CN102082546A - 变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法，该变频器用以驱动一以变压变频控制的感应马达。该方法利用计算该变频器的输出瞬时电流的均方根值大小，再通过软件以电流均方根进行查表，分别获得一死区补偿电压基准值与标么值，最后将该两电压量值相乘，计算出该变频器的脉冲宽度调制死区补偿电压值。如此，可免去电流电压转换计算的复杂度，以提供更快速的输出入即时响应，同时，可达成在不增加硬件成本的情况下，获得更精准的死区补偿电压值，并且，通过死区补偿，能以获得无失真的输出弦波电流，以改善马达在低频轻载运转的效能。

Description

变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法，尤指一种利用软件查表方式计算死区补偿电压值的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及其方法。

背景技术

现今工业应用中最常用且能商品化的变频器(inverter)控制技术，大略可广义分为纯量控制(scalar control)与向量控制(vector control)两种。虽然纯量控制在速度动态响应、控速比及控制精度等方面比向量控制为差，但由于纯量控制的控制架构简单、容易实现而且比较不容易发散，因此，在一些非伺服目的的工业应用上仍然被广泛采用。纯量控制亦即电压/频率控制(V/f control)，也称为变压变频控制(variable voltage variable frequency control，VVVF)。一般而言，纯量控制是一种开回路的控制方法，不需要反馈马达的转速。其基本原理为：根据转速命令调整马达供应电源的频率，亦即变频器的输出频率。因为马达的磁通大小正是与此电压与频率的比值成正比，因此，也必须调整变频器输出电压的大小，使得电压与马达运转频率的比值维持一定值，借此达成维持磁通大小并控制转速的目的。

虽然电压/频率控制是相当容易实现，然而在低频轻载时，由于变频器的输出电压极小，再加上切换开关上的压降等等因素，造成变频器输出电压上的误差加剧，因此，马达运转在低频轻载时的控制性能就变得较差。

此外，在变频器驱动电路中，由于功率芯片会有导通延迟(turn-on delay)与截止延迟(turn-off delay)的非理想现象，因此，实际上，功率芯片并不会在输入命令到达后立即导通或截止。为了避免同一臂上两芯片在非完全导通或截止状态下发生短路的情况，须要在上下臂芯片导通与截止中间错开，延迟一段时间，此段时间称为死区时间(dead time)或称短路防止时间。

短路防止时间的做法为将每一功率芯片(开关)由截止至导通的瞬间往后延迟一时间，而此延迟的时间大小必须配合开关的切换速度。但是，加入短路防止时间后，变频器输出电压的基本波成分会减少而低频谐波成分会增加，当马达低速运转时，低频谐波对马达影响会更加明显，特别是在开回路控制下，输出电流将发生零点交越(zero-crossing)的死区现象，使得实际电流在零点交越时产生了失真。

请参见图1A为公知变频器死区补偿的电路方块图，此种变频器的死区补偿方式为目前常用的补偿方式之一。如图所示，此一变频器20A的死区补偿方式利用侦测一马达30A的三相电流计算所需的死区补偿量。亦即，利用一电流侦测电路40A侦测该马达30A的输入电源电流，也就是该变频器20A的三相输出电流。该三相输出电流由一死区补偿模块50A接收该变频器20A的三相输出电流，并根据该三相电流的极性，在每一相的脉冲宽度调制(PWM)参考命令值，加上或减去(视电流极性而定)一个修正量，使得产生的死区补偿量为一与电流同相位的梯形补偿曲线。此种变频器的死区补偿方式具有计算简单的优点，但其缺点是电压补偿量与梯形斜率会偏离理想值，导致输出电流波形激变，使得马达在转动时会产生忽快忽慢的转速不连续现象，此种失真现象在低频轻载时(特别是1Hz以下的轻载，甚至无载运转)会特别明显。

为了改善上述所提的马达运转在低频轻载时的输出电流波形激变现象，另一种也是目前常用的补偿方式之一，如下所述：

请参见图1B为公知变频器死区补偿的电路方块图。此种变频器的死区补偿方式为采用电压反馈的死区补偿方式。亦即，此种变频器的死区补偿方式除了采用上述的补偿方式外，另外再增加一电压侦测电路60A。该电压侦测电路60A用以侦测该变频器20A的三相输出电压，并且求出其瞬时的电压输出差量。并根据该电压输出差量以及所侦测到的三相电流极性，求出电压补偿量及其补偿量的方向。此种以电压反馈方式进行死区补偿的方式，输出电流的波形接近纯弦波，为平滑的补偿曲线。相较于第一种变频器死区补偿方式(如图1A)的补偿量为一梯形，除了造成在高电压输出时梯形的转折点处，会产生电流激变外，也由于梯形的补偿量与真实补偿量不一致，将产生电压补偿过大的问题。因此，此种变频器的死区补偿方式除了可得到高准确度补偿量的优点外，更可得到几乎无失真的弦波电流，以改善马达运转在低频轻载时的输出电流波形激变现象。但其缺点是为了直接侦测以求出电压输出差量，必须额外增加该电压侦测电路60A，故此，相较于第一种变频器死区补偿方式(如图1A)来说，需要增加额外硬件电路的成本。

因此，如何设计出一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置及方法，能使在不额外增加硬件电路的前提下，改善马达运转在低频轻载时低频电流激变的问题，并获得更快速的输出入即时响应，为本发明所欲行克服并加以解决的一大课题。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置。该变频器内部开关元件的导通与截止状态通过一栅极驱动电路推动，用以驱动一以变压变频(V/f)控制的感应马达，并且，该变频器的三相输出电流大小由一电流侦测电路侦测为一模拟侦测电流。该变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置包含一模拟数字转换单元、一电压频率控制单元、一死区补偿逻辑单元及一脉冲宽度调制产生单元。

该模拟数字转换单元连接该电流侦测电路，用以接收该模拟侦测电流，并转换该模拟侦测电流为一数字侦测电流；其中，在速度闭回路架构下，该模拟数字转换单元用以接收该感应马达的输出频率，并转换该输出频率为一数字侦测频率。该电压频率控制单元连接该模拟数字转换单元，用以接收该数字侦测频率，其中，在速度闭回路架构下，同时也接收一外部频率命令，并且将该数字侦测频率与该频率命令的误差值，并根据该电压频率控制单元的电压频率转换关系，输出一对应的参考电压。该死区补偿逻辑单元连接该模拟数字转换单元与该电压频率控制单元，用以接收该数字侦测电流与该参考电压，并输出一电压命令。该脉冲宽度调制产生单元连接该死区补偿逻辑单元，用以接收并转换该电压命令，并输出一脉冲宽度调制电压命令至该栅极驱动电路。

该死区补偿逻辑单元包含一均方根值计算单元、一除法器、一第一电流电压转换单元、一第二电流电压转换单元、一乘法器及一加法器。该均方根值计算单元接收该数字侦测电流，用以计算该数字侦测电流的均方根值为一基底电流。该除法器连接该均方根值计算单元，用以计算该数字侦测电流与该基底电流的比值为一标么电流(或称标幺电流)。该第一电流电压转换单元连接该均方根值计算单元，用以接收该基底电流，并根据该第一电流电压转换单元的电流电压转换关系，输出一对应的基底补偿电压。该第二电流电压转换单元连接该除法器，用以接收该标么电流，并根据该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系，输出一对应的标么补偿电压。该乘法器连接该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元，用以计算该标么补偿电压与该基底补偿电压的乘积为一补偿电压。该加法器连接该乘法器，用以加总计算该补偿电压与该电压频率控制单元输出的该参考电压为该电压命令。

为了解决上述问题，本发明提供一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿方法。该变频器用以驱动一以变压变频控制(V/f)的感应马达。该变频器的脉冲宽度调制死区补偿方法的步骤包含：首先，计算该变频器输出的三相电流瞬时值为一三相电流均方根值。然后，对一第一电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压基准值。然后，计算该三相电流瞬时值与该三相电流均方根值的比值为一三相电流标么值。然后，对一第二电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压标么值。最后，计算该死区补偿电压基准值与该死区补偿电压标么值的乘积为一死区补偿电压值。

为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。

附图说明

图1A为公知变频器死区补偿的电路方块图；

图1B为公知变频器死区补偿的电路方块图；

图2A为本发明的感应马达驱动***在转速闭回路控制下的架构图；

图2B为本发明的感应马达驱动***在转速开回路控制下的架构图；

图3为本发明脉冲宽度调制死区补偿装置，一死区补偿逻辑单元的内部方块图；

图4A为一第一电流电压转换单元的电流电压转换关系曲线图；

图4B为一第二电流电压转换单元的电流电压转换关系曲线图；及

图5为本发明脉冲宽度调制死区补偿方法的流程图。

其中，附图标记

20A   变频器               30A       马达

40A   电流侦测电路         50A       死区补偿模块

60A   电压侦测电路         Vs        交流电源

10    整流器               20        变频器

30    感应马达             32        编码器

40    栅极驱动电路         50        电流侦测电路

60    模拟数字转换单元     70        电压频率控制单元

80    死区补偿逻辑单元     802       均方根值计算单元

804   除法器               806       第一电流电压转换单元

808   第二电流电压转换单元 810       乘法器

812   加法器               90        脉冲宽度调制产生单元

Ia    模拟侦测电流         Im        数字侦测电流

Fc    频率命令             Fi        输出频率

Fm    数字侦测频率         Vr        参考电压

Vc    电压命令             Vp        脉冲宽度调制电压命令

Ib    基底电流             Ipu       标么电流

Vb    基底补偿电压         Vpu       标么补偿电压

Vcom  补偿电压             S10～S50  步骤

具体实施方式

有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下：

请参见图2A为本发明的感应马达驱动***在转速闭回路控制下的架构图。如图2A所示，一三相交流电源Vs经过一由多个二极管(未标示)组成的整流器(rectifier)10，将该交流电源Vs的交流电压整流成为直流电压。然后，为了消除整流后该直流电压的电压涟波，因此，在该整流器10之后加上一电容(未标示)，用以稳压滤波以产生一整流滤波后的直流电压Vd。最后，通过一变频器(inverter)20，将该直流电压Vd转变成脉冲电压形式以控制一感应马达30。该变频器20可将固定电压与频率的该交流电源Vs转换成适用于驱动该感应马达30可变速运转的可变频率、可变电压或可变电流的交流电源。

在本发明中虽以三相电流、电压成份说明所公开的概念与实施例，但可利用坐标轴转换，将a-b-c三轴坐标转换成d-q两轴正交坐标，将本发明所公开的概念与实施例基植在d-q两轴正交坐标下，达成相同的技术手段。至于坐标轴转换的技术为此领域技术人员可熟知的公知技术，故在本发明中不再赘述。

本发明更公开一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置。该变频器20内部开关元件的导通与截止状态通过一栅极驱动电路40推动，用以驱动一以变压变频(V/f)控制的感应马达30，并且，该变频器20的三相输出电流大小由一电流侦测电路50侦测为一模拟侦测电流。其中，该变频器20内部开关元件可采用具有强电流、高压应用和快速电压型栅极全控功能的绝缘栅双极晶体管(Isolated Gate Bipolar Transistor，IGBT)或其他可实现相同功能的功率晶体管，如金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)。此外，可通过安装在该马达30轴心上的一编码器(encoder)32，侦测该马达30的转速，以提供在转速闭回路控制下的速度反馈。并且，由于该马达30的转速正比于该马达30的输出频率Fi，因此，可根据该编码器32所侦测到该马达30的转速，得到所对应的该马达30输出频率Fi。

该变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置包含一模拟数字转换单元60、一电压频率控制单元70、一死区补偿逻辑单元80及一脉冲宽度调制产生单元90。

该模拟数字转换单元60连接该电流侦测电路50，用以接收该模拟侦测电流Ia，并转换该模拟侦测电流Ia为一数字侦测电流Im；此外，该模拟数字转换单元60用以接收该感应马达30输出频率Fi，并转换该输出频率Fi为一数字侦测频率Fm。在转速闭回路控制架构下，该电压频率控制单元70连接该模拟数字转换单元60，用以接收该数字侦测频率Fm，同时也接收一外部频率命令Fc。因此，该电压频率控制单元70将该反馈的数字侦测频率Fm与该频率命令Fc的误差值(即频率差)，根据该电压频率控制单元70的电压频率转换关系，输出一对应的参考电压Vr。该死区补偿逻辑单元80连接该模拟数字转换单元60与该电压频率控制单元70，用以接收该数字侦测电流Im与该参考电压Vr，并输出一电压命令Vc。该脉冲宽度调制产生单元90连接该死区补偿逻辑单元80，用以接收并转换该电压命令Vc，并输出一脉冲宽度调制电压命令Vp至该栅极驱动电路40。此外，该死区补偿逻辑单元80将配合图3有更详细的描述。

请参见图2B为本发明的感应马达驱动***在转速开回路控制下的架构图。转速开回路控制的原理与前述的转速闭回路控制相似，然而，两者最大的差异在于：在转速开回路控制架构下，无须装设速度反馈用的该编码器32。因此，该电压频率控制单元70直接接收该外部频率命令Fc，并根据该电压频率控制单元70的电压频率转换关系，输出一对应的参考电压Vr。后续的信号处理与前述的转速闭回路控制相同，在此不再赘述。

请参见图3，为本发明脉冲宽度调制死区补偿装置的一死区补偿逻辑单元的内部方块图。如图所示，该死区补偿逻辑单元80包含一均方根值计算单元802、一除法器804、一第一电流电压转换单元806、一第二电流电压转换单元808、一乘法器810及一加法器812。该均方根值计算单元802接收该数字侦测电流Im，用以计算该数字侦测电流Im的均方根值为一基底电流Ib。该除法器804连接该均方根值计算单元802，用以计算该数字侦测电流Im与该基底电流Ib的比值为一标么电流Ipu。该第一电流电压转换单元806连接该均方根值计算单元802，用以接收该基底电流Ib，并根据该第一电流电压转换单元806电流电压转换关系，输出一对应的基底补偿电压Vb。该第二电流电压转换单元808连接该除法器804，用以接收该标么电流Ipu，并根据该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系，输出一对应的标么补偿电压Vpu。该乘法器810连接该第一电流电压转换单元806与该第二电流电压转换单元808，用以计算该标么补偿电压Vpu与该基底补偿电压Vb的乘积为一补偿电压Vcom。该加法器812连接该乘法器810，用以加总计算该补偿电压Vcom与该电压频率控制单元70输出的该参考电压Vr为该电压命令Vc。值得一提，该死区补偿逻辑单元80更包含一电流极性单元(未图示)，该电流极性单元根据该电流侦测电路50侦测出该变频器20的三相输出电流极性，以决定所产生该补偿电压Vcom的增减方向，而提供正确的电压补偿量。

请参见图4A与图4B分别为该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系曲线图，其中该两条曲线为大致单调递增的函数曲线。如图4A所示，横坐标为该数字侦测电流Im经过该均方根值计算单元802提供均方根值计算所得的该基底电流Ib(单位为安培)，而纵坐标为该第一电流电压转换单元806的电流电压转换关系所得的该基底补偿电压Vb(单位为伏特)。值得一提，该第一电流电压转换单元806的电流电压转换关系，利用测量该变频器20内部开关元件的导通与截止时间，求得该基底电流Ib与该基底补偿电压Vb的转换关系。此外，该第一电流电压转换单元806的电流电压转换关系，亦利用一软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，求得该基底电流Ib与该基底补偿电压Vb的转换关系。值得一提，该第一电流电压转换单元806的电流电压转换关系的离散数据为利用内插法(interpolation method)或预定数值分析的方法拟合为连续的函数，以提供完整的即时取样电流与对应电压的关系。

如图4A所示，举例说明之。当该均方根值计算单元802计算出该基底电流Ib为5安培时，则利用查表方式，可通过该第一电流电压转换单元806的电流电压转换关系直接得到该基底补偿电压Vb为5.06伏特；又或当该基底电流Ib为10安培时，则可直接得到该基底补偿电压Vb为5.75特。但若该均方根值计算单元802计算出该基底电流Ib为7.3安培(没有恰好对应的该基底补偿电压Vb)，则可内插法或预定数值分析的方法拟合，以计算出该基底电流Ib约为5.39伏特。

如图4B所示，横坐标为该数字侦测电流Im经过该除法器804与该基底电流Ib比值计算所得的该标么电流Ipu(单位为标么)，而纵坐标为该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系所得的该标么补偿电压Vpu(单位为标么)。值得一提，该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系，利用测量该变频器20内部开关元件的导通与截止时间求得该标么电流Ipu与该标么补偿电压Vpu的转换关系。此外，该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系，亦利用一软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，求得该标么电流Ipu与该标么补偿电压Vpu的转换关系。值得一提，该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系的离散数据利用内插法(interpolation method)或预定数值分析的方法拟合为连续的函数，以提供完整的即时取样电流与对应电压的关系。

如图4B所示，举例说明之。当该除法器804计算出该标么电流Ipu为0.2标么时，则利用查表方式，可通过该第二电流电压转换单元808的电流电压转换关系直接得到该标么补偿电压Vpu为0.8标么；又或当该标么电流Ipu为0.4标么时，则可直接得到该标么补偿电压Vpu为0.93标么。但若该除法器804计算出该标么电流Ipu为0.35标么(没有恰好对应的该标么补偿电压Vpu)，则可内插法或预定数值分析的方法拟合，以计算出该标么电流Ipu约为0.89标么。

请参见图5，为本发明脉冲宽度调制死区补偿方法的流程图。该变频器用以驱动一以变压变频(V/f)控制的感应马达。并且，该变频器的脉冲宽度调制死区补偿方法的步骤如下所述。

首先，利用测量该变频器内部开关元件的导通与截止时间，建立一第一电流电压转换关系与一第二电流电压转换关系。另外，亦利用一软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，建立该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系。然后，计算该变频器输出的三相电流瞬时值为一三相电流均方根值(S10)。然后，对该第一电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压基准值(S20)。然后，计算该三相电流瞬时值与该三相电流均方根值的比值为一三相电流标么值(S30)。然后，对该第二电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压标么值(S40)。然后，计算该死区补偿电压基准值与该死区补偿电压标么值的乘积为一死区补偿电压值(S50)。最后，将该死区补偿电压值与变压变频控制所产生的一参考电压加总计算，以产生一脉冲宽度调制的电压命令，并通过一栅极驱动电路推动该变频器的内部开关元件的导通与截止，进而控制该马达运转。

值得一提，在步骤(S20)与步骤(S40)中，由于该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系并非连续的函数，因此，当利用该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系为查表的依据时，由于并非所有即时取样的电流都能恰好获得所对应的电压(请配合参见图4A与图4B)，所以，利用内插法(interpolation method)或将预定数值分析的方法将该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系的离散数据拟合为连续的函数，以提供完整的即时取样电流与对应电压的关系。

此外，上述的这些步骤由一数字信号处理器(digital signal processor，DSP)所运算处理。

综上所述，本发明具有以下的优点：

1、利用测测量该变频器内部开关元件的导通与截止时间或利用软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，建立该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系，并利用查表(lookup table)的方式，仅需再配合内插法(interpolation method)或预定数值分析的方法，即可免去复杂的电流电压转换计算，大大地降低运算复杂度，如此，在即时控制的应用上，将提供更快速的输出入即时响应。亦即，只要取得该三相瞬时电流大小与计算后的三相电流均方根值大小，可达成即时调节死区补偿电压补偿量。

2、利用软件查表方式，模拟电压反馈方式的死区补偿法，除了可得到高准确度补偿量的优点外，更可得到几乎无失真的弦波电流，以改善马达运转在低频轻载时的输出电流波形激变现象。

3、利用软件查表方式，在该变频器驱动用以驱动一以变压变频(V/f)控制的感应马达应用上，并且，适用于转速闭回路与转速开回路控制。仅需通过电流反馈就可输出正确电压值，不用额外的电压侦测电路，可达成在不增加硬件成本的情况下获得更准确的电压补偿量。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (18)

1.一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该变频器内部开关元件的导通与截止状态通过一栅极驱动电路推动，用以驱动一以变压变频控制的感应马达，并且，该变频器的三相输出电流大小由一电流侦测电路侦测为一模拟侦测电流；该变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置包含：

一模拟数字转换单元，连接该电流侦测电路，用以接收该模拟侦测电流，并转换该模拟侦测电流为一数字侦测电流；其中，在速度闭回路架构下，该模拟数字转换单元用以接收该感应马达的输出频率，并转换该输出频率为一数字侦测频率；

一电压频率控制单元，连接该模拟数字转换单元，用以接收该数字侦测频率；其中，在速度闭回路架构下，同时也接收一外部频率命令，并且将该数字侦测频率与该频率命令的误差值，根据该电压频率控制单元的电压频率转换关系，输出一对应的参考电压；

一死区补偿逻辑单元，连接该模拟数字转换单元与该电压频率控制单元，用以接收该数字侦测电流与该参考电压，并输出一电压命令；该死区补偿逻辑单元包含：

一均方根值计算单元，接收该数字侦测电流，用以计算该数字侦测电流的均方根值为一基底电流；

一除法器，连接该均方根值计算单元，用以计算该数字侦测电流与该基底电流的比值为一标么电流；

一第一电流电压转换单元，连接该均方根值计算单元，用以接收该基底电流，并根据该第一电流电压转换单元的电流电压转换关系，输出一对应的基底补偿电压；

一第二电流电压转换单元，连接该除法器，用以接收该标么电流，并根据该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系，输出一对应的标么补偿电压；

一乘法器，连接该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元，用以计算该标么补偿电压与该基底补偿电压的乘积为一补偿电压；及

一加法器，连接该乘法器，用以加总计算该补偿电压与该电压频率控制单元输出的该参考电压为该电压命令；及

一脉冲宽度调制产生单元，连接该死区补偿逻辑单元，用以接收并转换该电压命令，并输出一脉冲宽度调制电压命令至该栅极驱动电路。

2.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，在速度开回路控制时，该电压频率控制单元直接接收该外部频率命令，并根据该电压频率控制单元的电压频率转换关系，输出一对应的参考电压。

3.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第一电流电压转换单元的该电流电压转换关系为一单调递增曲线。

4.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第二电流电压转换单元的该电流电压转换关系为一单调递增曲线。

5.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第一电流电压转换单元的电流电压转换关系，利用测量该变频器内部开关元件的导通与截止时间，求得该基底电流对该基底补偿电压的转换关系。

6.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系，利用测测量该变频器内部开关元件的导通与截止时间，求得该标么电流对该标么补偿电压的转换关系。

7.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第一电流电压转换单元的电流电压转换关系，利用一软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，求得该基底电流对该基底补偿电压的转换关系。

8.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系，利用一软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，求得该标么电流对该标么补偿电压的转换关系。

9.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系的离散数据系利用内插法拟合为连续的函数。

10.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该第一电流电压转换单元与该第二电流电压转换单元的电流电压转换关系的离散数据利用一预定数值分析的方法拟合为连续的函数。

11.根据权利要求1所述的变频器的脉冲宽度调制死区补偿装置，其特征在于，该变频器内部开关元件为绝缘栅双极晶体管。

12.一种变频器的脉冲宽度调制死区补偿方法，其特征在于，该变频器用以驱动一以变压变频控制的感应马达；该变频器的脉冲宽度调制死区补偿方法的步骤包含：

(a)计算该变频器输出的三相电流瞬时值为一三相电流均方根值；

(b)对一第一电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压基准值；

(c)计算该三相电流瞬时值与该三相电流均方根值的比值为一三相电流标么值；

(d)对一第二电流电压转换关系利用查表方式，取得一死区补偿电压标么值；及

(e)计算该死区补偿电压基准值与该死区补偿电压标么值的乘积为一死区补偿电压值。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在该步骤(e)之后，更包含：

(f)将该死区补偿电压值与变压变频控制所产生的一参考电压加总计算，以产生一脉冲宽度调制的电压命令。

14.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，该步骤(a)至该步骤(f)由一数字信号处理器运算处理。

15.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在该步骤(a)之前更包含利用测量该变频器内部开关元件的导通与截止时间，建立该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系。

16.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在该步骤(a)之前更包含利用软件进行直流注入，配合理论电压输出和实际电压输出的差值，建立该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系。

17.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在该步骤(a)与该步骤(d)中，利用内插法将该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系的离散数据拟合为连续的函数。

18.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在该步骤(a)与该步骤(d)中，利用一预定数值分析的方法将该第一电流电压转换关系与该第二电流电压转换关系的离散数据拟合为连续的函数。

Images