CN101834519A - 基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于，主要包括以下步骤：(a)启动变频器，当变频器转速达到给定频率，给定频率范围在1Hz到60Hz，采集定子电流中的U、V两相电流值i_u和i_v；(b)根据3S/2R变换公式，计算出电流分量i_d、电流分量i_q及角度β的数值；(c)根据电流分量i_d和电流分量i_q的数值，计算出电流矢量角θ的数值，根据矢量角θ判断电流矢量在圆中所处的扇区；(d)CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向；(e)CPU根据步骤(d)所获得的各相电流正负方向，将补偿后的指令波形发送至变频器的各处理单元，并还回步骤(a)。本发明能减小或消除未补偿的输出电压的高次谐波含量，能有效的防止电机产生脉动转矩或更为严重的某个特定频率下的***振荡。

Description

基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法

技术领域

本发明涉及一种补偿方法，具体是指一种基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法。

背景技术

目前对于通用型的VVVF变频器，电机定子电压的控制大多都以开环方式进行的。控制器根据一定的方法，输出电机定子电压的期望值，经PWM调制环节调制后输出PWM指令，然后通过驱动电路连接到***逆变单元功率开关器件的控制极上，控制逆变单元的输出电压。如果PWM调制环节和逆变单元都能够按照期望的方式工作的话，则定子电压的这种开环控制方式可以得到比较理想的控制效果。然而受到***逆变单元功率器件所固有的开关时间，饱和压降以及控制器中为防止桥臂直通而人为设置的死区的影响，这样使得加在IGBT上的PWM指令和实际计算的PWM指令存在偏差，这种偏差影响了***对电机定子电压的精确控制，并使电机定子电压的谐波含量增加，幅值相位与目标值偏离，给***的正常运行带来不利。

在以上提及的3种影响因素中，尤其以死区影响最为严重。在以前的变频器产品中，由于开关频率较低，死区影响还可以容忍，但随着开关频率的提高，其对电压畸变的影响也大大提高，尤其在低频段更为严重，甚至会造成电流涌动，如果电机长期运行在低频下，将缩短电机的使用寿命。

发明内容

本发明的目的在于克服目前高压大功率变频器在低频率下因死区的影响而导致***电压波形产生畸变的缺陷，提供一种基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法。

本发明的目的通过下述技术方案实现：基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，主要包括以下步骤：

(a)启动变频器，当变频器转速达到给定频率时，采集定子电流中的U、V两相电流值i_u和i_V；其中，该给定频率的范围为1Hz～60Hz。

(b)根据3S/2R变换公式，计算出电流分量i_d、电流分量i_q及角度β的数值；

(c)根据电流分量i_d和电流分量i_q的数值，计算出电流矢量角θ的数值，并根据该电流矢量角θ判断电流矢量在圆周中所处的扇区；

(d)CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向；

(e)CPU根据步骤(d)所获得的各相电流正负方向，将补偿后的指令波形发送至变频器的各处理单元，并返回步骤(a)。其中，步骤(b)中所述的3S/2R变换公式为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{i}_u\\ i_{\mathrm{\β}}=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_u+\sqrt{2}{i}_v\end{array}\right.$ 和 $\left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{\mathrm{\α}}\cos \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\sin \mathrm{\α}\\ i_q=-i_{\mathrm{\α}}\sin \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\cos \mathrm{\α}\end{array}\right.,$

所述角度β的数值计算公式为

其中，i_u为定子电流中U相电流值，i_v为定子电流中V相电流值，i_α为静止坐标系下α轴的电流分量，i_β为静止坐标系下β轴时的电流分量，i_d为旋转坐标系下d轴的电流分量，i_q为为旋转坐标系下q轴的电流分量。

步骤(c)中所述电流矢量角θ的数值为a+β，且步骤(c)和步骤(d)中所述的扇区是指通过坐标原点，分别做垂直于U相电流的直线ab、垂直于V相电流的直线cd、垂直于W相电流的直线ef，从而将全角度360°分成六个扇区；其中，第Ⅰ扇区角度为30°～90°，第Ⅱ扇区角度为90°～150°，第Ⅲ扇区角度为150°～210°，第Ⅳ扇区角度为210°～270°，第Ⅴ扇区角度为270°～330°，第Ⅵ扇区角度为330°～30°。

步骤(d)中所述的CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向是指，U相电流以直线ab为界，若定子电流矢量i_s位于U相电流的正向侧，则相电流i_u为正方向，若定子电流矢量i_s位于U相电流的反向侧，则相电流i_u为负方向。V相电流以直线cd为界，若定子电流矢量i_s位于V相电流的正向侧，则相电流i_v为正方向，若定子电流矢量i_s位于V相电流的反向侧，则相电流i_v为负方向。W相电流以直线ef为界，若定子电流矢量i_s位于W相电流的正向侧，则相电流i_w为正方向，若定子电流矢量i_s位于W相电流的反向侧，则相电流i_w为负方向。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

(1)本发明采用借助检测定子各相电流的极性进而分析死区对目标波形造成的正(负)影响，并根据这个结果在CPU的波形计算程序中加入补偿指令以抵消死区的正(负)影响，从而减小或消除未补偿的输出电压的高次谐波含量，能有效的防止电机产生脉动转矩或更为严重的某个特定频率下的***振荡。

(2)本发明打破传统思维，采用旋转坐标系中死区补偿方法，如果采用传统的检测电流过零方式来判断电流正(负)方向，由于电流的检测存在着误差和滞后，使测得的电流信号与真实信号之间存在着误差，这个误差的存在使得电流在过零点附近检测到的电流极性与实际极性有可能不同，因而难以准确地确定出过零点的位置。而一旦电流的极性检测发生错误，就必然产生死区的误补偿，不但没有消除死区对***的影响，反而使这种影响加重。采用旋转坐标系中死区补偿方法，能根据三相电流趋势，从而准确判断三相电流的正负方向。

(3)本发明打破传统思维，采用将电流矢量角分为6个扇区的方法，根据矢量角所处的扇区位置直接判断三相电流的正负方向。

附图说明

图1为本发明变频器单个单元的拓扑结构示意图。

图2为变频器的三相电流在死区期间的波形图。

图3为本发明的六个扇区分布示意图。

图4为本发明的流程示意图。

图5为本发明的PWM指令波形图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

图1为本发明单个单元内部的拓扑结构，其中，信号波u_r和载波u_c一起经调制电路后分别输入到功率开关器件V1、功率开关器件V2、功率开关器件V3及功率开关器件V4的基极。同时，在功率开关器件V1的集电极和发射极之间、功率开关器件V2的集电极与发射极之间、功率开关器件V3的集电极与发射极之间以及功率开关器件V4的集电极与发射极之间分别并联有续流的二极管VD1、二极管VD2、二极管VD3及二极管VD4。

所述功率开关器件V1的发射极与功率开关器件V2的集电极的连接点还依次经电阻R和电感L后与功率开关器件V3的发射极与功率开关器件V4的集电极的连接点相连接，且二极管VD1的N极与功率开关器件V1的集电极相连接后与电容C的正极相连接，二极管VD3的N极与功率开关器件V3的集电极相连接后与电容C的正极相连接；二极管VD2的P极与功率开关器件V2的发射极相连接后与电容C的负极相连接，二极管VD4的P极与功率开关器件V4的发射极相连接后也与电容C的负极相连接。

死区效应分析：由于在死区时间内同一桥臂的上、下器件都处于关断状态，因而此时该单元的输出电压处于失控状态，其值决定于该时刻的输出电流方向。假定在目前的单元级联多电平拓扑结构中，u1为连接高一级单元，u2连接低一级单元，则输出电压u0＝u1-u2。

设定图1所示的电流方向为正，则当i＞0和i＜0时，指令PWM的实际输出电压波形图2所示。由图中可知，当i＞0时，死区时间段的输出为低电平，i＜0时，输出为高电平。具体分析如下：

图2中，在t1～t2、t3～t4这两段死区时间内，由于上下桥臂的功率开关器件都处于关断状态，因此该桥臂的输出电压是失控的，能量流向和端子电压完全由负载电流状态决定。在图1中，如果输出电流方向为正(如箭头所示)，则在死区时间t1～t2、t3～t4内，只有续流二极管VD2与VD3可提供电流通道，此时u1＜0，u2＞0，单元输出电压u0为负。输出电压的波形如图2中的H所示，可看出这与指令电压波形相差一个死区宽度减少而造成的ΔV。相反如果电流为负值，其输出电压的波形将如图2中的K所示。这与指令电压波形相差一个死区宽度增大而造成的ΔV。

本发明拟采用一种在旋转坐标系中进行死区补偿的方法，其步骤如图4所示，即主要包括以下步骤：(a)启动变频器，当变频器转速达到给定频率，给定频率范围在1HZ～60HZ，采集定子电流中的U、V两相电流值i_u和i_V。(b)根据3S/2R变换公式，计算出电流分量i_d、电流分量i_q及角度β的数值。(c)根据电流分量i_d和电流分量i_q的数值，计算出电流矢量角θ的数值，根据矢量角θ判断电流矢量在圆中所处的扇区。(d)CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向。同时，CPU还根据各相电流的正负方向得出此时的极性系数U_K、V_K、W_K，其具体内容见表一。(e)CPU根据步骤(d)所获得的各相电流正负方向，将补偿后的如图5所示的指令波形发送至变频器的各处理单元，并还回步骤(a)。其中，CPU根据所获取的各相电流正负方向及极性系数，根据公式W_out＝W_calc+Widthconst*U_K来计算PWM宽度值，并确定相应的补偿指令波形。

如图5所示，其中纵坐标上的PWM指令1为电流为负时补偿PWM指令，PWM指令2为电流为正时补偿PWM指令，PWM指令3为没有补偿时的PUM指令。

从以上的阐述中可知，在被测电流信号上叠加的噪声信号导致了电流极性检测的偏差，因此若能将此噪声很好的消除，则电流极性的检测将是准确的。在变频器***中要消除这种采样噪声，可以采用滤波的方法，但电流信号为一个交变的近似正弦的信号，单纯使用滤波方法将很难达到滤除白噪声的目的，而且滤波后将会造成相位的滞后，进而严重影响到死区时间的补偿效果。我们知道，电机***在稳态工作时，三相定子电流的基波分量在同步旋转坐标系中表现为直流分量。如果对此直流分量进行滤波，将不会引起幅值的变化，也不存在相位的滞后。

把检测到的三相电流I_U、I_V、I_W以电流矢量的形式在空间位置坐标系上表示出来，如图3所示。

假如电流矢量i_S是同步的标准正弦量，则其在同步坐标系DQ轴上的分量i_d、i_q将保持不变，因此将i_d、i_q分别进行滤波后再计算角度β，或者先计算出角度β，再对其进行滤波，就能将高频信号滤除，从而获得接近真实的电流矢量。

通过三二变换与旋转变换(3S/2R)可以将电流矢量Is变换到以同步转速旋转的坐标系DQ上，从而得到DQ轴上的电流分量id、iq，如下式所示。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{i}_u\\ i_{\mathrm{\β}}=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_u+\sqrt{2}{i}_v\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{\mathrm{\α}}\cos \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\sin \mathrm{\α}\\ i_q=-i_{\mathrm{\α}}\sin \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\cos \mathrm{\α}\end{array}\right.$

则角度

因此可得到电流矢量角θ＝α+β。

从以上分析中可以知道，对于角度α的初始取值可以是任意的，只要使其在以后的计算中按同步速度旋转即可，但对其初始值应该做一定的规定，以利于程序的编制。

扇区的划分采用以下方式，即通过坐标原点，分别做垂直于U相电流的直线ab、垂直于V相电流的直线cd、垂直于W相电流的直线ef，从而将全角度360°分成六个扇区。其中，第Ⅰ扇区角度为30°～90°，第Ⅱ扇区角度为90°～150°，第Ⅲ扇区角度为150°～210°，第Ⅳ扇区角度为210°～270°，第Ⅴ扇区角度为270°～330°，第Ⅵ扇区角度为330°～30°。

定子电流正负方向的判定采用以下方式，对于U相电流来说，以直线ab为界，若定子电流矢量i_s位于U相电流的正向侧(即在直线ab的右侧)，则U相电流为正方向；若定子电流矢量i_s位于U相电流的反向侧(即直线ab的左侧)，则U相电流i_u为负方向。V相电流和W相电流与此类似，即V相电流以直线cd为界，若定子电流矢量i_s位于V相电流的正向侧，则V相电流i_v为正方向，若定子电流矢量i_s位于V相电流的反向侧，则V相电流i_v为负方向；W相电流以直线ef为界，若定子电流矢量i_s位于W相电流的正向侧，则W相电流i_w为正方向，若定子电流矢量i_s位于W相电流的反向侧，则W相电流i_w为负方向。

因此只要判断出定子电流矢量i_s在空间坐标系中的矢量角θ，就可以分别判断出各相的电流正负方向，从而确定出具体的死区补偿方向。

当定子电流矢量i_s旋转瞬时位置分别处在六个扇区里，各相电流极性如下表所示：

表一：

扇区	U相	V相	W相	极性系数UK	极性系数VK	极性系数WK
							Ⅰ	U＞0	V＞0	W＜0	1	1	-1
Ⅱ	U＜0	V＞0	W＜0	-1	1	-1
							Ⅲ	U＜0	V＞0	W＞0	-1	1	1
Ⅳ	U＜0	V＜0	W＞0	-1	-1	1
							Ⅴ	U＞0	V＜0	W＞0	1	-1	1
Ⅵ	U＞0	V＜0	W＜0	1	-1	-1

如上所述，便可以很好的实现本发明。

Claims (6)

1.基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于，主要包括以下步骤：

(a)启动变频器，当变频器转速达到给定频率时，采集定子电流中的U、V两相电流值i_u和i_V；

(b)根据3S/2R变换公式，计算出电流分量i_d、电流分量i_q及角度β的数值；

(c)根据电流分量i_d和电流分量i_q的数值，计算出电流矢量角θ的数值，并根据该电流矢量角θ判断电流矢量在圆周中所处的扇区；

(d)CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向；

(e)CPU根据步骤(d)所获得的各相电流正负方向，将补偿后的指令波形发送至变频器的各处理单元，并返回步骤(a)。

2.根据权利要求1所述的基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于：步骤(b)中所述的3S/2R变换公式为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{i}_u\\ i_{\mathrm{\β}}=\frac{\sqrt{2}}{2}{i}_u+\sqrt{2}{i}_v\end{array}\right.$ 和 $\left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{\mathrm{\α}}\cos \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\sin \mathrm{\α}\\ i_q=-i_{\mathrm{\α}}\sin \mathrm{\α}+i_{\mathrm{\β}}\cos \mathrm{\α}\end{array}\right.,$

所述角度β的数值计算公式为 $\mathrm{\β}=\arctan \frac{i_q}{i_d},$

其中，i_u为定子电流中U相电流值，i_v为定子电流中V相电流值，i_α为静止坐标系下α轴的电流分量，i_β为静止坐标系下β轴时的电流分量，i_d为旋转坐标系下d轴的电流分量，i_q为旋转坐标系下q轴的电流分量。

3.根据权利要求2所述的基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于：步骤(c)中所述电流矢量角θ的数值为α+β。

4.根据权利要求1～3任一项所述的基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于：步骤(c)和步骤(d)中所述的扇区是指通过坐标原点，分别做垂直于U相电流的直线ab、垂直于V相电流的直线cd、垂直于W相电流的直线ef，从而将全角度360°分成六个扇区；其中，第Ⅰ扇区角度为30°～90°，第Ⅱ扇区角度为90°～150°，第Ⅲ扇区角度为150°～210°，第Ⅳ扇区角度为210°～270°，第V扇区角度为270°～330°，第Ⅵ扇区角度为330°～30°。

5.根据权利要求4所述的基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于：步骤(d)中所述的CPU根据定子电流矢量i_s所在扇区，判断各相电流的正负方向是指，U相电流以直线ab为界，若定子电流矢量i_s位于U相电流的正向侧，则相电流i_u为正方向，若定子电流矢量i_s位于U相电流的反向侧，则相电流i_u为负方向；

V相电流以直线cd为界，若定子电流矢量i_s位于V相电流的正向侧，则相电流i_v为正方向，若定子电流矢量i_s位于V相电流的反向侧，则相电流i_v为负方向；

W相电流以直线ef为界，若定子电流矢量i_s位于W相电流的正向侧，则相电流i_w为正方向，若定子电流矢量i_s位于W相电流的反向侧，则相电流i_w为负方向。

6.根据权利要求1所述的基于高压大功率变频器的低频下死区补偿方法，其特征在于：步骤(a)中所述的给定频率的范围为1Hz～60Hz。

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