CN103516654B - 频偏估计方法及*** - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种频偏估计方法及***，属于通信领域。所述方法包括：用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用；基站利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。本发明通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH资源上接收的信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
Description
技术领域
本发明涉及通信领域，特别涉及一种频偏估计方法及***。
背景技术
在无线通信***中，由于发送设备和接收设备间的频差，以及发送设备移动所带来的多普勒频移等影响，使得接收设备接收到的载波频率与本地晶振的频率之间存在频率偏移，简称频偏（也即Frequency Offset）。
具体到LTE（Long Term Evolution，长期演进）***中，在实现上行链路传输时，作为发送设备的UE（User Equipment，用户设备）利用PUCCH（Physical Uplink ControlCHannelChannel，物理上行控制信道）和PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理上行共享信道)向作为接收设备的基站发送上行信令或者上行数据时，基站需要对UE进行频偏估计。频偏估计一般利用下面的性质进行：对发送相同信号的两个OFDM（OrthogonalFrequency Division Multiple4ingMultiplexing，正交频分复用）符号，若存在固定频偏，则两个OFDM接收符号存在固定的相位差。基于上述性质，现有技术中的频偏估计方法主要包括：第一，基站获取PUSCH中的两个相隔预定时间间隔的导频符号作为发送相同信号的两个符号；第二，基站根据该两个导频符号之间的相位差来估算频偏。
在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：现有技术中，基站主要利用PUSCH来进行频偏估计，当一段时间内只存在PUCCH调度而不存在PUSCH调度时，基站无法利用PUSCH来进行频偏估计。此时如果UE处于高速移动场景（比如用户在急速行驶的高铁车厢内使用UE）中，由于基站侧无法进行频偏估计且实际场景中的多普勒频移较大，将导致基站侧对PUCCH的解调性能严重下降，甚至需要UE重新接入***。
发明内容
为了解决UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的频偏估计问题，本发明实施例提供了一种频偏估计方法及***。所述技术方案如下：
根据本发明的一个方面，本发明实施例提供了一种频偏估计方法，所述方法包括：
用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用；
基站利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
根据本发明的另一方面，本发明实施例提供了一种频偏估计***，所述***包括：
用户设备，用于利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用；
基站，用于利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：
通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH资源上接收的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，解决了UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的基站侧无法有效地进行频偏估计的问题，从而达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一提供的频偏估计方法的方法流程图；
图2是本发明实施例二提供的频偏估计方法的方法流程图；
图3A至图3D分别是本发明实施例二提供给的第一种方式和第二种方式的频率估计示意图；
图4是本发明实施例三提供的频偏估计方法的方法流程图；
图5A至图5D分别是本发明实施例三提供给的第一种方式和第二种方式的频率估计示意图；
图6是本发明实施例四提供的频偏估计***的结构方框图；
图7是本发明实施例四提供的用户设备的一种结构方框图；
图8是本发明实施例四提供的基站的一种结构方框图；
图9是本发明实施例四提供的基站的另一种结构方框图；
图10是本发明实施例四提供的基站的再一种结构方框图；
图11是本发明实施例四提供的用户设备的另一种结构方框图；
图12是本发明实施例四提供的基站的又一种结构方框图；
图13是本发明实施例四提供的基站的另一种结构方框图；
图14是本发明实施例四提供的基站的再一种结构方框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
根据目前LTE协议，PUCCH设计有格式1/1a/1b/2/2a/2b/3等多种格式，用来传输不同类型的上行控制信令。本文中仅涉及格式1/1a/1b和格式3。其中，现有PUCCH格式1/1a/1b的发送方案包括：同一个时频资源上通过不同CS（Cyclic Shift，循环移位）序列和OC（orthogonal Cover，正交）码区分PUCCH格式1/1a/1b资源。其中，使用OC码进行码分复用来区分不同用户是基站侧无法利用PUCCH格式1/1a/1b的接收信号进行频偏估计的主要原因。而现有PUCCH格式3的发送方案包括：对导频符号使用不同的CS序列来区分用户，对数据符号使用不同的OC码来区分用户。其中，由于数据符号使用OC码进行码分复用使得基站侧只能利用PUCCH格式3的接收信号中的导频符号来进行频偏估计，而无法使用数据符号来进行频偏估计，所以频偏估计精度较低。上述两个原因是UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时，基站侧无法进行有效地频偏估计的原因。为此，本文的一个重点和难点就是：在尽量保持现有传输协议不变的前提下，取消利用OC码进行时域码分复用的环节，使得基站侧可以根据PUCCH的接收信号来进行频偏估计。具体请参考如下实施例：
实施例一
请参考图1，其示出了本发明实施例一提供的频偏估计方法的方法流程图。该频偏估计方法可以包括：
步骤101，用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，预定资源映射方式不包括时域码分复用；
用户设备可以使用不包括时域码分复用的预定资源映射方式来在PUCCH资源上发送SC-FDMA（Signal-carrier frequency division multiple access，单载波频分复用）信号。PUCCH资源包括PUCCH格式1/1a/1b资源和/或PUCCH格式3资源。其中，单载波频分复用信号包括数据符号和导频符号。
步骤102，基站利用接收到的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
由于用户设备发送的单载波频分复用信号不包括经过时域码分复用后的信号，所以基站可以接收用户设备发送的单载波频分复用信号，并且根据该单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
综上所述，本实施例提供的频偏估计方法，通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH资源上接收的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，解决了UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的基站侧无法进行频偏估计的问题，从而达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
实施例二
请参考图2，其示出了本发明实施例二提供的频偏估计方法的方法流程图。本实施例以采用PUCCH格式1/1a/1b发送方案为例来描述，该频偏估计方法可以包括：
首先是UE侧处理过程；
步骤201，当物理上行控制信道资源为PUCCH格式1/1a/1b资源时，根据PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算分别对应于数据符号和导频符号的循环移位序列；
基站可以向用户设备分配PUCCH格式1/1a/1b资源，此时，用户设备可以获得指示映射到哪个PUCCH格式1/1a/1b资源上的资源索引非负的索引值表示一个时隙中最多一个物理资源块中用于传输PUCCH格式1/1a/1b的资源。由于循环移位根据不同的符号和时隙会发生变化，为此，根据PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算循环移位序列CS具体如下，令：
其中，为移位间隔，为移位数，为频域上的资源块大小，以子载波的形式表示。
一个子帧的两个时隙中的两个资源快中PUCCH映射到的资源标志由下式给出：当nsmod2=0，有：
当nsmod2=1，有：
其中，ns为时隙序号，对常规CP d=2，对扩展CPd＝0。则数据符号对应的CS序列的循环移位为：
由得到数据符号对应CS序列 产生方式如下：
另一方面，导频符号对应CS序列的循环移位为：
由得到其对应CS序列 产生方式同公式(1)。
步骤202，根据循环移位序列对导频符号和数据符号进行扩频，得到扩频后的信号；
PUCCH格式1/1a/1b资源主要用于UE向基站反馈接收情况，也即ACK（Acknowledgement，确认符）/NACK（Non-Acknowledgement，否认符）信息。
设ACK/NACK的调制符号为d0，则通过CS序列扩频后的信号可表示为具体计算如下：
m'=0,1
步骤203，根据扩频后的信号生成单载波频分复用信号；
扩频后的信号通过子载波映射、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶反变换）变换、加CP（Cyclic prefix，循环前缀）生成单载波频分复用信号，此步骤为现有技术，相关未披露细节可以参考3GPP协议36.211相关章节。
步骤204，将单载波频分复用信号利用PUCCH格式1/1a/1b资源发送给基站。
PUCCH格式1/1a/1b所在物理资源块PRB的计算方式如下：
然后是基站侧处理过程；
步骤205，将接收到的单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
基站侧接收到用户设备发送的单载波频分复用信号后，需要进行去CP、作FFT（Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换）变换和解映射等获得接收信号。具体地讲：
假设常规CP下，N为FFT点数，CP长度为Ng，Ns＝N+Ng，一个下行时隙中包含的SC-FDMA符号数假设没有多径、理想定时、只有高斯白噪，设用户m的频偏为εm，eNB噪声为n1(n)。
则接收到的单载波频分复用信号可以表示为：
Am，l为扩频后的信号做子载波映射后的信号。将接收到的单载波频分复用信号去CP并作FFT（Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换）变换，则各子载波上的接收信号可以表示为：
其中，Il(k)表示用户内载波间干扰，ul(k)表示用户间干扰和噪声，α(k)表示由剩余频偏引起子载波上信号的衰减系数，由于剩余同步误差较小，因而α(k)→1。
步骤206，对接收信号利用循环移位序列进行解扩，得到解扩后的信号；
循环移位序列的计算方式可以参考上述步骤所示。经过多用户解扩后，得到解扩后的信号：
其中，
对于PUCCH格式1/1a/1b，在常规CP下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括七个符号。每个时隙中的第1、2、6和7个符号是数据符号d0，每个时隙中的第3、4和5个符号是导频符号1。
步骤207，利用解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
若第l1和l2时刻发送相同的Sm，l，则其对应的Bm，l具有固定的相位差，利用该相位差可以进行频偏估计。根据Sm，l选择的不同，本实施例提供有2种频偏估计方式，下文根据不同CP下分别描述如下：
在常规CP帧结构下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括七个符号。每个时隙中的第1、2、6和7个符号是数据符号d0，每个时隙中的第3、4和5个符号是导频符号1。
第一种方式，利用解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
请结合参考图3A，其示出了本实施例提供的第一种方式的频率估计示意图。图中仅示出了一个时隙的示例，另一个时隙具有相同的结构。其中，相邻的数据符号和相邻的导频符号之间的相位差可以用来估算频偏估计值。具体地讲：
对一个PUCCH格式1/1a/1b资源，设C表示所有相邻的导频符号和数据符号的集合，用户m的频偏估计值可以用下面的表达式得到：
第二种方式，利用解扩后的信号中相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算第一频偏估计值；利用解扩后的信号中间隔为5的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；根据第一频偏估计值和第二频偏估计值估算最终频偏估计值。
请结合参考图3B，其示出了本实施例提供的第二种方式的频率估计示意图。第二种方式为“粗频偏+精频偏”估计相结合的一种方式。也就是说，为了提高频偏估计精度，首先可以利用相邻的导频符号和/或相邻的数据符号进行粗频偏估计，如图中①所示，再利用间隔5个符号的数据符号进行精频偏估计，如图中②所示，最后通过滤波得到实际频偏估计值。
具体地讲，对一个PUCCH格式1/1a/1b资源，设C1表示所有相邻的导频符号和数据符号集合，C2表示间隔5个符号的数据符号集合，用户m的第一频偏估计值可以用下面的表达式得到：
用户m的第二频偏估计值可以用下面的表达式得到：
用户m的最终频偏估计值可以表示为：
εm＝αεm，1+εm，2
其中，0＜α＜1。
另外一方面，在扩展CP帧结构下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括六个符号。每个时隙中的第1、2、5和6个符号是数据符号d0，每个时隙中的第3和4个符号是导频符号1。
第一种方式，利用解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
请结合参考图3C，其示出了本实施例提供的第一种方式的频率估计示意图。图中仅示出了一个时隙的示例，另一个时隙具有相同的结构。其中，相邻的数据符号和相邻的导频符号之间的相位差可以用来估算频偏估计值。相应公式可以参考上述内容。
第二种方式，利用解扩后的信号中相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算第一频偏估计值；利用解扩后的信号中间隔为5的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；根据第一频偏估计值和第二频偏估计值估算最终频偏估计值。
请结合参考图3D，其示出了本实施例提供的第二种方式的频率估计示意图。第二种方式为“粗频偏+精频偏”估计相结合的一种方式。也就是说，为了提高频偏估计精度，首先可以利用相邻的导频符号和/或相邻的数据符号进行粗频偏估计，如图中③所示，再利用间隔4个符号的数据符号进行精频偏估计，如图中④所示，最后通过滤波得到实际频偏估计值。相应公式可以参考上述内容。
需要补充说明的是，本文中未明确标示出的字母或表达式含义，可以参阅3GPP协议36.211相关章节。此乃本领域技术人员所熟知的部分，不再一一赘述。
综上所述，本实施例提供的频偏估计方法，通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH格式1/1a/1b资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH格式1/1a/1b资源上接收的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，解决了UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的基站侧无法进行频偏估计的问题，从而达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
实施例三
请参考图4，其示出了本发明实施例三提供的频偏估计方法的方法流程图。本实施例以采用PUCCH格式3发送方案为例来描述，该频偏估计方法可以包括：
步骤401，当物理上行控制信道资源为PUCCH格式3资源时，根据PUCCH格式3资源索引计算对应于导频符号的循环移位序列；
对于PUCCH格式3，现有技术中采用OC码来对不同用户进行区分以实现复用，本实施例中取消OC码复用环节，一个资源块仅用于传输一个用户的数据。
基站可以向用户设备分配PUCCH格式3资源，此时，用户设备可以获得资源索引。设PUCCH格式3资源索引导频符号对应的CS序列产生方式如下，令：
再由生成产生方式如下：
步骤402，根据循环移位序列对导频符号进行扩频但不进行频分复用，得到扩频后的导频符号；对数据符号与预定相位相乘后进行离散傅里叶变换，得到傅里叶变换后的数据符号；
根据循环移位序列对导频符号进行扩频的部分不再赘述，同时由于只传输一个用户的数据，此时导频符号也不需要进行频分复用。对于数据符号来讲：
设编码调制后的数据符号为d(0),..。,d(Msymb-1)，对数据符号与预定相位相乘，令：
其中， 然后进行DFT（Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换）变换，得到傅里叶变换后的数据符号：
步骤403，根据扩频后的导频符号和傅里叶变换后的数据符号生成单载波频分复用信号；
通过子载波映射、IFFT变换、加CP生成单载波频分复用信号，此步骤为现有技术，相关未披露细节可以参考3GPP协议36.211相关章节。
步骤404，将单载波频分复用信号利用PUCCH格式3资源发送给基站。PUCCH格式3所在物理资源块PRB的计算方式如下：
下面是基站侧处理过程；
步骤405，将接收到的单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
基站侧接收到用户设备发送的单载波频分复用信号后，需要进行去CP、作FFT（Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换）变换和解映射等获得接收信号。具体地讲：
假设常规CP下，设N为FFT点数，CP长度为Ng，Ns＝N+Ng，假设没有多径、理想定时、只有高斯白噪，设用户m的频偏为εm，eNB噪声为n1(n)。
则接收到的单载波频分复用信号可以表示为：
其中，Am，l为信号做子载波映射后的信号。由于此时，一个资源块中只包含一个用户的数据，对该用户所在资源块的接收数据只包括该用户的信息，设用户m所在的子载波集合为Bm，此时接收信号为有：
步骤406，对接收信号中的导频位置利用循环移位序列进行相关，得到相关后的导频符号；对接收信号中的数据位置利用预定相位的共轭进行相乘，得到相关后的数据符号。
对于接收信号中的导频位置，仍然可以利用对应的循环移位序列进行相关解调，得到相关后的导频符号。对接收信号中的数据位置利用预定相位的共轭进行相乘，得到相关后的数据符号。也即通过Cm，l对Rl（k）进行处理，Cm，l具体如下：
其中， （（k）mod12）。
对于PUCCH格式3，在常规CP下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括七个符号。每个时隙中的第1、3、4、5和7个符号是数据符号，每个时隙中的第2和6个符号是导频符号。
步骤407，利用发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
若第l1和l2时刻发送相同的信号，则其对应的符号具有固定的相位差，利用该相位差可以进行频偏估计。根据相同的信号选择的不同，本实施例提供由2种频偏估计方式，下文根据不同CP下分别描述如下：
在常规CP下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括七个符号。每个时隙中的第1、3、4、5和7个符号是数据符号，每个时隙中的第2和6个符号是导频符号。
第一种方式，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
请结合参考图5A，其示出了本实施例提供的第一种方式的频率估计示意图。其中，间隔为4的数据符号和间隔为4的导频符号之间的相位差可以用来估算频偏估计值。具体地讲，
对一个PUCCH格式3资源，设C表示所有间隔为4的导频符号和数据符号集合，用户m的频偏估计值可以用下面的表达式得到：
其中，
其中， （（k）mod12）。
第二种方式，利用间隔为2的数据符号之间的相位差估算第三频偏估计值；利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；根据第三频偏估计值和第四频偏估计值估算最终频偏估计值。
请结合参考图5B，其示出了本实施例提供的第二种方式的频率估计示意图。第二种方式为“粗频偏+精频偏”估计相结合的一种方式。也就是说，为了提高频偏估计精度，首先可以利用间隔为2的数据符号进行粗频偏估计，如图中①所示，再利用间隔4个符号的导频符号和/或数据符号进行精频偏估计，如图中②所示，最后通过滤波得到实际频偏估计值。具体地讲：
对一个PUCCH格式3资源，设C1表示所有间隔为2的集合，C2表示间隔4个符号的数据集合，用户m的第三频偏估计值可以用下面的表达式得到：
用户m的第四频偏估计值可以用下面的表达式得到：
其中，
其中， （（k）mod12）。
用户m的最终频偏估计值可以表示为：
εm＝αεm，1+εm，2
其中，0＜α＜1。
在扩展CP下，一个子帧中包括两个时隙，每个时隙包括六个符号。每个时隙中的第1、2、3、5和6个符号是数据符号，每个时隙中的第4个符号是导频符号。
第一种方式，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
请结合参考图5C，其示出了本实施例提供的第一种方式的频率估计示意图。其中，间隔为2的数据符号之间的相位差可以用来估算频偏估计值。
第二种方式，利用间隔为2的数据符号之间的相位差估算第三频偏估计值；利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；根据第三频偏估计值和第四频偏估计值估算最终频偏估计值。
请结合参考图5D，其示出了本实施例提供的第二种方式的频率估计示意图。第二种方式为“粗频偏+精频偏”估计相结合的一种方式。也就是说，为了提高频偏估计精度，首先可以利用间隔为2的数据符号进行粗频偏估计，如图中③所示，再利用间隔4个符号的数据符号进行精频偏估计，如图中④所示，最后通过滤波得到实际频偏估计值。
综上所述，本实施例提供的频偏估计方法，通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH资源上接收的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，解决了UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的基站侧无法进行频偏估计的问题，从而达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
实施例四
请参考图6，其示出了本发明实施例四提供的频偏估计***的结构方框图。该频偏估计***包括用户设备620和基站640。
用户设备620用于利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，预定资源映射方式不包括时域码分复用；
基站640用于利用接收到的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值；
其中，单载波频分复用信号包括数据符号和导频符号。
当物理上行控制信道资源为PUCCH格式1/1a/1b资源时，
具体地讲，用户设备620可以具体包括：第一计算模块622、第一扩频模块624、第一生成模块626和第一发送模块628，如图7所示。其中。第一计算模块622用于当物理上行控制信道资源为PUCCH格式1/1a/1b资源时，根据PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算分别对应于数据符号和导频符号的循环移位序列；第一扩频模块624用于根据循环移位序列对导频符号和数据符号进行扩频，得到扩频后的信号；第一生成模块626用于根据扩频后的信号生成单载波频分复用信号；第一发送模块628用于将单载波频分复用信号利用PUCCH格式1/1a/1b资源发送给基站640。
具体地讲，基站640可以具体包括：第一处理模块642、第一解扩模块644和第一估计模块646，如图8所示。其中，第一处理模块642用于将接收到的单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；第一解扩模块644用于对接收信号利用循环移位序列进行解扩，得到解扩后的信号；第一估计模块646用于利用解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
进一步地讲，第一估计模块646可以具体包括：相邻估计单元646a，如图9所示。其中，相邻估计单元646a用于利用解扩后的信号中发送相同信号的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差计算频偏估计值。
或者，第一估计模块646可以具体包括：第一粗估单元646b、第一精估单元646c和第一滤波单元646d，如图10所示。其中，第一粗估单元646b用于利用解扩后的信号中发送相同信号的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差计算第一频偏估计值；第一精估单元646c用于当常规CP帧结构时，利用解扩后的信号中的间隔为5的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；或，当扩展CP帧结构时，利用解扩后的信号中的间隔为4的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；第一滤波单元646d用于根据第一频偏估计值和第二频偏估计值估算最终频偏估计值。
当物理上行控制信道资源为PUCCH格式3资源时，
具体地讲，用户设备620可以具体包括：第二计算模块621、第二扩频模块623a、离散变换模块623b、第二生成模块625和第二发送模块627，如图11所示。第二计算模块621用于当物理上行控制信道资源为PUCCH格式3资源时，根据PUCCH格式3资源索引计算对应于导频符号的循环移位序列；第二扩频模块623a用于根据循环移位序列对导频符号进行扩频但不进行频分复用，得到扩频后的导频符号；离散变换模块623b用于对数据符号与预定相位相乘后进行离散傅里叶变换，得到傅里叶变换后的数据符号；第二生成模块625用于根据扩频后的导频符号和傅里叶变换后的数据符号生成单载波频分复用信号；第二发送模块627用于将单载波频分复用信号利用PUCCH格式3资源发送给基站。
具体地讲，基站640可以具体包括：第二处理模块641、导频处理模块643a、数据处理模块643b和第二估计模块645，如图12所示。其中，第二处理模块641用于对接收到的单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；导频处理模块643a用于对接收信号中的导频位置利用循环移位序列进行相关，得到相关后的导频符号；数据处理模块643b用于对接收信号中的数据位置利用预定相位的共轭进行相乘，得到相关后的数据符号；第二估计模块645用于利用发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
更进一步地，第二估计模块645可以具体包括：间隔估计单元645a，如图13所示。其中，间隔估计单元645a用于当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值；或当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
第二估计模块645可以具体包括：第二粗估单元645b、第二精估单元645c和第二滤波单元645d，如图14所示。其中，第二粗估单元645b用于间隔为2的数据符号之间的相位差估算第三频偏估计值；第二精估单元645c用于当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；或，当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；第二滤波单元645d用于根据第三频偏估计值和第四频偏估计值估算最终频偏估计值。
综上所述，本实施例提供的频偏估计***，通过利用不包含时域码分复用的资源映射方式在PUCCH资源上发送单载波频分复用信号，使得基站侧可以根据PUCCH资源上接收的单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差计算频偏值，解决了UE处于高速场景下且长期只存在PUCCH调度时的基站侧无法进行频偏估计的问题，从而达到了基站侧可以根据PUCCH的接收信号进行频偏估计，并且根据频偏估计结果来进行频偏调整，以增加针对PUCCH的解调性能和***运行稳定性的效果。
需要说明的是：上述实施例提供的频偏估计***在频偏估计时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的频偏估计***与频偏估计方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (18)
1.一种频偏估计方法，其特征在于，所述方法包括：
用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用，所述单载波频分复用信号包括数据符号和导频符号，当所述物理上行控制信道资源为PUCCH格式1/1a/1b资源时，所述PUCCH格式1/1a/1b资源对应于一个根据所述PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算得到的分别对应于所述数据符号和所述导频符号的循环移位序列；当所述物理上行控制信道资源为PUCCH格式3资源时，所述PUCCH格式3资源对应于一个根据所述PUCCH格式3资源索引计算得到的对应于所述导频符号的循环移位序列；
基站利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用，具体包括：
当所述物理上行控制信道资源为所述PUCCH格式1/1a/1b资源时，根据所述PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算分别对应于所述数据符号和导频符号的循环移位序列；
根据所述循环移位序列对所述数据符号和导频符号进行扩频，得到扩频后的信号；
根据所述扩频后的信号生成单载波频分复用信号；
将所述单载波频分复用信号利用所述PUCCH格式1/1a/1b资源发送给所述基站。
3.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其特征在于，所述基站利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，具体包括：
将接收到的所述单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
对所述接收信号利用所述循环移位序列进行解扩，得到解扩后的信号；
利用所述解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
4.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述利用所述解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值，具体包括：
利用所述解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
5.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述利用所述解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值，具体包括：
利用所述解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算第一频偏估计值；
当常规CP帧结构时，利用所述解扩后的信号中的间隔为5的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；或，当扩展CP帧结构时，利用所述解扩后的信号中的间隔为4的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；
根据所述第一频偏估计值和第二频偏估计值估算最终频偏估计值。
6.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，所述用户设备利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用，具体包括：
当所述物理上行控制信道资源为所述PUCCH格式3资源时，根据所述PUCCH格式3资源索引计算对应于所述导频符号的循环移位序列；
根据所述循环移位序列对所述导频符号进行扩频但不进行频分复用，得到扩频后的导频符号；
对所述数据符号与预定相位相乘后进行离散傅里叶变换，得到傅里叶变换后的数据符号；
根据所述扩频后的导频符号和所述傅里叶变换后的数据符号生成单载波频分复用信号；
将所述单载波频分复用信号利用所述PUCCH格式3资源发送给所述基站。
7.根据权利要求6所述的频偏估计方法，其特征在于，所述基站利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值，具体包括：
将接收到的所述单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
对所述接收信号中的导频位置利用所述循环移位序列进行相关，得到相关后的所述导频符号；
对所述接收信号中的数据位置利用所述预定相位的共轭进行相乘，得到相乘后的所述数据符号；
利用发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
8.根据权利要求7所述的频偏估计方法，其特征在于，所述利用发送相同信号的所述导频符号和/或所述数据符号之间的相位差估算频偏估计值，具体包括：
当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值；
当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
9.根据权利要求7所述的频偏估计方法，其特征在于，所述利用发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值，具体包括：
利用间隔为2的数据符号之间的相位差估计第三频偏估计值；
当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；或，当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；
根据所述第三频偏估计值和第四频偏估计值估算最终频偏估计值。
10.一种频偏估计***，其特征在于，所述***包括：
用户设备，用于利用预定资源映射方式在物理上行控制信道资源上发送单载波频分复用信号，所述预定资源映射方式不包括时域码分复用，所述单载波频分复用信号包括数据符号和导频符号，当所述物理上行控制信道资源为PUCCH格式1/1a/1b资源时，所述PUCCH格式1/1a/1b资源对应于一个根据所述PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算得到的分别对应于所述数据符号和所述导频符号的循环移位序列；当所述物理上行控制信道资源为PUCCH格式3资源时，所述PUCCH格式3资源对应于一个根据所述PUCCH格式3资源索引计算得到的对应于所述导频符号的循环移位序列；
基站，用于利用接收到的所述单载波频分复用信号中发送相同信号的符号之间的相位差估算频偏值。
11.根据权利要求10所述的频偏估计***，其特征在于，所述用户设备，具体包括：
第一计算模块、第一扩频模块、第一生成模块和第一发送模块；
所述第一计算模块，用于当所述物理上行控制信道资源为所述PUCCH格式1/1a/1b资源时，根据所述PUCCH格式1/1a/1b资源索引计算分别对应于所述数据符号和所述导频符号的循环移位序列；
所述第一扩频模块，用于根据所述循环移位序列对所述数据符号和导频符号进行扩频，得到扩频后的信号；
所述第一生成模块，用于根据所述扩频后的信号生成单载波频分复用信号；
所述第一发送模块，用于将所述单载波频分复用信号利用所述PUCCH格式1/1a/1b资源发送给所述基站。
12.根据权利要求11所述的频偏估计***，其特征在于，所述基站，具体包括：
第一处理模块、第一解扩模块和第一估计模块；
所述第一处理模块，用于将接收到的所述单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
所述第一解扩模块，用于对所述接收信号利用所述循环移位序列进行解扩，得到解扩后的信号；
所述第一估计模块，用于利用所述解扩后的信号中发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
13.根据权利要求12所述的频偏估计***，其特征在于，所述第一估计模块，具体包括：
相邻估计单元；
所述相邻估计单元，用于利用所述解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
14.根据权利要求12所述的频偏估计***，其特征在于，所述第一估计模块，具体包括：
第一粗估单元、第一精估单元和第一滤波单元；
所述第一粗估单元，用于利用所述解扩后的信号中的相邻导频符号和/或相邻数据符号之间的相位差估算第一频偏估计值；
所述第一精估单元，用于在常规CP帧结构时，利用所述解扩后的信号中的间隔为5的导频符号和/或间隔为5的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；或，在扩展CP帧结构时，利用所述解扩后的信号中的间隔为4的数据符号之间的相位差估算第二频偏估计值；
所述第一滤波单元，用于根据所述第一频偏估计值和第二频偏估计值估算最终频偏估计值。
15.根据权利要求10所述的频偏估计***，其特征在于，所述用户设备，具体包括：
第二计算模块、第二扩频模块、离散变换模块、第二生成模块和第二发送模块；
所述第二计算模块，用于当所述物理上行控制信道资源为所述PUCCH格式3资源时，根据所述PUCCH格式3资源索引计算对应于所述导频符号的循环移位序列；
所述第二扩频模块，用于根据所述循环移位序列对所述导频符号进行扩频但不进行频分复用，得到扩频后的导频符号；
所述离散变换模块，用于对所述数据符号与预定相位相乘后进行离散傅里叶变换，得到傅里叶变换后的数据符号；
所述第二生成模块，用于根据所述扩频后的导频符号和所述傅里叶变换后的数据符号生成单载波频分复用信号；
所述第二发送模块，用于将所述单载波频分复用信号利用所述PUCCH格式3资源发送给所述基站。
16.根据权利要求15所述的频偏估计***，其特征在于，所述基站，具体包括：
第二处理模块、导频处理模块、数据处理模块和第二估计模块；
所述第二处理模块，用于对接收到的所述单载波频分复用信号进行处理得到接收信号；
所述导频处理模块，用于对所述接收信号中的导频位置利用所述循环移位序列进行相关，得到相关后的所述导频符号；
所述数据处理模块，用于对所述接收信号中的数据位置利用所述预定相位的共轭进行相乘，得到相乘后的所述数据符号；
第二估计模块，用于利用发送相同信号的导频符号和/或数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
17.根据权利要求16所述的频偏估计***，其特征在于，所述第二估计模块，具体包括：
间隔估计单元；
所述间隔估计单元，用于当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值；或当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算频偏估计值。
18.根据权利要求16所述的频偏估计***，其特征在于，所述第二估计模块，具体包括：
第二粗估单元、第二精估单元和第二滤波单元；
所述第二粗估单元，用于利用间隔为2的数据符号之间的相位差估算第三频偏估计值；
所述第二精估单元，用于当常规CP帧结构时，利用间隔为4的导频符号和/或间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；或，当扩展CP帧结构时，利用间隔为4的数据符号之间的相位差估算第四频偏估计值；
所述第二滤波单元，用于根据所述第三频偏估计值和第四频偏估计值估算最终频偏估计值。
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