CN102006255A - Ofdm***中整数倍子载波频偏的估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法，包括如下步骤：在频域信号中选取多个符号，从每个符号正负频选取相同长度的两段数据；求这两段信号两两点之间的能量差，生成差值序列；将逐个符号的差值序列相加形成信号能量差序列；计算信号能量差的平均值；根据平均值确定信号能量差序列的阶跃位置，用该位置周围的序列点再计算平均值作为判决阈值；用判决阈值判决信号能量差序列；对判决结果逐点累加，并寻找最小值；根据最小值估计整数倍子载波频偏值。本发明能实现整数载波频偏的盲估计，能在有效数据载波和虚拟子载波之间能量边界阶跃特性较模糊的情况下进行整数倍子载波频偏估计，并能降低计算的复杂度，可靠性高，消耗时间少。

Description

OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法

技术领域

本发明涉及数字通信领域，特别是涉及一种OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)是一种多载波调制方式，具有频谱效率高、带宽扩展性强、抗多径干扰能力强的优点。

在OFDM***中，由于发射机和接收机的本振之间存在一定程度上的失配，同时发射机和接收机之间的相对运动和周围传播环境的变化，都会引入一定的多普勒频移，使得接收信号在频域内发生偏移，这种发射机和接收机之间的频率偏差称为载波频偏。载波频偏可分为整数倍子载波频偏和分数倍子载波频偏两部分，根据OFDM***子载波带宽的大小对载波频偏进行归一化处理。OFDM***对于载波频偏非常敏感，分数倍子载波频偏会在各子载波之间造成能量泄漏，导致子载波之间的正交性遭到破坏，从而引入子载波间干扰ICI(Inter Carrier Interference)，使得***的误码率性能恶化。而整数倍子载波频偏虽然不会破坏子载波之间的正交性，但会造成频域符号数据的循环移位，从而导致接收数据错误。

在实际的OFDM***中，考虑到RF(射频)部分滤波器的影响，产生的基带OFDM信号并不占满整个信号带宽，通常在整个频带的高频部分留出一定的子载波，这些子载波通常位于滤波器的滚降区域内且不承载任何有效数据，以避免滤波器的滚降对有用信号造成幅度衰减；同时在高频部分适当填零处理还可以实现对有用信号的过采样处理，以避免当接收端以两倍基带采样速率进行采样时，因为采样速率不足导致在数模转换时产生伪信号。因此在实现中通常把这些填零处理的子载波称为虚拟子载波。

利用OFDM信号的这种特性，在接收端就可以根据检测有效数据载波和虚拟子载波的边界来估计整数倍的子载波频偏。但这种算法的应用范围存在一定的制约性。在平衰落信道中，信道的频率响应在整个OFDM信号带宽内是平坦的，因此可以通过累积载波能量的方法准确地找出有效数据载波和虚拟子载波的能量边界。但在大多数的宽带OFDM***中，因为多径的影响，信道的频域响应在整个OFDM信号带宽内是频率选择性衰落的。在有些情况下，信道在有效数据载波和虚拟子载波的边界位置增益很小，采用累积载波能量的方法并不能确保两者之间的能量边界阶跃特性体现得很明显，这种情况下通过检测能量边界来估计载波频偏的方法就存在误检的可能。另外通常接收机前端滤波器在设计时其通带大小都是有限的，当存在较大的载波频偏时，有用信号就有可能落入滤波器的滚降区间甚至阻带区间，这会对处于边界附近的有用载波信号带来极大的幅度衰减，从而模糊了有效数据载波和虚拟子载波之间的边界区分，这样也会影响上述检测算法的性能。

在有频域训练序列的OFDM***中，还可以利用接收频域训练序列和本地已知频域训练序列之间的互相关特性来检测整数倍子载波频偏长。这种方法通常需要对接收频域训练序列进行循环移位后再进行互相关操作；同时互相关操作之前还需要消除频域信道带来的影响，上述操作通常都需要大量的复数乘法运算，受制于复杂度的制约，通常基于上述算法实现的OFDM***，其所能检测的整数倍载波频偏范围都很有限。而且该算法仅适用于有频域训练序列的OFDM***，对一般的OFDM***无法实现载波频偏的盲估计。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法，实现整数载波频偏的盲估计，而且能够在有效数据载波和虚拟子载波之间能量边界阶跃特性较模糊的情况下进行整数倍子载波频偏估计。

为解决上述技术问题，本发明的OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法，包括如下步骤：

步骤一，对OFDM频域信号分别选取载波中心频点两侧正负半频频带内位于有效数据载波和虚拟子载波的理想边界位置k_B附近个数为K的载波信号，分别记作R_P(k，i)和R_N(k，i)，0≤k＜K；

步骤二，求信号R_P(k，i)和R_N(k，i)各两两对应的载波信号之间的能量差D(k，i)；

步骤三，以OFDM符号时长为周期，逐符号累积能量差D(k，i)，得到累积的能量差C(k)，

0≤k＜K，其中，I表示累积的OFDM符号个数设定的目标值；

步骤四，当累积的OFDM符号个数达到设定的目标值I时，统计理想边界位置两侧载波信号累积的能量差C(k)的平均值E₁；

步骤五，根据平均值E₁设定能量阶跃边界检测阈值为-E₁，根据该阈值-E₁在累积的能量差C(k)中寻找阶跃的估计位置k₁，k₁∈[0，K]；

步骤六，根据阶跃的估计位置k₁，统计其左右两侧载波信号累积的能量差C(k)的平均值E₂；

步骤七，设定平均值E₂为硬判决阈值，对载波信号累积的能量差C(k)进行硬判决；

步骤八，累积硬判决的结果，并对累积的结果进行最小值检测，找出最小值对应的载波位置k_min；

步骤九，根据最小值对应的载波位置k_min和理想边界位置k_B即可以得到整数倍子载波频偏对应的载波个数估计值。

本发明的方法不依赖任何训练序列，可实现对整数载波频偏的盲估计；并且所能检测的频偏范围大，可以有效地解决信道频率选择性衰落和接收机前端滤波器衰减失真带来的有效数据载波和虚拟子载波之间能量边界阶跃特性模糊的问题，性能可靠。

本发明的方法易于实现，应用范围广，可复用OFDM***所必须的FFT(快速傅立叶变换)模块。本发明的方法中不涉及任何乘法运算，算法实现简单，可有效地降低对硬件资源开销的需求，实现的电路仅需要数百逻辑门，而采用现有技术所需硬件资源通常为本发明的数十倍以上。本发明的方法计算速度快，只需要若干OFDM符号时长的时间。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是OFDM***有效数据载波和虚拟子载波的示意图；

图2-8是本发明的方法控制流程示意图；

图9是实现本发明的方法的结构示意图。

具体实施方式

参见图1所示，其中图1是OFDM***无频偏频域子载波分布的示意图，OFDM频域信号在频域信号的正负半频内都存在一定数量的虚拟子载波，这些虚拟子载波上不承载任何有用信号，在理想信道条件下，虚拟子载波上的载波信号同旁边的有效数据载波信号之间存在较大的能量阶跃。本发明利用OFDM频域信号的这种特性来实现可靠地整数倍子载波频域的盲估计。

参见图2-8，并结合图9所示，在本发明的一实施例中，所述的OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法包括如下步骤：

步骤一，结合图2所示，对OFDM频域信号分别选取载波中心频点两侧正负半频频带内位于有效数据载波和虚拟子载波的理想边界位置附近的载波信号。具体实施时可分别在正负半频频带内的两个边界附近选取载波个数为K的载波信号，分别记作R_P(k，i)和R_N(k，i)，0≤k＜K。

选取信号R_N(k，i)和R_P(k，i)时必须将所述理想边界位置k_B包含在抽取序列中间。

选取时确保R_P(k，i)和R_N(k，i)各两两对应的子载波之间的频率偏差为固定值。

载波个数K的取值应根据***设计定义的最大频偏范围以及***参数中虚拟子载波的个数来定义，即根据需要估计的频偏大小进行配置。

步骤二，参见图3所示，求信号R_P(k，i)和R_N(k，i)各两两对应的载波信号之间的能量差D(k，i)，

D(k，i)＝|R_N(k，i)|-|R_p(k，i)|，0≤k＜K    (公式1)

在具体实现过程中，对载波信号的能量计算可采用如下方法进行简化：|A|≈|Re(A)|+|Im(A)|，其中，Re()和Im()分别对应复数A的实部和虚部。

同时不失一般性，计算信号R_P(k，i)和R_N(k，i)的能量差也可以采用正频带载波信号减去负频带载波信号的方式。

步骤三，结合图4所示，以OFDM符号时长为周期，逐符号累积能量差D(k，i)，得到累积的能量差C(k)，

$C\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}D(k,t),0\&le;k<K$ (公式2)

其中，I表示累积的OFDM符号个数设定的目标值，I的大小可参考各***的信噪比指标来设定。

步骤四，结合图5所示，当累积的OFDM符号个数达到设定的目标值I时，统计理想边界位置k_B两侧载波信号累积的能量差C(k)的平均值E₁。

在理想边界位置k_B两侧对称选取总计2P个载波信号累积的能量差C(k)进行统计平均，

$E_1=\frac{1}{2P}\underset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}C(k_B+p)$ (公式3)

其中，2P≤K，-P≤p≤P-1。

步骤五，结合图6所示，根据求得的统计平均值E₁设定能量阶跃边界检测阈值为-E₁，根据该阈值-E₁在累积的能量差C(k)中寻找阶跃的估计位置k₁，k₁∈[0，K]。

步骤六，结合图6所示，根据阶跃的估计位置k₁，统计其左右两侧载波信号能量差的平均值E₂。

在阶跃的估计位置k₁两侧对称选取总计2Q个载波信号累积的能量差C(k)进行统计平均，

$E_2=\frac{1}{2Q}\underset{q}{\mathrm{\&Sigma;}}C(k_1+q)$ (公式4)

其中，0＜Q≤min(k₁，K-k₁)，-Q≤q≤Q-1。

步骤七，结合图7所示，设定硬判决阈值为E₂，对载波信号累积的能量差C(k)进行硬判决，并得到硬判决的结果S(k)。

C′(k)＝sign(C(k)-E₂)(公式5)

步骤八，结合图8所示，累积硬判决的结果S(k)，并对累积的硬判决的结果A(n)进行最小值检测，找出最小值对应的载波位置k_min。

$A\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{m}{\mathrm{\&Sigma;}}}{C}^{\&prime;}\left(k\right),$ 0≤m＜K    (公式6)

$A\left(k_{\min }\right)=\underset{m}{\arg \min }\left(A\left(m\right)\right),$ 0≤m＜K(公式7)

由于累积的影响，生成的累积序列A(n)为一个倒尖峰的形状。也就是说，临界点前各数据为依次减小，临界后各数据为依次增大。因此，整个序列的最小值位置就是临界点。找到这个最小值的位置就可以得知能量阶跃点。

如果在步骤二中采用了正频带载波信号能量减负频带载波信号能量的方式，这里将变为查找累积序列A(n)的最大值。

步骤九，结合图8所示，根据最小值对应的载波位置k_min和理想边界位置k_B即可以得到整数倍子载波频偏对应的载波个数估计值，即用k_min-k_B。

下面给出一个具体的应用于OFDM***的实例，能够更有助于理解本发明，但是需要指出的是，这个例子不影响本发明的一般性。

CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting***多媒体广播电视)8MHz带宽，子载波间隔2.44140625KHz，每个OFDM符号有4096个子载波，其中有效子载波3076个，虚拟子载波1024个。从正频到负频进行顺序编号，正频1～2047号，负频为2048～4095号，直流子载波0，正负半频的虚拟子载波和有效子载波边界分别在1538-1539和2557-2558点中间。

结合图9所示，在分数频率偏差纠正后，对时域信号r(n,t)由FFT模块进行FFT变换将数据从时域转到频域，得到频域信号R(k，t)。选定频率估计范围为100个子载波点(244KHz频偏)，由载波信号提取模块在正负半频载波信号内对称选取，那么选取得正负半频序列对应的序号就是1439～1638，2458～2658点，对这些点施加本发明的步骤就可以估计CMMB接收信号的整数倍子载波频偏。

以上通过具体实施方式对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种OFDM***中整数倍子载波频偏的估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一，对OFDM频域信号分别选取载波中心频点两侧正负半频频带内位于有效数据载波和虚拟子载波的理想边界位置k_B附近个数为K的载波信号，分别记作R_P(k，i)和R_N(k，i)，0≤k＜K；

步骤二，求信号R_P(k，i)和R_N(k，i)各两两对应的载波信号之间的能量差D(k，i)；

步骤三，以OFDM符号时长为周期，逐符号累积能量差D(k，i)，得到累积的能量差C(k)，

0≤k＜K，其中，I表示累积的OFDM符号个数设定的目标值；

步骤四，当累积的OFDM符号个数达到设定的目标值I时，统计理想边界位置两侧载波信号累积的能量差C(k)的平均值E₁；

步骤五，根据平均值E₁设定能量阶跃边界检测阈值为-E₁，根据该阈值-E₁在累积的能量差C(k)中寻找阶跃的估计位置k₁，k₁∈[0，K]；

步骤六，根据阶跃的估计位置k₁，统计其左右两侧载波信号累积的能量差C(k)的平均值E₂；

步骤七，设定平均值E₂为硬判决阈值，对载波信号累积的能量差C(k)进行硬判决；

步骤八，累积硬判决的结果，并对累积的结果进行最小值检测，找出最小值对应的载波位置k_min；

步骤九，根据最小值对应的载波位置k_min和理想边界位置k_B即可以得到整数倍子载波频偏对应的载波个数估计值。

2.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于：选取信号R_N(k，i)和R_P(k，i)时必须将所述理想边界位置k_B包含在抽取序列中间，两两对应的子载波之间的频率偏差为固定值，选取的个数K根据需要估计的频偏大小进行配置。

3.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于：步骤四中所述的平均值E₁，按如下方式进行统计；

在理想边界位置k_B两侧对称选取总计2P个载波信号累积的能量差C(k)进行统计平均，

其中，2P≤K，-P≤p≤P-1。

4.如权利要求1所述的估计方法，其特征在于：步骤六所述的平均值E₂按如下方式进行统计；

在阶跃的估计位置k₁两侧对称选取总计2Q个载波信号累积的能量差C(k)进行统计平均，

其中，0＜Q≤min(k₁，K-k₁)，-Q≤q≤Q-1。

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