CN101222459B - 频域均衡***的导频***和信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，其具体实现原理为：在占用同一时频资源块的多根天线的导频间采用码分复用或频分复用的方式，而每根天线在数据和导频之间采用频分复用的方式。由此确保了在实现高精度信道估计的同时可以降低导频开销，而且步骤简单、易于实现。

Description

频域均衡***的导频***和信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，尤其涉及一种存在多根天线占有同一时频资源块时频域均衡***的导频***和信道估计方法。

背景技术

下一代通信***对传输速率提出了很高的要求，下行链路准静态环境下峰值速率为几百Mbits/s甚至1Gbits/s，上行链路也应达100Mbits/s以上，这就要求实现高频谱效率的宽带传输。在单天线收发***中，通常依靠提高调制阶数来提高频谱效率，但高阶调制抗噪声和干扰性能较差并且检测技术变得复杂，在实际运用中最高支持到8bits/s/Hz的256QAM已经是极限。而利用多根天线发送和多根天线接收的多输入多输出技术由于充分利用了空间资源，成为达到高频谱效率的有效手段。

另外对于宽带传输，信道为频率选择性衰落信道，由于信道多径时延而引起的符号间串扰会严重影响***性能。正交频分复用(OFDM)将全部带宽分割成多个窄带载波，使得每个载波经历的信道都表现为平衰落，具有较强的抗多径干扰能力，被广泛用于数字广播、无线局域网、移动通信等宽带传输***中。由于OFDM的峰值功率和平均功率的比值(PAPR)较大，对模拟前端功率放大器的线性性能要求较高，为减小移动端的成本和体积，在移动通信的上行链路中更适合采用频域均衡接收的单载波频分复用(SC-FDMA)。国际标准化组织3GPP提出的对现有第三代移动通信***的长期演进方案(LTE，Long Term Evolution)就是下行采用OFDM上行采用SC-FDMA的典型***。

在OFDM和SC-FDMA等***，通常接收端采用频域均衡来对抗多径失真，而频域均衡所需的信道参数通常是利用导频进行信道估计而得到的。导频是在发送端附加的一些已知的信息信号。

现有的SC-FDMA中***导频的方法，通常采用的是时分复用的方式，即传一段数据再传一段导频，并且在数据和导频前分别加上保护间隔，避免多径导致两者发生串扰。例如，一个典型的例子就是LTE，现阶段确定其上行子帧结构如图1所示，子帧长度0.5ms，其中包括6个长块(LB)传输数据，2个短块(SB)传输导频，所有的长块和短块前都用循环前缀(CP)来避免数据块之间由于信道多径带来的串扰。

进行准确信道估计所必需的导频块长度由信道的时延长度决定，导频块之间的间隔由信道时变快慢来决定，不同的信道条件所需要的导频开销差别很大。如果根据信道状况调整导频开销，就会改变子帧的结构，因此只能照开销最大的情况设置，导致在很多情况下资源浪费较严重。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，能够实现在各种信道条件下用尽量小的导频开销实现精确的信道估计。

为解决上述技术问题，本发明提供一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，该方法在占用同一时频资源块的多根天线间的导频采用码分复用的方式，而每根天线在数据和导频之间采用频分复用的方式，具体步骤如下：

发送端：

(1)确定导频比例，导频长度N_P应满足公式：N_P＝N/K≥TL；其中，T为占用同一时频资源块的天线数量；N是确定要***导频的数据块长度；L是信道最大时延长度；K为整数，表示每隔K个频点***1个导频；为了正确进行信道估计，要求不同天线导频间的零互相关窗长度至少为L；

(2)将编码调制后的数据与导频进行复接，对于每根天线，在确定要插导频的数据块中，频域上每隔K个频点***导频，其他频点放置数据；

(3)给每个数据块加上循环前缀；

接收端：

(1)去掉循环前缀；

(2)对于***了导频的数据块，通过傅立叶变换将所述数据块变换到频域，然后提取所有导频频点的信息进行信道估计。

本发明还提供一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，该方法在占用同一时频资源块的多根天线间的导频采用频分复用的方式，而每根天线在数据和导频之间也采用频分复用的方式，具体步骤如下：

发送端：

(1)确定导频比例，导频长度N_P应满足公式：N_P＝N/K≥L；其中，N是确定要***导频的数据块长度；L是信道最大时延长度；K为整数，表示每隔K个频点***该天线的1个导频；K≥T，T为占用同一时频资源块的天线数量；

(2)将编码调制后的数据与导频进行复接，在确定要插导频的数据块中，在频域将频点根据其编号除K的余数不同而分为K组，每根天线选取一组放置自己的导频，在其他天线放置导频的频点组不能发送任何信息，其余的频点放置数据；

(3)给每个数据块加上循环前缀；

接收端：

(1)去掉循环前缀；

(2)对于***了导频的数据块，通过傅立叶变换将所述数据块变换到频域，然后提取所有导频频点的信息进行信道估计。

本发明由于采用了上述技术方案，具有这样的有益效果，即通过采用频分复用的方法在数据中***导频，而占用同一时频资源块的不同天线(或者不同用户)的导频采用码分复用或频分复用的方式***，由此确保了在实现较高精度的信道估计的同时还可以根据信道的具体状况灵活地调整导频开销，因此从整体上降低了开销，而且该方法操作简单、易于实现。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是现有技术中***导频的示意图；

图2A是根据本发明存在两根天线的实施例中采用码分复用的方式***天线1的导频的示意图；

图2B是根据本发明存在两根天线的实施例中采用码分复用的方式***天线2的导频的示意图；

图3A是根据本发明存在两根天线的实施例中采用频分复用的方式***天线1的导频的示意图；

图3B是根据本发明存在两根天线的实施例中采用频分复用的方式***天线2的导频的示意图。

具体实施方式

本发明提出的用于频率均衡的导频***与信道参数估计方法，通过使占用同一时频资源块的多根天线(或者不同用户)间的导频采用码分复用的方式***导频，而每根天线在数据和导频之间采用频分复用的方式***导频，来实现能够根据信道状况灵活调整导频开销。

本发明所述导频***和信道估计方法在发送端的具体实现步骤如下：

1、按照传统方法将数据编码调制；

2、确定导频的比例：由于当导频长度不小于信道最大时延才能有效估计各径，且由于各个导频块间的间隔应小于相干多普勒周期。因此，根据这样的准则，确定导频长度为N_P，N_P＝N/K≥L，其中N是确定要***导频的数据块长度，L是信道最大时延长度，K是整数，表示在K的整数倍的频点上***导频；确定每M个数据块中有一个***导频，M个数据块的长度应小于相干多普勒周期。

当存在多根天线(不论是否为同一个用户)占用同一时频资源块时，在导频之间采用码分复用方式，这时每根天线导频长度N_P要满足：N_P＝N/K≥TL，其中T为天线数量。而且，为了正确进行信道估计，要求不同天线导频之间的零互相关窗长度至少为L。

3、将数据与导频复接，其复接方式为：对于每根天线，在确定要插导频的数据块中，在频域上每隔K个频点***1个导频，而在其余频点上放置数据。这个过程可以在时域实现也可以在频域实现。如图2A和图2B所示为采用该方法在存在两根天线时的导频***示意图，其中D表示数据，T1表示天线1中***的导频，T2表示天线2中***的导频。

4、给每个数据块加上循环前缀。

而在接收端的具体实现过程如下：

1、去掉循环前缀；

2、对于***了导频的数据块，通过FFT(傅立叶变换)变换到频域，然后提取所有导频频点信息，据此可估计出信道时延信息；在所述导频频点信道估计的基础上，再进行FFT可得到所有频点的信道频域特性；本领域的一般技术人员应当知道，通过时域插值还可以得到所有其他数据块的信道信息。

在一个实施例中，采用Zadoff-Chu序列作为导频，根据本发明***导频的方法如下：

在本实施例中，设确定要***导频的数据块长度为N＝128，存在2天线发送，信道最大时延为L＝12个传输符号长度，由此可以将导频长度定为N_P＝32＝N/4，即选择K＝4，也就是每4个频点***一个导频。

导频序列选用Zadoff-Chu序列，Chu序列P＝[p(0)，p(1)，…，p(N_p-1)]的构成为：

其中，k＝0，1，…，N_p-1，A为N_p的互质数。可以证明该序列在时频域都是恒包络的，这有利于减小***的PAPR。

将该序列循环移位m后的序列记为：

P_m＝[p(N_p-m)，p(N_p-m+1)，…，p(N_p-1)，p(0)，…p(N_p-m-1)]

因此，P与P_m(m＝0，1，…，N_p-1)的相关值为：

$r_m=\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)p^{*}(k+N_p-m)+\underset{k=m}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)p^{*}(k-m)=\left\{\begin{array}{cc}{N}_p& m=0\\ 0& m\≠0\end{array}\right.,---\left(2\right)$

也就是P具有很好的循环自相关特性。可以分别用P和循环移位N_c后的P_Nc作为天线1和天线2的导频，为使两者的零互相关窗长度超过L，即要使N_c＞L，本实施例中可以取N_c＝16。

对于天线1确定要插导频的数据块，用FFT得到P的频域信息FP，放到编号为K整数倍的频点上。再取长度为N-N_P＝96的数据，用FFT得到其频域信息，将其放置到其余频点上，得到：

${\mathrm{FX}}_1\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{FD}}_1(\frac{K-1}{K}(n-n^{\′})+n^{\′}-1)& \mathrm{mod}(n,K)=n^{\′\≠0}\\ {\mathrm{FP}}_1(n/K)=\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}& \mathrm{mod}(n,K)=0\end{array}\right.---\left(3\right)$

从而完成了数据与导频的复接。

将复接好的信号FX₁通过IFFT(反傅立叶变换)变换到时域为X₁，并加循环前缀，即完成发送的基带处理部分。

天线2也作类似处理，只是将P改为P_Nc。

通常数据块长度相对于信道相干多普勒周期而言是很小的，也就是在一个数据块内可以认为信道是不变的，则在忽略噪声影响的情况下，接收信号为：

$y\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1(k-l)h_1\left(l\right)+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_2(k-l)h_2\left(l\right)---\left(4\right)$ 其中h₁(l)和h₂(l)分别表示第1根和第2根发天线到接收天线之间的信道冲击响应在第l采样点的衰落系数。

接收端在去除循环前缀后，通过FFT得到信号的频域信息为：

FY(n)＝FX₁(n)*FH₁(n)+FX₂(n)*FH₂(n)    (5)

其中FH₁(n)和FH₂(n)分别表示第1根和第2根发送天线到接收天线之间的信道在第n频点上的信道响应，即：

${\mathrm{FH}}_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\left(l\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnl}}{N}},i=\mathrm{1,2}---\left(6\right)$

因此在FY(n)，mod(n，K)＝0，中只包含导频信息，没有受到数据干扰，

$\mathrm{FY}\left({\mathrm{Kn}}^{\′}\right)==\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}{n}^{\′}k}{N_p}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_1\left(l\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}{n}^{\′}l}{N_p}}+h_2\left(l\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}{n}^{\′}(l+N_c)}{N_p}}]---\left(7\right)$

要从这些包含导频信息的接收信号中得到信道参数，可以通过IFFT变换到时域后跟导频序列进行循环相关。FY(Kn′)的时域信息为：

$Z\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_1\left(l\right)p(k-l)+h_2\left(l\right)p(k-l-N_c)]---\left(8\right)$

因此，Z与P的循环移位序列P_m(m＝0，1，…，L-1)的相关值为：

$R_1\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_1\left(l\right)r_{m-1}=h_1\left(m\right)---\left(9\right)$

Z与P_Nc的循环移位序列P_Nc+m(m＝0，1，…，L-1)的相关值为：

$R_2\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_2\left(l\right)r_{m-1}=h_2\left(m\right)---\left(10\right)$

也就是说通过时域循环相关得到了信道估计。

由于导频序列之间是循环移位关系，时域循环相关也等价为在频域将导频频点信息与序列P的频域信息共轭相乘，

$\mathrm{FR}\left(n\right)=\mathrm{FY}\left(\mathrm{Kn}\right)*{\mathrm{FP}}^{*}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_1\left(l\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnl}}{N_p}}+h_2\left(l\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πn}(l+N_c)}{N_p}}]---\left(11\right)$

用IFFT得到其时域形式为：

将R(k)中不同天线的信道信息分别提取出来，同样得到了信道估计。但是应该注意得是，如果导频之间不是循环移位关系，前述频域相乘方法并不适用，只能用时域循环相关方法。

用上述方法估计出信道冲击响应之后，通过N点FFT变换即可得到所有频点的信道信息。为本领域技术人员所熟悉得是，通过时域插值还可得到其他数据块所有频点的信道估计信息。

当然，除了使用所述Zadoff-Chu序列作为导频外，也可以采用其他序列作为导频，只要各天线导频间满足零互相关窗长度超过L，就可以准确进行信道估计。

在另一个实施例中，多根天线的导频之间也可以采用频分复用的方式，如图3A和图3B所示为采用频分复用的方式在不同的天线间***导频的示意图，其具体***实现步骤如下：

1、按照传统方法将数据编码调制；

2、确定导频的比例：由于当导频长度不小于信道最大时延才能有效估计各径，且由于各个导频块间的间隔应小于相干多普勒周期。因此，根据这样的准则，确定导频长度为N_P，N_P＝N/K≥L，其中N是确定要***导频的数据块长度，L是信道最大时延长度，K是整数，表示表示每隔K个频点***该天线的1个导频；当存在T根天线(不论是否为同一个用户)占用同一时频资源块时，要满足K≥T才能在同一个数据块中完成所有天线的信道估计。

3、将数据与导频复接，其复接方式为：在确定要插导频的数据块中，在频域将频点根据其编号除K的余数不同而分为K组，每根天线选取一组放置自己的导频，在其他天线放置导频的频点组不能发送任何信息，其余的频点放置数据。这个过程可以在时域实现也可以在频域实现。如图3A和图3B所示为采用该方法在存在两根天线时的导频***示意图，其中D表示数据，T1表示天线1中***的导频，T2表示天线2中***的导频。

4、给每个数据块加上循环前缀。

而在接收端的具体实现过程如下：

1、去掉循环前缀；

2、对于***了导频的数据块，通过FFT(傅立叶变换)变换到频域，然后提取所有导频频点信息，据此可估计出信道时延信息；在所述导频频点信道估计的基础上，再进行FFT可得到所有频点的信道频域特性；本领域的一般技术人员应当知道，通过时域插值还可以得到所有其他数据块的信道信息。

上述方案不仅能够在SC-FDMA中采用，同样可以在OFDM***中采用。经实验证明，采用这种方法，能够以较低的复杂度和开销，进行精度较高的信道估计。

Claims (7)

1.一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，在占用同一时频资源块的多根天线间的导频采用码分复用的方式，而每根天线在数据和导频之间采用频分复用的方式，具体步骤如下：

发送端：

(1)确定导频比例，导频长度N_P应满足公式：N_P＝N/K≥TL；其中，T为占用同一时频资源块的天线数量；N是确定要***导频的数据块长度；L是信道最大时延长度；K为整数，表示每隔K个频点***1个导频；为了正确进行信道估计，要求不同天线导频间的零互相关窗长度至少为L；

(2)将编码调制后的数据与导频进行复接，对于每根天线，在确定要插导频的数据块中，频域上每隔K个频点***1个导频，其他频点放置数据；

(3)给每个数据块加上循环前缀；

接收端：

(1)去掉循环前缀；

(2)对于***了导频的数据块，通过傅立叶变换将所述数据块变换到频域，然后提取所有导频频点的信息进行信道估计。

2.一种频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，在占用同一时频资源块的多根天线间的导频采用频分复用的方式，而每条天线在数据和导频之间也采用频分复用的方式，具体步骤如下：

发送端：

(1)确定导频比例，导频长度N_P应满足公式：N_P＝N/K≥L；其中，N是确定要***导频的数据块长度；L是信道最大时延长度；K为整数，表示每隔K个频点***该天线的1个导频；K≥T，T为占用同一时频资源块的天线数量；

(2)将编码调制后的数据与导频进行复接，在确定要插导频的数据块中，在频域将频点根据其编号除K的余数不同而分为K组，每根天线选取一组放置自己的导频，在其他天线放置导频的频点组不能发送任何信息，其余的频点放置数据；

(3)给每个数据块加上循环前缀；

接收端：

(1)去掉循环前缀；

(2)对于***了导频的数据块，通过傅立叶变换将所述数据块变换到频域，然后提取所有导频频点的信息进行信道估计。

3.根据权利要求1或2所述的频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，所述导频选取Zadoff-Chu序列。

4.根据权利要求1或2所述的频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，所述发送端的步骤(2)可在时域实现或者在频域实现。

5.根据权利要求1所述的频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，所述接收端的步骤(2)通过时域循环相关得到所有导频频点的信道估计。

6.根据权利要求1所述的频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，当导频之间是循环移位关系时，所述接收端的步骤(2)通过频域共轭相乘得到所有导频频点的信道估计。

7.根据权利要求1或2所述的频域均衡***的导频***和信道估计方法，其特征在于，在所述导频频点的信道估计的基础上，再通过傅立叶变换得到所有频点的信道频域特性。

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