CN1885845A - 一种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法 - Google Patents

Abstract

一种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，首先接收端对时域接收到的OFDM符号进行帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前符号对应的数据信号。其次对数据信号做FFT运算，变为频域子载波信号。将子载波信号与补偿信号发生器输出的信号相乘，得到修正的子载波信号。修正的子载波信号进入下一步解调的同时也输入相位差提取器，进行相位差的估计。估计结果输入低通滤波器去除噪声的影响，输入补偿信号发生器。最后将补偿信号与FFT运算所得信号相乘。频偏跟踪部分的取复数相位运算可以重复利用已有模块，节省了硬件资源。因为整体不用导频辅助运算，提高了频带利用率。该方法具有较小的运算量、较低的实现复杂度和较好的性能。

Description

一种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法

技术领域

本发明涉及一种频偏跟踪方法，特别是正交频分复用OFDM***对时域接收到的OFDM符号进行帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前OFDM符号对应的数据信号，对当前数据信号做快速傅立叶变换FFT运算变为频域子载波信号，通过相位差提取器对该信号的分析处理得到相位差估计信号，利用相位差估计信号完成对子载波信号的修正，输出到下一步进行解调处理，同时返回步骤a输入下一个OFDM符号的非数据辅助的正交频分复用***，属于无线通信技术领域。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)通过相互正交的子载波并行传输数据，是一种高效的数据传输方式。与传统通信手段相比，采用OFDM技术的无线数据通信***具有抗频率选择性衰落、频带利用率高等特点，能够满足人们对同时传送数据、语音和图象的要求，所以受到人们越来越广泛的关注。近几年来，OFDM在无线通信领域得到了深入研究和广泛应用，如数字音频广播(DAB)，数字视频广播(DVB)和高清晰度电视(HDTV)等。采用OFDM方案的协议有IEEE 802.11a和欧洲电信标准化协会的HIPERLAN/2等。

OFDM是一种多载波传输技术，它对同步十分敏感，由于多普勒频移、发射和接收机的晶振频率不一致等因素的影响，OFDM***的载波频率会发生偏移，造成子载波间干扰，影响解调的效果。所以精确的同步措施对正确解调OFDM信号非常重要。

OFDM***中，频偏的同步技术一般分为两类，数据辅助技术和非数据辅助技术。数据辅助技术通过发送已知的训练序列或者导频信号进行同步，降低了有效数据的发送速率，所以这种结构限制了其应用范围。非数据辅助技术一般利用循环前缀和数据中被复制部分的相关性进行同步，或者利用OFDM的虚载波部分进行同步，具有较高的频带利用率。

频偏的同步技术一般分为两个过程，频偏捕获和频偏跟踪。频偏捕获过程已有很多成熟的算法可以应用，比如最大似然估计(Maximum Likelihood Estimation，MLE)，最小均方误差(Minimize Mean Square Error，MMSE)，Schmidl&Cox方法等。而在频偏跟踪方面，现有算法大部分都需要发送导频数据，运算量较大，频带利用率低，软硬件实现都比较复杂。

发明内容

本发明目的是针对现有技术存在的上述问题，提供一种非数据辅助的正交频分复用(OFDM)数字通信***的频偏跟踪方法的技术方案。该方法不依赖于已知的训练序列或者导频信号，也不受循环前缀长短的限制，在具有较低复杂度的同时仍能保持很好的性能，充分节约OFDM***的频带资源，具有广泛的适用性。

本发明的技术方案：

首先接收端对时域接收到的OFDM符号进行帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前符号对应的数据信号。其次对数据信号做FFT运算，变为频域的子载波信号。将所得的子载波信号与补偿信号发生器输出的信号相乘，输出经过修正的子载波信号。经过修正的子载波信号进入下一步解调的同时也输入相位差提取器，进行相位差的估计。然后将提取出的相位差信号输入低通滤波器去除噪声的影响，输入补偿信号发生器。最后将补偿信号与FFT运算所得信号相乘。

本发明的有益效果：本发明是一种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，它根据各个子载波上的数据的自身特征来计算相位差，根据除去噪声影响的相位差信号产生相应的复数信号，在频域进行相位补偿。编程实现时，频偏跟踪部分的取复数相位运算可以重复利用已有模块，节省了硬件资源。因为整体不用导频辅助运算，提高了频带利用率。与已有文献记载的同步方案相比，该方法具有较小的运算量、较低的实现复杂度和较好的性能。上述同步跟踪方案可应用于各种OFDM通信***中。

附图说明

图1是OFDM***中的频偏跟踪流程框图；

图2是信噪比30dB时未经过处理的受频偏干扰的信号的32QAM星座图；

图3信噪比30dB时经过本***同步跟踪处理后的32QAM星座图。

具体实施方式

以下结合附图和通过实施例对本发明的具体实施方式作进一步说明：

这种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，其特点在于：包括以下步骤：

a.正交频分复用(OFDM)***对时域接收到的OFDM符号进行帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前OFDM符号对应的数据信号；

b.对当前数据信号做快速傅立叶变换FFT运算变为频域子载波信号，通过相位差提取器对该信号的分析处理得到相位差估计信号，利用相位差估计信号完成对子载波信号的修正，输出到下一步进行解调处理，同时返回步骤a输入下一个OFDM符号。

步骤a中同步捕获采用最大似然估计MLE方法，或其它数据辅助以及非数据辅助的同步捕获方法。

步骤b中的相位差提取器输入修正的子载波信号R_n′，进行相位差Δ的估计：

Δ＝angle(R_n′)-angle(F(R_n′))

其中，angle(x)为求自变量相位的函数；

F(R_n′)＝f(real(R_n′))+if(imag(R_n′))，f(x)为取自变量对应的最近星座点坐标函数。

所述的方法，其运算量最大的求相位函数angle(x)，软件实现时，无需编写，有效节约硬件资源，其特征在于：同步捕获采用符合权利要求2中所述的MLE算法或其它需要利用求相位函数angle(x)的算法。

取自变量对应的最近星座点坐标函数f(x)，对于多进制正交幅度调制MQAM可以表示成一个分段函数：

$f\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}{k}_{i-2}& x<\frac{3k_{i-1}-k_i}{2},i=2-n\\ k_{i-1}& \frac{3k_{i-1}-k_i}{2}\&le;x<\frac{k_{i-1}+k_i}{2},2-n\&le;i\&le;n\\ k_i& x\&GreaterEqual;\frac{k_{i-1}+k_i}{2},i=n\end{array}\right.$

其中，对于多进制正交幅度调制MQAM，修正的子载波信号R_n′的实部和虚部取值范围都是k_i(i＝±1，±2，±3，…±n)，下标的符号代表取值的符号。

该方法进一步包括相位差Δ需要输入低通滤波器进行去除噪声干扰处理，得到信号Δ′。

该方法进一步包括相位差提取器输入修正的子载波信号R_n′是由频域的N点子载波信号R_n与补偿信号发生器输出的信号C_n相乘所得。

该方法进一步包括频域的N点子载波信号R_n是由于权利要求1的b中，当前OFDM符号对应的N点数据信号r_n(n＝0，1，…，N-1)进行快速傅立叶变换FFT运算所得。

该方法进一步包括补偿信号发生器输出的信号C_n可以表示为：

C_n＝cosΔ′+jsinΔ′。

实施例

本发明应用于32QAM正交频分复用***中，一个OFDM符号长度为16点。

1、接收端对时域收到的OFDM符号先经过帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前符号的16点数据信号r_n(n＝0，1，…，15)。其中同步捕获采用最大似然估计MLE方法，其公式为：

Λ(δ′，θ)＝|γ(m)|-ρφ(m)

其中 $\mathrm{\&gamma;}\left(m\right)=\underset{n=m}{\overset{m+N_G-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_n^{*}\&CenterDot;r_{n+N},$ $\mathrm{\&phi;}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{n=m}{\overset{m+N_G-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}({\left|r_n\right|}^2+{\left|r_{n+N}\right|}^2),$ $\mathrm{\&rho;}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+1}$

定时偏差θ，小数频偏δ′的估计公式为

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}=\arg \max \left(\mathrm{\&Lambda;}({\mathrm{\&delta;}}^{\&prime;},\mathrm{\&theta;})\right)$

${\mathrm{\&delta;}}^{\&prime;}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\mathrm{angle}\left(\mathrm{\&gamma;}\left(\widehat{\mathrm{\&theta;}}\right)\right)$

上式中，r_n、N、N_G分别表示接收端得到的第n个抽样点、FFT窗口长度，CP长度。argmax(Λ(δ′，θ))表示求Λ(δ′，θ)达到最大时参数m的值，angle(x)表示求复数的相位，SNR是信噪比，γ(m)是CP与OFDM符号中被复制部分的相关值，φ(m)是接收信号的能量值。

2、将r_n进行16点FFT运算，得到频域的16个子载波信号R_n。

3、将R_n与补偿信号发生器输出的信号C_n进行乘法运算，输出修正的子载波信号R_n′。

4、R_n′输入32QAM解调器，同时进入相位差提取器，进行相位差的估计。

相位差Δ的估计公式如下：

Δ＝angle(R_n′)-angle(F(R_n′))

其中，F(R_n′)＝f(real(R_n′))+if(imag(R_n′))

对于32QAM，R_n′的实部和虚部的取值范围都是k_i(i＝±1，±2，±3)，下标的符号代表取值的符号。

f(x)定义为一个分段函数(n＝3)：

$f\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}{k}_{i-2}& x<\frac{3k_{i-1}-k_i}{2},i=2-n\\ k_{i-1}& \frac{3k_{i-1}-k_i}{2}\&le;x<\frac{k_{i-1}+k_i}{2},2-n\&le;i\&le;n\\ k_i& x\&GreaterEqual;\frac{k_{i-1}+k_i}{2},i=n\end{array}\right.$

5、将输出的相位差估计值Δ输入到低通滤波器消除噪声的影响。然后Δ′输入到补偿信号发生器，得到信号C_n：

C_n＝cosΔ′+jsinΔ′

6、将C_n与FFT输出的子载波的数据R_n相乘并输出R_n′。

7、返回步骤1，输入下一个符号的16点数据。

Claims (9)

1.一种非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，其特征在于：本方法包括以下步骤：

a.正交频分复用(OFDM)***对时域接收到的OFDM符号进行帧同步、同步捕获和去循环前缀处理，得到当前OFDM符号对应的数据信号；

b.对当前数据信号做快速傅立叶变换FFT运算变为频域子载波信号，通过相位差提取器对该信号的分析处理得到相位差估计信号，利用相位差估计信号完成对子载波信号的修正，输出到下一步进行解调处理，同时返回步骤a输入下一个OFDM符号。

2.根据权利要求1所述的非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，其特征在于：步骤a中同步捕获采用最大似然估计MLE方法，或其它数据辅助以及非数据辅助的同步捕获方法。

3.根据权利要求1所述的非数据辅助的正交频分复用***频偏跟踪方法，其特征在于：步骤b中的相位差提取器输入修正的子载波信号R_n′，进行相位差Δ的估计：

Δ＝angle(R_n′)-angle(F(R_n′))

其中，angle(x)为求自变量相位的函数；

F(R_n′)＝f(real(R_n′))+if(imag(R_n′))，f(x)为取自变量对应的最近星座点坐标函数。

4.根据权利要求3所述的方法，其运算量最大的求相位函数angle(x)，软件实现时，无需编写，有效节约硬件资源，其特征在于：同步捕获采用符合权利要求2中所述的MLE算法或其它需要利用求相位函数angle(x)的算法。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：取自变量对应的最近星座点坐标函数f(x)，对于多进制正交幅度调制MQAM可以表示成一个分段函数：

$f\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}{k}_{i-2}& x<\frac{{3k}_{i-1}-k_i}{2},i=2-n\\ k_{i-1}& \frac{{3k}_{i-1}-k_i}{2}\&le;x<\frac{k_{i-1}+k_i}{2},2-n\&le;i\&le;n\\ k_i& x\&GreaterEqual;\frac{k_{i-1}+k_i}{2},i=n\end{array}\right.$

其中，对于多进制正交幅度调制MQAM，修正的子载波信号R_n′的实部和虚部取值范围都是k_i(i＝±1，±2，±3，...±n)，下标的符号代表取值的符号。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：该方法进一步包括相位差Δ需要输入低通滤波器进行去除噪声干扰处理，得到信号Δ′。

7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：该方法进一步包括相位差提取器输入修正的子载波信号R_n′是由频域的N点子载波信号R_n与补偿信号发生器输出的信号C_n相乘所得。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：该方法进一步包括频域的N点子载波信号R_n是由于权利要求1的b中，当前OFDM符号对应的N点数据信号r_n(n＝0，1，...，N-1)进行快速傅立叶变换FFT运算所得。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：该方法进一步包括补偿信号发生器输出的信号C_n可以表示为：

C_n＝cosΔ′+jsinΔ′，其中Δ′来自于权利要求6。