CN101984613B - 一种低速率bpsk突发信号码速率估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，先对接收到的采样频率为

的BPSK信号

下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n=0，1，……，N-1；本发明原理简单，计算量小，易于实现；采用直线拟合，具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用；通过对实际采集的信号分析表明，由该方法得到的估计值对常规的码速率估计算法进行辅助时，取得了优越的性能。

Description

一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法

技术领域

本发明涉及数字通信中一种BPSK（Binary Phase Shift Keying，二元数字相移键控）信号码速率估计方法，具体是低速率BPSK突发信号码速率的一种估计方法。

技术背景

BPSK调制因其抗噪性能良好而在卫星通信等数字通信***中得到广泛应用。对数字通信***来说，发送端所采用的码速率是接收端进行解调的一项必不可少的参数，而在非合作通信信号分析中，码速率只能由接收数据估计得到，因此，如何提高码速率估计的精度对非合作通信具有极其重要的意义。在突发数据通信中，当信号的码速率特别低时，接收数据中的符号个数往往非常少，只有十几个甚至几个，此时，传统的适用于符号个数比较多的场合下的估计方法往往会失效，需要由其他方法缩小码速率估计值的取值范围，以此辅助传统的估计方法，从而提高估计精度。

目前，低速率BPSK突发信号码速率估计中，用于约束码速率取值范围的方法主要有两种：一种是在频域由带宽辅助估计；另一种是在时域将基带信号高、低电平持续时间的最小值作为符号周期来辅助估计。对低码率信号，当符号个数比较少时，带宽估计自身就是一个难点，而基带信号高、低电平持续时间的最小值有可能会是符号周期的某个倍数，从而给出错误的辅助估计范围。

发明内容

本发明旨在提出一种适用于低码率BPSK突发信号的码速率估计方法，基于上述的时域辅助估计方法，采用直线拟合，比上述方法具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用。

本发明的技术方案如下：

一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：先对接收到的采样频率为                                                

的BPSK信号

下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，此处，因为码速率和符号周期呈倒数关系，所以对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n = 0，1，……，N-1。

对所述BPSK信号

的载波频率进行估计后进行正交下变频处理，是对接收到的信号BPSK信号

分别乘以一个

信号和一个

信号并进行低通滤波，然后低通滤波输出的两路信号分别称作I路（In-phase，同相）输出信号和Q路（Quadrature，正交）输出信号。其中，

是载波频率

的估计值，

是载波相位

的估计值。

在下变频处理时，对载波相位进行扫描指的就是载波相位的估计值

获取的过程，也就是载波相位估计过程，具体实施时将

等间隔划分为若干份，并进行扫描。因为当

=

且

=

时，信号

将与发送端载波同频同相，此时的I路输出信号的能量达到最大值，所以，可以通过I路输出信号能量最大化作为准则对载波相位进行估计，实现载波相位的同步。

当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号；其中：n = 0，1，……，N-1。

所述迟滞比较器的正向门限值

和反向门限值

分别设置如下：

其中：

是一个正的经验参数，

是一个指示函数，当条件

成立时，指示函数

，

；反之，当条件

成立时，指示函数，

。这里并没有定义情况下指示函数的取值，因为出现

的概率为0，同时，将

的情况并入到上述两种情况中的任意一个均可。

对校正后的信号

进行差分运算，得到信号

；其中：n = 0，1，……， N-2)：

取值为2或者-2的位置是基带信号正负电平的交替处（因为定义指示函数的值等于+1或者-1，也就是经过整形的信号

的取值只有+1或-1，而又是

相邻两点的差值，所以取值只能是-2或0或者+2。

等于0的地方代表

没有符号交替，而等于-2或者+2的地方代表有符号交替），也就是符号发生更替的边界处。因此，由

可以得到符号更替处的索引值序列 (其中：j = 0， 1， ……， L，这里记

的元素个数为L+1)，进而得到高、低电平的持续期序列

：

其中：j = 0， 1， ……， L-1。

所述高、低电平的持续期序列

中的每一项都近似等于发送符号周期T的某个倍数。

对所述的高、低电平持续期序列

进行升序排序，得到排序后的序列

 (其中：j = 0， 1， ……， L-1)，则取

的中位数为参考长度

：

 。

高、低电平持续期中的最小值，也就是

的第一项

的取值近似等于符号周期T（符号周期指的是数字通信中，用于代表一个发送符号的信号的持续时间）的1倍、2倍、3倍，或者4倍，而大于4倍的概率非常低。从实验中观察到，

的取值通常都近似等于符号周期T的1倍，偶尔出现近似等于符号周期2倍的情况。

记：

于是

不大于符号周期的n_max倍。

设

是符号周期的i倍，相应的，高、低电平持续期序列

的每一项是符号周期的

倍，即有：

其中的的含义是四舍五入。

对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，则有：

对e关于T求导，并令导数等于0，则可以得到符号周期的估计值：

同时，得到拟合误差为：

这样，对i从1到n_max按如上步骤扫描，总结成伪代码如下：

for  i = 1 to n_max

for  j = 0 to L-1

     

；

end

；

；

end

则取对应拟合误差最小的符号周期估计值为符号周期的最终估计值，若拟合误差存在若干个最小值，则取符号周期长的，也就是上述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。

本发明的有益效果如下：

本发明原理简单，计算量小，易于实现；采用直线拟合，具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用；通过对实际采集的信号分析表明，由该方法得到的估计值对常规的码速率估计算法进行辅助时，取得了优越的性能。

附图说明

图1为本发明的流程图

图2为本发明的迟滞比较器输入输出特性曲线示意图

图3 为本发明的基带信号及校正后的实例信号示意图。

具体实施方式

如图1所示，一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，先对接收到的采样频率为

的BPSK信号

下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，此处，因为码速率和符号周期呈倒数关系，所以对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n = 0，1，……，N-1。

对所述BPSK信号

的载波频率进行估计后进行正交下变频处理时，得到I路输出信号和Q路输出信号，同时对载波相位进行扫描，由I路输出信号能量最大化实现载波相位的同步；当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号

；其中：n = 0，1，……，N-1。

对所述失真并叠加噪声的方波信号，利用迟滞比较器的迟滞特性进行校正，得到校正后的信号

；其中：n = 0，1，……，N-1。

所述迟滞比较器的正向门限值

和反向门限值

分别设置如下：

其中：是一个正的经验参数，实验中得到，将

设置为0.9时取得了较好的性能；是一个指示函数，当条件

成立时，指示函数，；反之，当条件

成立时，指示函数

，

。这里并没有定义

情况下指示函数的取值，因为出现的概率为0，同时，将

的情况并入到上述两种情况中的任意一个均可。

对校正后的信号

进行差分运算，得到信号

；其中：n = 0，1，……， N-2)：

取值为2或者-2的位置是基带信号正负电平的交替处（因为定义指示函数的值等于+1或者-1，也就是经过整形的信号的取值只有+1或-1，而又是

相邻两点的差值，所以取值只能是-2或0或者+2。

等于0的地方代表

没有符号交替，而等于-2或者+2的地方代表

有符号交替），也就是符号发生更替的边界处。因此，由

可以得到符号更替处的索引值序列

 (其中：j = 0， 1， ……， L，这里记

的元素个数为L+1)，进而得到高、低电平的持续期序列：

其中：j = 0， 1， ……， L-1。

所述高、低电平的持续期序列

中的每一项都近似等于发送符号周期T的某个倍数。

对所述的高、低电平持续期序列

进行升序排序，得到排序后的序列

 (其中：j = 0， 1， ……， L-1)，则取

的中位数为参考长度

：

 。

高、低电平持续期中的最小值，也就是

的第一项的取值近似等于符号周期T（符号周期指的是数字通信中，用于代表一个发送符号的信号的持续时间）的1倍、2倍、3倍，或者4倍，而大于4倍的概率非常低。从实验中观察到，的取值通常都近似等于符号周期T的1倍，偶尔出现近似等于符号周期2倍的情况。

记：

于是

不大于符号周期的n_max倍。

设

是符号周期的i倍，相应的，高、低电平持续期序列

的每一项是符号周期的

倍，即有：

其中的的含义是四舍五入。

对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，则有：

对e关于T求导，并令导数等于0，则可以得到符号周期的估计值：

同时，得到拟合误差为：

这样，对i从1到n_max按如上步骤扫描，得到拟合误差最小值对应的符号周期估计值，即为符号周期的最终估计值，若拟合误差存在若干个最小值，则取符号周期长的，也就是上述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。

如图3所示，采样率

，码速率的真实值为174.22KHz，采样点数为56250个。图中的点线为下变频得到的基带信号

，实线为基带信号经过迟滞比较器后的信号

。

从图中可知：高、低电平持续期序列

共有三项，分别为：

，，

排序后的序列

分别为：

，

，

由以上结果可得：，

对i从1到n_max扫描时，采用最小二乘直线拟合得到符号周期估计值分别为：

，，

，

，

对应的拟合误差分别为：

，

，

，

，

由拟合误差可见，

和

最小，则取标号i = 2，也就是

约为符号周期的2倍时的估计值为最终估计值，

，对应的码速率估计值为176.66KHz，接近真实值174.22KHz。

显然，

和

约为2个符号周期，而

约为3个符号周期，一个符号周期约为

，可见，采用上述方法做出了正确的估计，而如果用常规的时域辅助方法，则符号周期的估计值为

，即约为真实符号周期的2倍，对应的码速率的估计值为88.42KHz，从而给出错误的码速率约束范围。

Claims (8)

1.一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：先对接收到的采样频率为f_s的BPSK信号r(n)的载波频率进行估计后进行正交下变频处理时，得到I路输出信号和Q路输出信号，同时对载波相位进行扫描，由I路输出信号能量最大化实现载波相位的同步；当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号r_base(n)；

对所述失真并叠加噪声的方波信号，利用迟滞比较器的迟滞特性进行校正，得到校正后的信号r_square(n)；

对校正后的信号r_square(n)进行差分运算，得到信号d(n)；

由d(n)得到符号更替处的索引值序列index(j)；其中：j=0，1，……，L，这里记index(j)的元素个数为L+1，进而得到高、低电平的持续期序列period(j)；

然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n=0，1，……，N-1。

2.根据权利要求1所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：所述迟滞比较器的正向门限值V_{th_h}和反向门限值V_{th_l}分别设置如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{th}\_h}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\frac{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{l}_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)>0\}}\&CenterDot;r_{\mathrm{base}}\left(i\right)}{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{l}_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)>0\}}}\\ V_{\mathrm{th}\_l}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\frac{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{l}_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)<0\}}\&CenterDot;r_{\mathrm{base}}\left(i\right)}{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{l}_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)<0\}}}\end{array}\right.$

其中：α是一个正的经验参数，1_{·}是一个指示函数，当条件r_base(i)>0成立时，指示函数

反之，当条件r_base(i)<0成立时，指示函数 $l_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)>0\}}=0,$ $l_{\{r_{\mathrm{base}}\left(i\right)<0\}}=1.$

3.根据权利要求1所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对校正后的信号r_square(n)进行差分运算，得到信号d(n)：

d(n)=r_square(n+1)-r_square(n)

其中：n=0，1，……，N-2；

由d(n)得到符号更替处的索引值序列index(j)，其中：j=0，1，……，L；那么index(j)的元素个数为L+1，进而得到高、低电平的持续期序列period(j)：

$\mathrm{period}\left(j\right)=\frac{\mathrm{index}(j+1)-\mathrm{index}\left(j\right)}{f_s}$

其中：j=0，1，……，L-1。

4.根据权利要求3所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对所述高、低电平的持续期序列period(j)进行升序排序，得到排序后的序列period_sort(j)，其中：j=0，1，……，L-1；取period_sort(j)的中位数为参考长度T_ref：

5.根据权利要求4所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：所述参考长度T_ref不大于符号周期的n_max倍，该n_max倍数为：

6.根据权利要求5所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：设参考长度T_ref是符号周期的i倍，高、低电平持续期序列period_sort(j)的每一项是符号周期的k_i(j)倍，即有：

$k_i\left(j\right)=\mathrm{round}\left(\frac{i\&CenterDot;{\mathrm{period}}_{\mathrm{sort}}\left(j\right)}{T_{\mathrm{ref}}}\right)$

其中的round(·)的含义是四舍五入。

7.根据权利要求6所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，得到：

$e=\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{({\mathrm{period}}_{\mathrm{sort}}\left(j\right)-k_i\left(j\right)\&CenterDot;T)}^2;$

对e关于符号周期T求导，并令导数等于0，则得到符号周期T的估计值：

$\hat{T}\left(i\right)=\frac{\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_i\left(j\right)\&CenterDot;{\mathrm{period}}_{\mathrm{sort}}\left(j\right)}{\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_i^2\left(j\right)};$

同时，得到拟合误差为：

$\mathrm{error}\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{({\mathrm{period}}_{\mathrm{sort}}\left(j\right)-k_i\left(j\right)\&CenterDot;\hat{T}\left(i\right))}^2;$

其中i=1,2,……,n_max；

i从1到n_max取值，按上述步骤扫描，得到与拟合误差最小值对应的符号周期估计值，即为符号周期的最终估计值。

8.根据权利要求7所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：当得到的拟合误差存在若干个最小值，则比较符号周期的长度，取所述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。

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