CN102099995B - 方法、电路布置和桥电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及方法、电路布置和桥电路，其用于对在半导体开关的主电流端上的起作用的电容——特别是固有电容、特别是MOSFET半导体开关的漏源极电容或IGBT半导体开关的集电极发射极电容——进行充电，其中，强制性地通过一充电电流路径来控制对所述起作用的电容进行的预充电、特别是至少部分的充电。

Description

方法、电路布置和桥电路
技术领域
本发明涉及一种方法、电路布置和桥电路。
背景技术
在半桥电路和全桥电路中已知一种电路布置用以由直流电压产生交流电压，例如在开关电源中与具有整流器的后置变压器相结合地提供零电位的直流电压。
另外已知用于产生多相交流电压的三相或多相桥电路，其例如设置在用于可变地调节三相交流电机的转速的变频器中。在这种用于为电机馈电的变频器中已知，借助于半导体开关的半桥为每个电机引线供电，其中由单极电压、即所谓的中间电路(级间耦合电路)电压给半桥供电。该中间电路电压由电网供电的整流器或者在电机的发电机运行中由电机本身产生并且达到500伏以上。
在此，在这种布置中以脉宽调制方式运行半导体开关。在最简单的情况下，半导体开关被“硬(hart)”切换。在切换过程中，在半导体开关上的电压下降期间电流同时流经半导体开关。可以认为半导体开关在切换过程期间在有效范围内运行，这会导致显著的开关损耗。
通过在半桥中与半导体开关并联的自振荡二极管的特性来影响开关损耗的大小。该二极管是MOSFET半导体开关中固有的，并且具有较大的反向电流和相应较高的反向电流曲线，因此在将这种固有二极管用作自振荡二极管的布置中在半导体开关上出现较高的开关损耗和瞬态的过压。
在例如由US6356462中已知的所谓DC-DC变换器中，使用谐振技术，其能够在零电压的情况下切换、也称作零电压切换，或在零电流的情况下切换、称作零电流切换。多种实施方式可以分组为谐振变换器和准谐振变换器，其中在准谐振变换器中，利用该准谐振变换器可以实施软变换、即Soft-Switching，基本上仅在切换过程的时间段内显现出谐振。与硬切换变换器相比，谐振变换器中的电路费用(复杂度)更高。此外，在设计各电路拓扑结构时也特别是必须考虑所连接的负载。通常关于控制方法的限制也适用。
在文献WO00/16407中描述了一种专用的半导体开关，其漏源极电容与外部电压相关。在一小于运行切换电压的约10％的电压下，漏源极电容具有非常高的值，但该值随着电压升高而快速地减小到一非常小的值。利用这种特性可实现无损耗的断开(过程)，这是因为电流非常迅速地从沟道电流转变为漏源极电容的充电电流。
文献US4841166描述了一种在使用MOSFET半导体开关及使用其固有二极管作为自振荡二极管的情况下降低过压的栅极驱控电路。在此，在接通晶体管时检测流经源极引线的电流，必要时还通过降低栅极电压来减慢切换过程，从而限制流经自振荡二极管的反向电流及其引起的过压。但与用快速恢复二极管代替MOSFET半导体开关的固有二极管的电路实施方式相比，接通损耗增加。在该文献中列举了一种电路布置作为技术标准，其中针对开关使用优化的第一二极管作为自振荡二极管与具有MOSFET半导体开关连同第二二极管的串联电路反平行联接。第二二极管强制性地使续电流(Freilaufstrom)流经优化的自振荡二极管，而不流经固有二极管。
发明内容
本发明的目的是：改善半导体开关的利用。
本发明在方法方面的主要特征是，该方法用于对在半导体开关的主电流端(主电流连接部，主供电端)上的起作用的电容——特别是固有电容进行充电，
其中，强制性地通过一充电电流路径来控制对所述起作用的电容进行的预充电、特别是至少部分的充电。
在此，强制性意味着，与半导体开关的运行条件无关、特别是与负载电流无关地强制进行充电。
根据本发明，半导体开关具有一控制端和两个主电流端，在这两个主电流端之间布置一起作用的电容。因此，可使用MOSFET半导体开关或IGBT半导体开关作为半导体开关。因此，根据本发明的起作用的电容可以相应地是漏源极电容或集电极发射极电容或与之并联布置的电容器。
其优点是，在不增加切换损耗的情况下降低半导体开关的反向电压要求。特别是在具有上、下开关的电路中、例如在脉宽调制驱控的桥电路中，不必考虑功率半导体拓扑结构和用于驱控半导体开关的脉冲方法。本发明可以直接应用在硬切换的功率半导体布置结构的开关中，不要求在负载电路中具有额定值的电感或电容。
因此本发明中的优点是，在不增加开关损耗的情况下降低在快速切换的半导体开关、比如MOSFET半导体开关和IGBT半导体开关上的过压。
在本发明中，当在本来存在的延迟时间后接通可能存在的对置的半导体开关之前，通过附加的开关电路在断开半导体开关之后强制性地为所述半导体开关的漏源极电容或者集电极发射极进行电容充电。为此，与半导体开关串联布置一二极管，与预定的充电幅度相应地确定其反向电压。在桥电路中的自振荡二极管相对于由半导体开关和二极管形成的串联电路反平行地布置。通过这种布置，特别是即使由并联的自振荡二极管引导电流，也能对漏源极电容充电。
此外，本发明中的优点是，在与电压相关的漏源极电容中避免了过高的过压，因为可以在半桥电路布置中在接通对置的半导体开关时对负载电流进行换向之前对电容进行充电。在电桥臂内电连接线的不可避免的漏电感与漏源极电容一起形成一串联振荡电路。在该串联振荡电路上施加直流电压、即中间电路电压。在不进行根据本发明的预充电的情况下，如果假设电容恒定并且不考虑衰减，则在电容上的电压会起振到中间电路电压值的两倍。但如果漏源极电容随着电压升高甚至显著下降，则电压甚至可能过冲到所施加的直流电压的几倍。由于在低电压下电容量大并且没有进行根据本发明的预充电，电压会首先非常缓慢地升高，从而在漏电感中形成高电流。在漏电感中存储的能量必然被随后转存到减小的电容中，这在漏源极电容上引起相应增大的过压。通过根据本发明对起作用的电容进行预充电，可以避免上述的电压起振、进而避免相应的过压。
根据本发明的起作用的电容可以作为半导体开关的固有电容实现或者作为半导体开关固有电容的并联电路和电容器实现。
在一种有利的设计方案中，由所述半导体开关的驱控信号强制性地通过所述充电电流路径来控制对所述起作用的电容进行的所述预充电、特别是至少部分的充电。附加充电电路的驱控信号也从半导体开关的控制信号中获得。因此，充电电路不需要附加地与信号引线电分离。仅需少量的、特别是低功率的元件，因此可以简单且成本经济地实施本发明。
在一种有利的设计方案中，半导体开关包含一控制电极、即控制端和两个另外的电极、即主电流端，其中起作用的电容设置在所述两个另外的电极之间。其优点是，借助预充电使开关中固有的常形成干扰的电容不再起干扰作用。
在一种有利的设计方案中，充电电流路径与特别是引导将被接通的功率电流的主电流路径不同。其优点是，即使在主电流路径中电流消失的情况下，也可以独立地驱动该充电电流路径、特别是可使之与驱控路径耦合。
在一种有利的设计方案中，充电电流路径包含一电感。其优点是，该电感与根据本发明的起作用的电容一起形成一串联振荡电路，使得可实施的预充电达到比所提供的电源电压高的电压水平，这是因为利用了串联振荡电路的过冲/自激。
在一种有利的设计方案中，所述充电电流路径由还为一驱动电路馈电的电源馈电，该电源为该驱动电路馈电用以产生半导体开关控制端用的控制电流，特别是其中，所述电源与变换器的信号电子装置电分离。其优点是，不需要附加的电源，而是例如可以使用放大器或驱动器的电源电压作为用于充电电流路径的电源，其中，驱动器或放大器产生驱控信号的能量并且本身通过电分离供电。该控制信息被传递给预设的控制电子装置的驱动器或放大器。
在一种有利的设计方案中，在充电电流路径中设有另外的控制半导体开关。其优点是，可以控制在充电电流路径中的电流。特别是可以由用于主电流路径的半导体开关的控制路径来驱控该另外的控制半导体开关，使得能够对充电电流路径实施强制性控制。
在一种有利的设计方案中，半导体开关布置在桥电路的电桥臂中。其优点是，可实施具有根据本发明的预充设计的桥电路，特别是变换器的输出级、太阳能设备的电网供电单元等。
在一种有利的设计方案中，所述起作用的电容借助所述预充电达到的电压低于待切换电压的30％、特别是低于待切换电压的15％。其优点是，这样的低预充电便能降低将会出现的过压。这一点可以通过使用一与电压相关的电容作为所述起作用的电容来实现。
在一种有利的设计方案中，所述预充电基本上在延迟时间内实施，特别是在桥电路的半桥的两个半导体开关都断开的时间段内实施。其优点是，利用该延迟时间并且在延迟时间结束时将起作用的电容充电至一规定的预充电电压，由此可以降低过压。
在一种有利的设计方案中，将充电电流路径的电感、进而由该电感和起作用的电容一起形成的串联振荡电路确定成，使得振荡电路的周期时长小于延迟时间。因此在延迟时间内达到电压起振的最大值。
在一种有利的设计方案中，在将被断开的半导体开关仍处在导通状态期间，便已在所述充电电流路径中建立充电电流。在充电电流路径中使用电感的情况下，如果在延迟时间开始之前便已通过接通控制半导体开关建立充电电流，则甚至可以实现更高的电压。
本发明在电路布置方面的主要特征是，该电路布置包含一半导体开关，
其中所述半导体开关包括在半导体开关的主电流端上起作用的电容——特别是固有电容、特别是MOSFET半导体开关的漏源极电容或IGBT半导体开关的集电极发射极电容，
其中，为了对所述起作用的电容进行预充电、特别是至少部分充电，设有一充电电流路径，特别是通过所述充电电流路径强制性地控制所述预充电。
其优点是，在无(相应)软件的情况下，仅借助适当的元件布置便可实现强制性的充电，从而降低过压。
在一种有利的设计方案中，所述起作用的电容设计成使其电容量在电压增加时降低，特别是其中，所述起作用的电容的电容量对单位电压增量的变化量降低，即所述起作用的电容的电容量在电压增加时以超比例方式(非成比例方式，überproportional)随电压下降。在一种有利的设计方案中，使用漏源极电容随电压升高而显著降低的半导体开关。特别是，该半导体开关用在桥电路中。在此，部分充电、例如充到为半桥供电的中间电路电压的10％的部分充电便足以避免过压。因此，对于串联的二极管可使用如下类型的二极管：其具有相应较低的允许反向电压，因此同时具有较低的正向电压，以保持较低的导通损耗。
在一种有利的设计方案中，该电路布置是逆变器或变换器的输出级。其优点是，该输出级可以实施成半桥电路，进而改善变流器或逆变器的效率。
在一种有利的设计方案中，在主电流路径中布置一二极管、特别是齐纳二极管或肖特基二极管，特别是为半导体开关串联一二极管。优选地，串联的二极管设计成肖特基二极管和/或雪崩额定(Avalanche-feste)二极管、也就是Avalanche-rated。
在一种有利的设计方案中，使用MOSFET半导体开关作为半导体开关。其优点是，串联二极管执行另外的功能。有利地，在MOSFET半导体开关中存在的固有二极管不用作自振荡二极管。代替固有二极管，可将非固有二极管用作具有优化特性的二极管。
具有该电路布置的桥电路的主要特征是，一半桥包括两个并联的串联电路，所述串联电路分别具有串联的第一、第二电路部分，其中设有一并联电感(泄露电感)用以连接各串联电路的两个电路部分的电连接点，
其中，第一串联电路的第一电路部分具有一半导体开关连同串联的二极管，第一串联电路的第二电路部分具有一自振荡二极管，
其中，第二串联电路的第一电路部分具有一自振荡二极管，第二串联电路的第二电路部分具有一半导体开关连同串联的二极管，
其中，所述第一电路部分与供电电压的高电位连接，所述第二电路部分与低电位连接。
其优点是，避免在桥电路中的过压，因为附加的并联电感增加了对于上述串联电路很重要的电感从而降低了振荡电流的振幅。因此，同样降低了存储在漏电感中的、被转存到漏源极电容中的能量，从而使电压升高较少。存储在并联电感中的能量不会促进电压升高，这是因为其通过自振荡二极管和半导体开关的正向电压转换成损耗热。仅用该措施，也就是在不进行根据本发明的漏源极电容预充电的情况下，尽管能降低将会出现的过压，但会提高半导体元件中的导通损耗。但如果将该措施与根据本发明的漏源极电容预充电相结合，便能避免过压并且降低导通损耗。
附图标记列表
UZ中间电路电压
CZ中间电路电容器
HB1半桥1
S1/S2半桥1的上/下开关
S3/S4半桥2的上/下开关
Di1/Di2S1/S2的固有二极管
Ci1/Ci2S1/S2的漏源极电容
LσS1/LσS2结构的寄生漏电感
RL/LL负载电阻/负载电感
DS1/DS2上/下串联二极管
DF1/DF2上/下自振荡二极管
UH+/UH-正/负辅助电压供给
V2栅极驱动器
Rb2基极偏置电阻
T2充电晶体管
DL2充电二极管
LL2充电电感
Rg2棚极偏置电阻
Cg2栅极电容
Lq并联电感
1信号电子装置
2驱控和充电电路
3驱控和充电电路
附图说明
下面根据附图更详细地阐述本发明：
图1示出应用本发明的H桥电路，其具有两个半电桥臂和可由半电桥臂供电的负载。
图2示出根据本发明的半电桥臂，其中还示出了驱控和充电电路。
图3示出根据本发明的、用于半电桥臂的半导体开关的另一驱控和充电电路。
图4示出一通过并联电感改进的根据本发明的电路布置。
具体实施方式
图1示出一具有电阻电感负载RL和LL的桥电路，该负载可以由一具有四个MOSFET半导体开关(S1、S2、S3、S4)的H桥电路供电。在此，示出了具有由印刷线路板结构和/或连接线路引起的寄生漏电感(杂散电感)LσS1和LσS2的半桥HB1。此外示出了MOSFET半导体开关的漏源极电容Ci1和Ci2和MOSFET半导体开关包含的固有二极管Di1和Di2。
例如，通过电源整流器来产生由电容CZ平整的单极中间电路电压Uz。替代地，该电压也可以借助电池、蓄电池或其它产生直流电压的模块来提供。由中间电路电压为半桥电路供电，该半桥电路在第一电桥臂中具有一串联电路，在该串联电路中布置有上半导体开关S1和下半导体开关S2，而在第二电桥臂中具有一串联电路，在该串联电路中布置有上半导体开关S3和下半导体开关S4。
下面描述在半桥HB1中的(切换)过程，其相应地适用于包括S3和S4的第二半桥。
驱控半导体开关S1和S2以调节出半导体开关S1切断而半导体开关S2接通的第一状态1或者具有相反的开关位置的第二状态2。
在从一个状态向另一个状态过渡时，总是首先使接通的半导体开关切断，在所谓的延迟时间之后才使对置的半导体开关接通。因此以可靠的方式防止在过渡期间同时接通两个半导体开关。
与IGBT半导体开关不同，在MOSFET半导体开关中存在所谓的固有二极管(Di1、Di2)，这是因为MOSFET的耗尽层结构是由所述固有二极管引起的。当然，固有二极管与最优的开关二极管相比具有非常高的反向恢复时间，因此相比之下不适合用作自振荡二极管。在简单的降压斩波器装置中其影响很小，这是因为其中并没有电流流经固有二极管。与此不同，在按照图1的半桥HB1中固有二极管以已知的方式用作自振荡二极管。
在工作期间，当在状态1和2之间进行状态变换时，在半桥中出现两个原则上不同的换向过程，负载电流IA在这个时刻沿哪个方向流动与此相关。例如考虑从状态1向状态2的变换，其中一次是在负的、即流入半桥的负载电流下的情况1；(另)一次是在正的、即流出半桥的负载电流下的情况2。
情况1：
在负的负载电流IA下，在状态1中电流经接通的半导体开关S2流向馈电电压UZ的负端。如果这时通过断开S2开始向状态2过渡，则漏源极电容Ci2被通过负载电流充电。在换向过程中假设负载电流恒定。如果在Ci2处的漏源极电压达到中间电路电压的值，则负载电流在不存在寄生漏电感LσS1和LσS2的情况下突然地、在自振荡二极管Di1上不产生瞬态过压的情况下进行换向。但由于通过LσS2的负载电流不能突然地下降到零，所以漏源极电容Ci2继续被充电直到在漏电感中存储的能量下降到零。由此，在S2处引起的过压与负载电流的大小相关，但其受运行条件影响而被限制在规定的限度内。通过使电路结构中的导体长度很短可以实现很小的漏电感，从而能在这种情况下控制过压。与此不同，在下文描述的情况2中，在漏电感中出现高几倍的电流，因此，在该情况中即使电路结构漏电感方面的条件最优也可能出现显著的过压。
情况2：对于这种情况简单地假设，流过的电流非常小，因此可以在随后的考虑中忽略其对起振过程的影响。大的负载电流原则上不会引起条件的改变，而是可叠加地看成在下文中描述的过程。
在正负载电流下，在状态1中电流经过自振荡二极管Di2从馈电电压的负端流向负载。如果这时通过断开S2开始向状态2过渡，则负载电流暂时继续流经Di2。仅当在经过延迟时间后接通半导体开关S1时，才开始实际的换向过程。漏源极电容Ci2与LσS1和LσS2一起形成一振荡电路，该振荡电路经由S1处于中间电路电压下。在假设漏源极电容Ci2恒定的情况下，产生已知的正弦形电流、电压曲线，其中在电容上的电压振荡到馈电电压的直流电压的双倍值。但实际上主要有两个另外的因素影响过冲、也就是瞬态过压的高度。
●首先，接通的半导体开关的切换速度仅是有限地快速，例如按半导体开关的类型在10ns～200ns或更长。因此，半导体开关在额定时间内在其线性范围内工作，这相当于通过欧姆电阻衰减振荡电路。与半导体开关的开关时间相比振荡电路的谐振频率的周期时长越短，对振荡电路的衰减越好，从而降低过压。由于这个原因在构造电路时考虑尽可能短的、电感小的印刷线路。此外，由此还能通过有意地减慢开关速度、例如在栅极控制的驱动电路中通过扩大栅极偏置电阻，进一步降低瞬态过压。然而这种措施会导致开关损耗增加。
●其次，半导体开关的漏源极电容不是恒定的，而是与电压相关。在低漏源极电压下的电容明显大于高电压下的电容。优选使用在WO00/16407中描述的半导体开关。因此，半导体开关中漏源极电容的电压相关性特别强。这一点虽然有利于如在情况1中描述的过程中出现的断路损耗。但这一点在当前的情况2下却使振荡电路的过冲与恒定电容的情况相比高几倍。基于在低电压下的大电容电压首先缓慢升高，因此在漏电感中可能形成非常高的电流。但在电感中存储的能量随后必须转存到减小的电容中，这在漏源极电容上引起相应增加的过压。
利用本发明能降低在情况2过程中的过压。同时通过本发明降低了开关损耗。
根据图2或图3的本发明驱控和充电电路，能够在接通对置的开关之前强制对已断开的开关的漏源极电容充电。
如图2所示，为此以下述方式扩展控制电路2和3：使所述驱控电路包含用于为半导体开关的漏源极电容预充电的充电电路。
在另一根据本发明的实施例中，该电路部分由一小于50V、例如24V的低辅助电压馈电。理想地，该辅助电压是给栅极驱控的驱控电路供电的同一电压。
在图2中示出了一个实施例，其中通过产生驱控信号的信号电子装置1的分离的信号来驱控该电路部分、即用于预充电的电路部分和栅极驱控电路。
其次，根据本发明，与半导体开关串联布置二极管DS1或者DS2。二极管DS1或者DS2使充电电流IL1或者IL2不能流过自振荡二极管DF1或者DF2，也就是说即使在充电过程中并联的自振荡二极管引导负载电流进而被导通也不能流过。
因此，如果设置MOSFET作为半导体开关，则其固有二极管不同时作为自振荡二极管起作用，这是因为根据本发明设有具优化开关特性的独立的自振荡二极管DF1和DF2来代替该固有二极管。在使用MOSFET半导体开关的情况下，二极管DS1或者DS2满足两个目的，因为其不仅实现了强制性地对漏源极电容充电的可能性，而且能够使用优化的自振荡二极管。根据预先规定的充电(特征)来选择二极管DS1或者DS2的关断能力。
在根据本发明的另一实施例中，使用使漏源极电容随电压升高而显著下降的半导体开关。其优点是，用足以避免过压的较低电压充电，因此可以使用具有较低关断能力的串联二极管DS1或DS2、进而可以使用同样较低的正向电压。
在根据本发明的另一实施例中，由栅极驱控的信号导出充电电路的驱控。其优点是，仅需以电势隔离的方式引出唯一一个信号。在图3中简化示出了用于开关S2的驱控和充电电路的一种示例性组合。通过一关于源极电位双极的辅助馈电电压UH+和UH-为所示的栅极驱动器V2供电。栅极驱动器合适地包含图2中的、产生驱控信号的信号电子装置1的电势隔离装置。
通过栅极偏置电阻Rg2来驱控半导体开关S2的栅极。在此，Cg2表示开关S2的内部栅极电容。这个与现有技术相应的电路部分通过根据本发明的包括与串联二极管DS2连接的充电电感LL2、基极电阻Rb2、充电晶体管T2、充电二极管DL2的电路部分来扩展。如果棚极驱动器V2的输出电压从UH+向UH-变换，相当于断开S2，则同时接通充电晶体管T2，因为基极电流现在可以流经Rb2。经过T2和DL2，在由LD2和Ci2组成的串联电路上存在辅助电压UH+。这时进行充电过程，其按照与开始描述的起振过程相同的规律进行，该起振过程在情况2下引起瞬态过压。在使用这种类型的充电电路的情况下，可有利地使用具有与电压明显相关的漏源极电容的半导体开关S2。这样，与接通的充电电感相关的较低辅助电压供电便足以为漏源极电容预充电至远高于辅助电压供电UH+的二倍，进而使之被充分地预充电。充电二极管DL2防止负载电流反向振荡。将LL2的电感值确定成，使得在延迟时间内、也就是在接通对置的半导体开关S1之前实现足够高的预充电。充电电感选择得越小，充电电流便越大，充电过程便越快结束。
图4示出一种有利的扩展方案。在此，电桥臂分成两个电路部分并通过一并联电感Lq连接。第一电路部分包含连同串联二极管DS1的上开关S1和下部自振荡二极管DF2。第二电路部分包含连同串联二极管DS2的下开关S2和上自振荡二极管DF1。附加的并联电感增大了对于上述串联振荡电路很重要的电感，从而降低了振荡电流的振幅。因此，同样降低了存储在漏电感中并转存到漏源极电容上的能量，使得电压升高较少。存储在并联电感中的能量不会促进电压升高。如果在半导体开关上的电压达到中间电路电压，则在自振荡电路DS1-S1-LσS1-DF1和DS2-S2-LσS2-DF2之一中在Lq中叠加了输出电流的振荡电流进行换向，并且在那里通过半导体开关和自振荡二极管的正向电压转化成损耗热。这种措施本身避免了出现过压，但增加了在半导体元件中的传导损耗。但如果使这种措施与上述预充电方法相结合，便能避免过压并且降低传导损耗，这是因为通过上述预充电减小了在Lq中的振荡电流。例如500nH的很小的电感便足以作为并联电感。该电感值相当于通常的布线寄生电感的几倍的值，这足以用于所述的作用方式。因此，元件尺寸非常小。
在所有实施例中都应注意，漏源极电容预充电达到的电压越高，随后的瞬态过压就越小。在此必须注意，达到较低电压的预充电便能非常显著地降低随后的瞬态过压。对于图3中的MOSFET半导体开关，可以认为例如达到50V至100V的预充电便足够了，其中为半桥供电的中间电路电压为400V至600V。其原因在于，漏源极电容的值从100V起便很低。

Claims (24)

1.一种用于对在半导体开关的主电流端上的起作用的电容进行充电的方法，所述起作用的电容是MOSFET半导体开关的漏源极电容或IGBT半导体开关的集电极发射极电容，其特征在于，强制性地通过一充电电流路径来控制对所述起作用的电容进行的预充电，在引导待切换的功率电流的主电流路径中布置有串联二极管，所述半导体开关与该串联二极管串联；所述充电电流路径包括与串联二极管(DS2)连接的充电电感(LL2)、基极电阻(Rb2)、充电晶体管(T2)和充电二极管(DL2)，所述半导体开关(S2)的栅极与充电晶体管(T2)的基极电阻(Rb2)相连接，使得当半导体开关(S2)被断开时同时接通充电晶体管(T2)。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预充电是至少部分的充电。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述串联二极管是齐纳二极管或肖特基二极管。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，由所述半导体开关的驱控信号强制性地通过所述充电电流路径来控制对所述起作用的电容进行的所述预充电。
5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，充电能量不是来自主电流路径。
6.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，充电电流路径不同于主电流路径。
7.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，主电流路径是沟道电流路径。
8.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，所述充电电流路径由一电源馈电，该电源还为一驱动电路馈电，该驱动电路用于产生所述半导体开关控制端用的控制电流。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述电源与变换器的信号电子装置电分离。
10.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，所述半导体开关布置在一桥电路的电桥臂中。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述预充电在延迟时间内实施。
12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述预充电在桥电路的半桥的两个半导体开关都断开的时间段内实施。
13.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，在将被断开的半导体开关仍处在导通状态期间，便已在所述充电电流路径中建立充电电流。
14.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，将所述电感确定成，使得由该电感和起作用的电容组成的串联振荡电路起振至作为预充电所希望的电压。
15.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，将所述电感确定成，使得由该电感和起作用的电容组成的串联振荡电路在延迟时间内达到电压起振的最大值。
16.一种电路，所述电路包含半导体开关，其中在所述半导体开关上布置一在其主电流端上起作用的电容，所述起作用的电容是MOSFET半导体开关的漏源极电容或IGBT半导体开关的集电极发射极电容，
其特征在于，为了对所述起作用的电容进行预充电设有一充电电流路径，通过所述充电电流路径强制性地控制所述预充电，在引导待切换的功率电流的主电流路径中布置有串联二极管，所述半导体开关与该串联二极管串联；所述充电电流路径包括与串联二极管(DS2)连接的充电电感(LL2)、基极电阻(Rb2)、充电晶体管(T2)和充电二极管(DL2)，所述半导体开关(S2)的栅极与充电晶体管(T2)的基极电阻(Rb2)相连接，使得当半导体开关(S2)被断开时同时接通充电晶体管(T2)。
17.根据权利要求16所述的电路，其特征在于，所述预充电是至少部分的充电。
18.根据权利要求16所述的电路，其特征在于，在主电流路径中布置的串联二极管是齐纳二极管或肖特基二极管。
19.根据权利要求16-18中任一项所述的电路，其特征在于，所述起作用的电容设计成使其电容量在电压增加时降低。
20.根据权利要求16-18中任一项所述的电路，其特征在于，所述起作用的电容的电容量对单位电压增量的变化量降低，即所述起作用的电容的电容量在电压增加时以超比例方式随电压下降。
21.根据权利要求16-18中任一项所述的电路，其特征在于，半导体开关同与该半导体开关串联的二极管形成一串联电路，与该串联电路并联一自振荡二极管，与半导体开关串联的二极管同与该串联电路并联的自振荡二极管彼此反平行地取向，
和/或
所述电路是逆变器或变换器的输出级，
和/或
所述起作用的电容借助所述预充电达到的电压低于待切换电压的30％。
22.根据权利要求21所述的电路，其特征在于，所述起作用的电容借助所述预充电达到的电压低于待切换电压的15％。
23.一种桥电路，该桥电路具有根据权利要求16-22中任一项所述的电路，
其特征在于，一半桥包括两个并联的串联电路，所述串联电路分别具有串联的第一、第二电路部分，其中设有一并联电感用以连接各串联电路的两个电路部分的电连接点，
其中，第一串联电路的第一电路部分具有一半导体开关连同串联的二极管，第一串联电路的第二电路部分具有一自振荡二极管，
其中，第二串联电路的第一电路部分具有一自振荡二极管，第二串联电路的第二电路部分具有一半导体开关连同串联的二极管，
其中，所述第一电路部分与供电电压的高电位连接，所述第二电路部分与低电位连接。
24.根据权利要求23所述的桥电路，其特征在于，所述并联电感具有一中间抽头，所述中间抽头为半桥的输出支路。
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