CN101321040B - 用于多输入多输出正交频分复用***的发射机和数据发送方法及接收机和数据接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于MIMO OFDM***的发射机，包括：串/并变换(S/P)装置(202)，用于将串行发送数据变换为并行发送数据；数据编码装置(204)，用于对并行发送数据进行编码处理；数据变换装置(206)，用于对经过编码处理的并行发送数据进行逆傅立叶变换，并对经过编码处理、逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀；以及数据发射装置(208)，用于将经过编码处理、逆傅立叶变换、并添加了循环编码的发送数据发射出去。

Description

用于多输入多输出正交频分复用***的发射机和数据发送方法及接收机和数据接收方法

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地涉及一种用于多输入多输出正交频分复用***的发射机和数据发送方法、及接收机和数据接收方法。 

背景技术

多输入多输出(Multiple-Input Multiple-output，简称MIMO)***既可以提供分集增益又可以提供复用增益，多数现存的MIMO技术最初的设计目的在于获得最大的分集增益或复用增益。例如，空时编码(space-time code，简称STC，包括空时分组码(Space-TimeBlock Code，简称STBC)或空频分组码(Space-Frequency BlockCode，简称SFBC)和空时格形码(Space-Time Trellis Code，简称STTC))的设计是为了获得最大的分集增益；而分层空时码(BellLabs layered Space-Time，简称BLAST)和垂直分层空时码(VerticallBell Labs Layered Space-Time，简称V-BLAST)的设计是为了获得最大的复用增益。 

分组的分层空时结构(Group layered space time block codingarchitecture，简称GLSTBC)结合了空时编码和分层空时处理，可以在复用增益和分集增益之间进行一个很好的折中。在GLSTBC中，发射天线分为不同的组，组与组之间采用分层结构(可以获得部分复用增益)，而在每组发射天线中则采用空时编码(可以获得部 分的分集增益)。相对于空时编码而言，GLSTBC可以获得部分复用增益，同时相对于单纯的分层空时结构而言，GLSTBC又可以获得部分的分集增益。 

对于***间干扰(Inter Symbol Interference，简称ISI)的频率选择性衰落信道，GLSTBC可以和正交频分复用(Frequency DivisionMultiplexing，简称OFDM)结合。OFDM是一种能够非常有效地消除ISI的方法。在OFDM***中，发射端将逆傅立叶变换(IFFT)和加循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)处理相结合，在接收端经过去循环前缀和傅立叶变换(FFT)后，将一个频率选择性衰落信道转化为一组并行的平坦衰落的子信道。这使得接收端的均衡变得非常简单，同时也使得平坦衰落信道下的空时编码技术可以应用于频率选择性衰落信道。 

一个传统的OFDM***框图如图1所示，包括串/并转换单元、IFFT单元、和并/串转换单元。这里以一个有N个子载波的OFDM***为例。将信息序列S分成n个长度为N的数据块，其中，第n个数据块为S(n):＝[S(nN)，S(nN+1)，…，S(nN+N-1)]^T；然后进行OFDM调制，N×1维的矢量S(n)左乘IFFT矩阵F^H，构成一个OFDM数据块。频率选择性衰落信道用一个L阶的FIR滤波器表示为h:＝[h(0)，…，h(L)]^T，其中，h(l)表示第1个抽头系数。为了消除由于信道时延扩散引起的块间干扰(Inter Block Interference，简称IBI)和符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称ISI)，在每个OFDM数据块前加入长度为L_CP≥L的循环前缀CP，并且在相应的接收数据块中将其去掉。这样可以使FIR信道矢量h由一个N×N的循环矩阵H表示，其中，H的第p行、第q列的元素为[H]_p，q＝h((p-q)mod P)。循环矩阵有一个特殊的性质：将循环矩阵右乘F^H，左乘F后，可以化为一个对角矩阵，如下式所示：

D:＝diag(H(0)，…，H(N-1))＝FHF^H      (1) 

其中，  $H\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/N),0\≤k\≤N-1$ 对应于信道在第k个子载波上的频率响应。令y(n):＝[y(nN)，…，y(nN+N-1)]^T表示在接收端经过FFT后的N×1维接收数据块，  $\widetilde{\mathrm{\η}}\left(n\right):={[\widetilde{\mathrm{\η}}\left(\mathrm{nN}\right),\·\·\·,\widetilde{\mathrm{\η}}(\mathrm{nN}+N-1)]}^T$ 表示N×1维的加性高斯白噪声矢量，其相关矩阵为  $R_{\widetilde{\mathrm{\η}}}=N_0{I}_N,$ 其中，N₀为噪声的功率谱密度。OFDM解调后的信号可以表示为： 

y(n)＝DS(n)+η(n)      (2) 

其中，  $\mathrm{\η}\left(n\right):={[\mathrm{\η}\left(\mathrm{nN}\right),\·\·\·,\mathrm{\η}(\mathrm{nN}+N-1)]}^T=F\widetilde{\mathrm{\η}}\left(n\right),$ 由于FFT矩阵为酉矩阵，所以η(n)仍然为白噪声。 

在空时处理中多采用STBC编码，在频域中处理时多采用SFBC编码，二者的数学原理相同。一般情况下，采用空频编码SFBC。但是，SFBC一个显著的特点是各天线发射的信号之间正交，即信号发送矩阵满足：GG^T＝||s₁|²+|s₂|²+...+|s_n|²|I，其中，I为单位阵，S₁，S₂，...S_n为发送矩阵G中采用的信号点。当SFBC满足正交性要求时，不仅保证能够达到最大分集增益，而且还可以降低译码复杂度。但正交关系的引入也带来了如下问题： 

其一，SFBC的编码增益仅与所采用的信号星座图的结构有关，目前还没有很好的编码增益优化方法。 

其二，若采用有2b个信号点的星座图，SFBC频带利用率只有当发射端有两根天线时才可达到b^bit/(s·Hz)，当天线数增加时，其频带利用率最多只有最大值的3/4。可以说，SFBC以编码增益和部分频带利用率为代价换取了最大分集增益和低编译码复杂度。

其三，这种加入循环前缀的OFDM将一个频率选择性衰落信道转化为N个并行的平衰落的子信道，但是难以有效的抑制组间干扰和多用户干扰。 

发明内容

鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明公开了一种用于多输入多输出正交频分复用***的发射机和数据发送方法、及接收机和数据接收方法。 

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的发射机，包括：串/并变换装置，用于将串行发送数据变换为并行发送数据；数据编码装置，用于对并行发送数据进行编码处理；数据变换装置，用于对经过编码处理的并行发送数据进行逆傅立叶变换，并对经过编码处理、逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀；以及数据发射装置，用于将经过编码处理、逆傅立叶变换、并添加了循环编码的发送数据发射出去。 

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的数据发送方法，包括以下步骤：S302，将串行发送数据变换为并行发送数据；S304，对并行发送数据进行编码处理；S306，对经过编码处理的并行发送数据进行进一步的串/并变换；S308，对经过进一步串/并变换的并行发送数据进行子载波分配；S310，对经过编码处理、进一步串/并变换的并行发送数据进行逆傅立叶变换；S312，对经过编码处理、进一步串/并变换、以及逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀；以及S314，对经过编码处理、进一步串/并变换、逆傅立叶变换、以及添加了循环前缀的并行发送数据进行并/串变换；以及S316，发送最后得到的串行数据。 

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的接收机，包括：接收装置，用于接收来自用于多输入多输出正交频分复用系 统的发射机的串行接收数据；前缀去除装置，用于去除串行接收数据的循环前缀；数据反变换装置，用于对去除了循环前缀的串行接收数据进行傅立叶变换；数据解码装置，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行解码处理；以及数据合并装置，用于合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换和解码处理的串行接收数据。 

根据本发明的用于多输入多输出正交频分复用***的数据接收方法，包括以下步骤：S502，接收来自用于多输入多输出正交频分复用***的发射机的串行接收数据；S504，去除串行接收数据的循环前缀；S506，对去除了循环前缀的串行接收数据进行傅立叶变换；S508，对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行解码处理；以及S510，合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换和解码处理的串行接收数据。 

根据本发明的用于MIMO OFDM***的收发信机，仅对结构进行了调整，不需要额外开销，结构简洁。根据本发明的发射机基于三级用户码的设计，实现了对组间干扰(或者称为层间干扰)和码间干扰的抑制、获得了空间分集增益、并获得了频率分集增益。在根据本发明的接收端只需要一根接收天线就可以消除组间干扰。此外，本发明还可以同时获得2阶空间分集增益、2阶复用增益、和满频率分集增益，而且编码和译码的过程都是基于线性处理的，计算简单。 

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中： 

图1是示出传统的OFDM***的框图；

图2是示出根据本发明实施例的用于MIMO OFDM***的发射机的框图； 

图3是示出图2所示的发射机进行数据发送的过程的流程图； 

图4是示出根据本发明实施例的用于MIMO OFDM***的接收机的框图； 

图5是示出图4所示的接收机进行数据接收的过程的流程图；以及 

图6是示出根据本发明实施例的用于MIMO OFDM***的发射机和接收机的性能的仿真效果图。 

具体实施方式

本发明通过在不增加收发信机复杂度的情况下，调整收发信机的结构，来得到一种高效的、适用于采用SFBC编码的用于MIMOOFDM***的收发信机及相应的传输方法。在本发明中，级联使用了线性预编码和GLSFBC，对经过空频分组编码的数据中的每一路分别进行了OFDM调制，且为不同的组选择了不同的子载波。 

下面参考附图，详细说明本发明的具体实施方式。 

参考图2，说明根据本发明实施例的用于MIMO OFDM***的发射机的结构。如图2所示，该发射机包括：串/并变换(S/P)装置202，用于将串行发送数据(即，S)变换为并行发送数据(即，S1和S2)；数据编码装置204，用于对并行发送数据进行编码处理；数据变换装置206，用于对经过编码处理的并行发送数据进行逆傅立叶变换，并对经过编码处理、逆傅立叶变换的并行发送数据添加 循环前缀；以及数据发射装置208，用于将经过编码处理、逆傅立叶变换、并添加了循环编码的发送数据发射出去。 

其中，数据编码装置204包括：线性预编码(LCP)单元2042，用于对并行发送数据进行线性预编码处理；空时编码(SFBC/STBC)单元2044，用于对经过线性预编码处理的并行发送数据(即，S₁和S₂)进行空时编码处理。其中，空时编码单元可以是空时分组编码单元或空频分组编码单元。 

其中，数据变换装置206包括：逆傅立叶变换(IFFT)单元2062，用于对经过编码处理的并行发送数据进行逆傅立叶变换；添加前缀(CP)单元2064，用于对经过编码处理、逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀。数据变换装置206还可以包括：串/并变换(S/P)单元2066，位于逆傅立叶变换单元之前，用于对经过编码处理的并行发送数据进行进一步的串/并变换；子载波分配单元2068，位于串/并变换单元和逆傅立叶变换单元之间，用于对经过编码处理、进一步串/并变换的并行发送数据进行子载波分配；并/串变换(P/S)单元2070，位于添加前缀单元之后，用于对经过编码处理、进一步串/并变换、逆傅立叶变换、并添加了循环编码的并行发送数据进行并/串变换。 

其中，子载波分配单元通过两组子载波选择矩阵来对经过数据编码处理、进一步串/并变换的并行发送数据进行子载波分配，其中，两组子载波矩阵满足以下等式：

 

  

其中，I_k为单位矩阵。 

参考图3，说明图2所示的发射机进行数据发送的过程。如图3所示，该数据发送过程包括以下步骤： 

S302，将4个发射天线分为两组，每组有2个发射天线，发射天线和接收天线间的信道为频率选择性衰落信道，阶数为L。对发 送数据进行串/并变换S/P(Serial-to-Parallel)，得到四个并行发送的长度为N的连续的数据块S₁、S₂、S₃和S₄。其中： 

S₁＝[S(nN)S(nN+1)…S(nN+N-1)]            (1) 

S₂＝[S((n+1)N)S((n+1)N+1)…S((n+1)N+N-1)](2) 

S₃＝[S((n+2)N)S((n+2)N+1)…S((n+2)N+N-1)](3) 

S₄＝[S((n+3)N)S((n+3)N+1)…S((n+3)N+N-1)](4) 

S304，对并行发送数据S₁、S₂、S₃和S₄进行LCP编码处理，其中，设LCP的矩阵为Θ，发射信号可以表示如下： 

S₁＝ΘS₁＝[S(nN)S(nN+1)…S(nN+N-1)]            (5) 

S₂＝ΘS₂＝[S((n+1)N)S((n+1)N+1)…S((n+1)N+N-1)](6) 

S₃＝ΘS₃＝[S((n+2)N)S((n+2)N+1)…S((n+2)N+N-1)](7) 

S₄＝ΘS₄＝[S((n+3)N)S((n+3)+1)…S((n+3)N+N-1)] (8) 

接着对S₁和S₂、S₃和S₄分别进行SFBC空频分组编码处理。 

S306，对经过编码处理的并行发送数据进行进一步的串/并变换，其中，进行SFBC和OFDM(也就是进行串/并变换等)调制后， S₁和S₂、S₃和S₄的等价传输矩阵可以表示为： 

$\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{S}}_1& {\stackrel{\‾}{S}}_2\\ -{\stackrel{\‾}{S}}_2^{*}& {\stackrel{\‾}{S}}_1^{*}\end{array}\right]---\left(9\right)$

$\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{S}}_3& {\stackrel{\‾}{S}}_4\\ -{\stackrel{\‾}{S}}_4^{*}& {\stackrel{\‾}{S}}_3^{*}\end{array}\right]---\left(10\right)$

其中，F为FFT矩阵，由下式给出 

${\left[F\right]}_{a,b}=\frac{1}{\sqrt{K}}\exp (-j2\mathrm{\πab}/K),a=\mathrm{0,1}\·\·\·K-1,b=\mathrm{0,1},\·\·\·K-1,K=2N---\left(11\right)$

S308，对经过进一步串/并变换的并行发送数据进行子载波分配。 

S310，对经过编码处理、进一步串/并变换的并行发送数据进行逆傅立叶变换(IFFT)。 

S312，对经过编码处理、进一步串/并变换、以及逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀(CP)。 

其中，为了抑制组间干扰，利用OFDMA的思想，不同的组S1和S2选择不同的子载波，将不同组的并行数据映射到不同子载波，本实施例利用子载波选择矩阵来实现。假设两组的子载波选择矩阵分别为

则IFFT矩阵为F^H。加CP的操作由矩阵  $T_{\mathrm{cp}}={\left[{\left(I_{L_{\mathrm{cp}}\×2n}\right)}^T{I}_{2N}^T\right]}^T$ 表示，其中，L_CP为CP的长度，

由I_2N的后L_CP行构成。

和

分别为第一组和第二组的子载波选择矩阵，

由I_2N的前N列构成；

由I_2N的后N列构成，和

互相正交，满足 

I_N为单位矩阵。 

我们按照选择矩阵

的形式进行子载波分配。具体做法是用两组子载波选择矩阵分别右乘对应组的并行数据，即用

右乘第一路的并行数据，也就是S1经过SFBC编码及串/并转换后得到的 并行数据；用右乘第二路的并行数据，也就是S2经过SFBC编码及串/并转换后得到的并行数据；对右乘之后的数据进行IFFT变换。 

S314，对经过编码处理、进一步串/并变换、逆傅立叶变换、以及添加了循环前缀的并行发送数据进行并/串变换。 

S316，发送最后得到的串行数据。 

参考图4，说明根据本发明实施例的用于MIMO OFDM***的接收机。如图4所示，该接收机包括：接收装置402，用于接收来自用于多输入多输出正交频分复用***的发射机的串行接收数据；前缀去除(-CP)装置404，用于去除串行接收数据的循环前缀；数据反变换装置406，用于对去除了循环前缀的串行接收数据进行傅立叶变换；数据解码装置408，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行解码处理；以及数据合并装置410，用于合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换和解码处理的串行接收数据。 

其中，数据解码装置408包括：空时编码译码单元4082，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行空时编码译码处理；预编码译码单元4084，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换和空时编码译码处理的串行接收数据进行预编码译码处理。 

其中，数据反变换装置406包括：串/并变换单元4062，用于将去除了循环前缀的串行接收数据变换为并行接收数据；傅立叶变换单元4064，用于对去除了循环前缀、经过串/并变换的并行接收数据进行傅立叶变换；以及并/串变换单元4066，用于对去除了前缀、经过串/并变换和傅立叶变换的并行接收数据进行并/串变换。

参考图5，说明图4所示的接收机进行数据接收的过程。如图5所示，该数据接收过程包括以下步骤： 

S502，接收来自用于多输入多输出正交频分复用***的发射机的串行接收数据。 

S504，去除串行接收数据的循环前缀(CP)。其中，t和t+T时刻的接收信号分别为 

其中，r^g和N^gg＝t，t+T分别表示g时刻的接收信号和加性高斯白噪声，

g＝t，t+T为一个上三角Toeplitz矩阵，表示等价的信道矩阵，其第一列为  ${\left[\begin{array}{ccccc}{h}_i^g\left(0\right)& \·\·\·& h_i^g\left(L\right)& \·\·\·& 0\end{array}\right]}^T.$

S506，将去掉CP后的数据变换为并行数据，然后进行FFT，并利用子载波间的正交性进行组间干扰抑制，不失一般性，对于第一组在t和t+T时刻，OFDM解调后的信号可以分别表示为：

其中，上式第三个等号利用了式(12)和(13)。  $R_{\mathrm{CP}}:=\left[\begin{array}{cc}{0}_{N\×L_{\mathrm{CP}}}& I_N\end{array}\right]$ 表示去CP的矩阵。

g＝t，t+T。  $H_i^g=R_{\mathrm{cp}}{\stackrel{\‾}{H}}_i^g{T}_{\mathrm{cp}}.$ 将上式写成矩阵的形式，可以得到： 

$R^t=D_1^t{\stackrel{\‾}{S}}_1+D_2^t{\stackrel{\‾}{S}}_2+{\mathrm{\η}}^t$

$R^{t+T}=-D_1^{t+T}{\stackrel{\‾}{S}}_2^{*}+D_2^{t+T}{\stackrel{\‾}{S}}_1^{*}{\mathrm{\η}}^{t+T}$

在进行了FFT变换和组间干扰抑制之后，将并行数据重新变换为串行数据。 

S508，对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行解码处理。以及 

S510，合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换和解码处理的串行接收数据。 

对并行数据进行组间干扰抑制，假定信道在两个连续的符号周期内保持不变，即：  $h_1^t=h_1^{t+T},$    $h_2^t=h_2^{t+T},$ 假定接收端完全已知信道(或者在接收端可以准确地估计出信道)，不失一般性，以第一个和第二个比特为例。将(16)式和(17)式的第一行分别重新给出 

$\left\{\begin{array}{c}{R}^t\left(\mathrm{nN}\right)=H_1^t\left(0\right)\stackrel{\‾}{S}\left(\mathrm{nN}\right)+H_2^t\left(0\right)\stackrel{\‾}{S}\left((n+1)N\right)+{\mathrm{\η}}^t\left(\mathrm{nN}\right)\\ R^{t+T}\left(\mathrm{nN}\right)=-H_1^t\left(0\right){\stackrel{\‾}{S}}^{*}\left((n+1)N\right)+H_2^t\left(0\right){\stackrel{\‾}{S}}^{*}\left(\mathrm{nN}\right)+{\mathrm{\η}}^{t+T}\left(\mathrm{nN}\right)\end{array}\right.---\left(18\right)$

从(18)式得到第一个和第二个比特在t和t+T时刻的判决量为： 

$\stackrel{\widehat{\‾}}{S}\left(\mathrm{nN}\right)=({\left|H_1^t\left(0\right)\right|}^2+{\left|H_2^t\left(0\right)\right|}^2)\stackrel{\‾}{S}\left(\mathrm{nN}\right)+{\left[H_1^t\left(0\right)\right]}^{*}{\mathrm{\η}}^t\left(\mathrm{nN}\right)+H_2^t\left(0\right){\left[{\mathrm{\η}}^{t+T}\left(\mathrm{nN}\right)\right]}^{*}$

                                     (19) 

$\stackrel{\widehat{\‾}}{S}\left((n+1)N\right)=({\left|H_1^t\left(0\right)\right|}^2+{\left|H_2^t\left(0\right)\right|}^2)\stackrel{\‾}{S}\left((n+1)N\right)+{\left[H_2^t\left(0\right)\right]}^{*}{\mathrm{\η}}^t\left(\mathrm{nN}\right)-H_1^t\left(0\right){\left[{\mathrm{\η}}^{t+T}\left(\mathrm{nN}\right)\right]}^{*}$

可以得到余下符号的判决量，至此，可以得到S₁和S₂的估计量

和

然后可以求出S₁和S₂的估计量  ${\hat{S}}_1={\mathrm{\Θ}}^H{\widehat{\stackrel{\‾}{S}}}_1$ 和  ${\hat{S}}_2={\mathrm{\Θ}}^H{\widehat{\stackrel{\‾}{S}}}_2,$ 最后利用最大似然判决就可以恢复出原始信号S₁和S₂。 

为了便于解释问题，我们定义S₁和S₂为一组，称为A组，S₃和S₄为一组，称为B组，当恢复A组数据时，B组就是干扰，也就是说没有分集增益，只是为了从复用增益的角度出发，进一步提高速率， 但是组内是有分集增益的，所以本实施例既有分集增益也有复用增益。既然B组对A组是种干扰，就要消除，方法就是利用子载波选择矩阵的性质，即公式(12)

把公式(15)展开得到要恢复的S₁和S₂分量，这样R′里没有S₃和S₄分量，很好地抑制了组间干扰，恢复B组和上述恢复A组的过程一样。另外当A、B两组空分复用给两个用户，抑制组间干扰的同时也就抑制了多用户干扰。同理，恢复出第二组的原始信号S₃和S₄的情况可以类推，不再赘述。 

图6是示出根据本发明实施例的发射机/接收机的性能的仿真效果图。其中，仿真条件如下：信道为频率选择性慢衰落信道，发射天线和接收天线之间的信道用FIR滤波器来仿真，FIR滤波器的阶数v＝4，抽头系数在两个符号周期内保持不变。每个发射天线上的每个数据块的长度为128，IFFT和FFT变换的点数为256，循环前缀的长度为5，噪声为均值为0，方差为  ${\mathrm{\σ}}_w^2=1$ 的复高斯随机变量。信噪比SNR定义为  $\mathrm{SNR}={\mathrm{\ϵ}}^2/{\mathrm{\σ}}_w^2,$ 其中ε²表示信号的能量。图中给出了不同调制方式下根据本发明实施例的方法与未利用LCP时的性能比较，可以看出：根据本发明实施例的方法明显优于未利用LCP时的性能。 

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (8)

1.一种用于多输入多输出正交频分复用***的发射机，其特征在于，包括：

串/并变换装置，用于将串行发送数据变换为并行发送数据；

数据编码装置，用于对所述并行发送数据进行编码处理；

数据变换装置，用于对经过编码处理的并行发送数据通过两组子载波选择矩阵进行子载波分配，将子载波分配后的所述并行发送数据进行逆傅立叶变换，并对经过逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀，其中，所述两组子载波矩阵分别为

它们满足以下等式：

其中I_k为单位矩阵；

数据发射装置，用于将添加了循环前缀的并行发送数据发

射出去；

其中，所述数据编码装置包括：

线性预编码单元，用于对所述并行发送数据进行线性预编码处理；

空时编码单元，用于对经过线性预编码处理的并行发送数据进行空时编码处理。

2.根据权利要求1所述的发射机，其特征在于，所述空时编码单元是空时分组编码单元或空频分组编码单元。

3.根据权利要求2所述的发射机，其特征在于，所述数据变换装置包括：

逆傅立叶变换单元，用于对经过子载波分配后的并行发送数据进行逆傅立叶变换；

添加前缀单元，用于对经过逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀。

4.根据权利要求3所述的发射机，其特征在于，所述数据变换装置进一步包括：

串/并变换单元，位于所述逆傅立叶变换单元之前，用于对经过编码处理的并行发送数据进行进一步的串/并变换；

子载波分配单元，位于所述串/并变换单元和所述逆傅立叶变换单元之间，用于对经过进一步串/并变换的并行发送数据进行子载波分配；

并/串变换单元，位于所述添加前缀单元之后，用于对添加了循环编码的并行发送数据进行并/串变换。

5.一种用于多输入多输出正交频分复用***的数据发送方法，其特征在于，包括以下步骤：

S302，将串行发送数据变换为并行发送数据；

S304，对所述并行发送数据进行线性预编码处理和空时编码处理；

S306，对经过编码处理的并行发送数据进行进一步的串/并变换；

S308，对经过进一步串/并变换的并行发送数据通过两组子载波矩阵进行子载波分配，其中，所述两组子载波矩阵满足以下等式：

其中IN为单位矩阵；

S310，对经过子载波分配的并行发送数据进行逆傅立叶变换；

S312，对经过逆傅立叶变换的并行发送数据添加循环前缀；以及

S314，对添加了循环前缀的并行发送数据进行并/串变换；以及

S316，发送最后得到的串行数据。

6.一种用于多输入多输出正交频分复用***的接收机，其特征在于，包括：

接收装置，用于接收来自用于多输入多输出正交频分复用***的发射机的串行接收数据，其中，所采用的接收天线为一根；

前缀去除装置，用于去除所述串行接收数据的循环前缀；

数据反变换装置，用于对去除了循环前缀的串行接收数据进行傅立叶变换；

数据解码装置，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接收数据进行解码处理；

数据合并装置，用于合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换和解码处理的串行接收数据；

其中，所述数据解码装置包括：

空时编码译码单元，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换的串行接数据进行空时编码译码处理；

预编码译码单元，用于对去除了循环前缀、经过傅立叶变换和空时编码译码处理的串行接收数据进行预编码译码处理。

7.根据权利要求6所述的接收机，其特征在于，所述数据反变换装置包括：

串/并变换单元，用于将去除了循环前缀的串行接收数据变换为并行接收数据；

傅立叶变换单元，用于对去除了循环前缀、经过串/并变换的并行接收数据进行傅立叶变换；以及

并/串变换单元，用于对去除了循环前缀、经过串/并变换和傅立叶变换的并行接收数据进行并/串变换。

8.一种用于多输入多输出正交频分复用***的数据接收方法，其特征在于，包括以下步骤：

S502，接收来自用于多输入多输出正交频分复用***的发射机的串行接收数据，其中，所采用的接收天线为一根；

S504，去除所述串行接收数据的循环前缀；

S506，对去除了循环前缀的串行接收数据进行傅立叶变换，并利用子载波间的正交性进行组间干扰抑制；

S508，对去除了循环前缀、经过傅立叶变换和组间干扰抑制的串行接收数据进行空时编码译码和预编码译码处理；以及

S510，合并去除了循环前缀、经过傅立叶变换、组间干扰抑制、和解码处理的串行接收数据。

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