法 |
| CN112072945B (zh) * | 2020-08-25 | 2022-06-14 | 南京工业大学 | 一种具有超高重复频率的ipop***构架式高压微秒脉冲电源 |
| CN112072945A (zh) * | 2020-08-25 | 2020-12-11 | 南京工业大学 | 一种具有超高重复频率的ipop***构架式高压微秒脉冲电源 |
| CN112886830A (zh) * | 2021-03-02 | 2021-06-01 | 深圳通业科技股份有限公司 | 一种地铁车辆用辅助电源变换电路 |
| CN112886830B (zh) * | 2021-03-02 | 2023-04-11 | 深圳通业科技股份有限公司 | 一种地铁车辆用辅助电源变换电路 |
| CN115037220A (zh) * | 2022-06-27 | 2022-09-09 | 陕西航空电气有限责任公司 | 一种基于三相全桥模块的开关磁阻电机控制器拓扑构型 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN102130599B (zh) | 2013-02-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN102130599B (zh) | 交叉整流的输入并联输出并联组合变换器 | |
| CN101378227B (zh) | 一种级联装置的功率单元 | |
| CN102005957B (zh) | 单电源级联多电平变流器 | |
| CN101546964B (zh) | 用于实现负序电流补偿的模块组合型多电平变换器 | |
| CN105846696B (zh) | 一种两级式ac-dc变换器及其控制方法 | |
| CN102361403A (zh) | 交错串联dc/dc变换器电路 | |
| CN202094804U (zh) | 交错串联dc/dc变换器电路 | |
| CN101847936B (zh) | 滞后臂并联辅助网络的软开关全桥直流变换器 | |
| CN102545630B (zh) | 一种循环交叉整流的多个模块组合变换器 | |
| CN101604916B (zh) | 基于π型辅助网络零电压开关全桥直流变换器 | |
| CN108173442A (zh) | 基于高频链技术的隔离型模块化多电平变换器 | |
| Shin et al. | Analysis of LLC resonant converter with current-doubler rectification circuit | |
| CN104333247B (zh) | 使用三端开关网络的级联型多电平单相和三相逆变器 | |
| CN103856061A (zh) | 输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法 | |
| CN106712523A (zh) | 一种升压三电平全桥变换器及其控制方法 | |
| CN102263513B (zh) | 一种ac-dc隔离变换电路 | |
| CN206790354U (zh) | 高频隔离串联谐振多电平双向充电装置 | |
| CN205646960U (zh) | 一种整流充电装置 | |
| CN107222111A (zh) | 高频隔离串联谐振多电平双向充电装置 | |
| He et al. | The regulation characteristics of bridge modular switched-capacitor AC-AC converter | |
| CN202127364U (zh) | 一种谐振电容加变压器原边箝位的三电平谐振变换器 | |
| CN103973129A (zh) | 软开关电力电子变压器 | |
| De Doncker et al. | Power electronic devices for renewable power systems | |
| CN210958160U (zh) | 一种软开关电路 | |
| CN203883678U (zh) | 一种全桥dc-dc变换器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20130227 Termination date: 20160324 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |