CN101924726B - 一种ofdm***的帧同步方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种OFDM***的帧同步方法，包括：(a)对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)；(b)对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的自相关结果corr_auto(k)；(c)对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，得到差分运算结果diff_value(k)，取diff_value(k)过预设门限的第一个峰值点作为帧的起始位置；(d)根据步骤(c)所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏。

Description

一种OFDM***的帧同步方法与装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种OFDM（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用）***的帧同步方法与装置。

背景技术

帧同步是使通信***中收、发两端的各路时隙脉冲相对应并保持一致,从而保证各话路正确地进行传输和接收,不致发生收发各路间的混乱。

CMMB（China Mobile Media Broadcasting，***多媒体广播）***中采用OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）技术，是一种OFDM***，OFDM***具有频谱利用率高、抗多径干扰能力强等优点，但OFDM***对帧同步的要求很高。CMMB***的信道环境恶劣，且支持高速移动，对***帧同步提出了更高的要求。

现有帧同步方法通常采用相关算法实现，包括自相关算法和互相关算法两类。传统的互相关算法将接收信号序列与本地信号序列相关，具有相关曲线峰值突出的优点，能够较好的抵抗高斯噪声的干扰，但是基于传统互相关的帧同步方法不能有效的对抗载波频偏。在CMMB***中，要求***在存在较大的载波频偏时仍能正常工作，所以无法直接利用互相关算法。基于自相关的帧同步方法通常利用信息序列中相同的信号进行相关，如循环前缀、导频信号等，将接收信号序列延迟一定的时间间隔后与自己相关。这种自相关算法对载波频偏等干扰具有较强的抵抗能力，但采用这种方法获得的接收信号自相关曲线在峰值附近变化平缓，即所谓的平顶效应，使其难以在高斯噪声较大的情况下准确检测帧的起始位置。

可见，现有的采用相关算法的OFDM***中的帧同步方法不能同时有效对抗载波频偏和多径信道的影响，因此无法满足比如CMMB***等采用OFDM技术的***对于帧同步的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种OFDM***的帧同步方法，能够同时有效对抗载波频偏和多径信道的影响，满足诸如CMMB***等采用OFDM技术的***对于帧同步的要求。

为解决上述技术问题，本发明提出了一种OFDM***的帧同步方法，包括如下步骤：

（a）对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，所述分段互相关运算是指将所述接收信号序列和所述本地同步信号序列分段后对每一分段分别进行互相关运算，然后对各个分段的互相关运算结果求和，最后再对求和结果进行能量归一化;

（b）对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的自相关结果corr_auto(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

（c）对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，得到差分运算结果diff_value(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，取diff_value(k)过预设门限的第一个峰值点作为帧的起始位置；

（d）根据步骤（c）所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤（a）中，所述分段的段数为M，M为自然数，在OFDM***存在的相对频偏为ε时，M由下式确定：

$\mathrm{corr}\_\mathrm{cross}\left(k\right)=\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2}\≥\mathrm{\δ},$

其中δ为预先设定的数值，δ的值在0到1之间，N为相关窗的长度，N为自然数。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤（b）中，所述自相关运算为将归一化的分段互相关结果corr_cross(k)延迟一个同步信号的长度N后与归一化的分段互相关结果corr_cross(k)本身相关。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，当用于***多媒体广播CMMB***时，步骤（c）中，所述预设门限在CMMB***的带宽为2M Hz时取0.0004，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.0002。

为解决上述技术问题，本发明还提出了一种OFDM***的帧同步装置，包括依次相连的分段互相关模块、自相关模块、差分模块、选择模块和调整模块，其中：

所述分段互相关模块，用于对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，所述分段互相关运算是指将所述接收信号序列和所述本地同步信号序列分段后对每一分段分别进行互相关运算，然后对各个分段的互相关运算结果求和，最后再对求和结果进行能量归一化;

所述自相关模块，用于对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的自相关结果corr_auto(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

所述差分模块，用于对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，输出差分运算结果diff_value(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

所述选择模块，用于选取diff_value(k)的第一个峰值点作为帧的起始位置；

所述调整模块，用于根据所述选择模块所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

附图说明

图1是CMMB***的帧结构图；

图2是本发明实施例中OFDM***的帧同步流程图；

图3是图2中分段互相关步骤的实现流程图；

图4是本发明实施例中OFDM***的帧同步装置结构图。

具体实施方式

本发明的主要构思是，采用二次相关算法实现OFDM***中的帧同步，即首先对接收信号序列与本地信号序列进行分段互相关运算，再对互相关运算的结果进行自相关运算，然后对自相关运算结果进行差分运算，取差分运算结果的第一个峰值点作为帧的起始位置。

下面以CMMB***为例，通过实施例对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围，本发明同样适用于其他OFDM***。

CMMB标准规定了在广播业务频率范围内，移动多媒体广播***传输信号的帧结构、信道编码和调制方式。根据标准，CMMB***的帧结构如图1所示。从图1中可以看到，CMMB***的一个帧由40个时隙组成，总持续时间为1s（1秒）。每个时隙由一个信标和53个OFDM符号组成。每一个信标包括一个发射机标识TxID和两个相同的同步信号序列，该同步信号序列由PN序列（Pseudo-noise Sequence，伪噪声序列）变化得到，在2MHz模式下每个同步信号序列的子载波数为512，在8M模式下每个同步信号序列的子载波数为2048。

图2是本发明实施例中CMMB***的帧同步流程图，如图2所示，包括如下步骤：

步骤210，设发送端信标的每一个同步信号序列为S={s₁,s₂,…,s_N}，其中，N为自然数，代表序列长度，该序列也作为接收端帧同步的本地同步信号序列，接收端得到的接收信号序列为R={r_k,k∈(-∞,+∞)}，k为整数，对接收信号序列R={r_k,k∈(-∞,+∞)}与本地同步信号序列S={s₁,s₂,…,s_N}进行分段互相关运算，并将结果归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)；

图3是图2中分段互相关步骤的实现流程图，即步骤210的流程图，由图3所示，步骤210具体可以包括：

（211），将相关窗内的序列分为M等分，相关窗的长度为N，M、N为自然数，则每个分段的长度为N_m=N/M；

这里说明一下，相关窗就是进行分段互相关的信号序列，相关窗的长度是固定的，为一个同步信号的长度N。

（212），分别对各分段内的接收信号子序列与本地同步信号子序列进行互相关，则第m个分段的互相关值的模值平方为：

为增大互相关值，这里采用了互相关的模值平方值表示，当然，在其他实施例中，互相关值也可以用绝对值表示。

（213），将各分段的互相关结果相加，得到用于检测帧同步的互相关结果如下：

(214)，为了使相关结果不受接收信号功率的影响，对互相关结果进行能量归一化，即用互相关结果除以相关窗内接收信号的能量总和，能量归一化后的互相关结果表示为：

式(2)中， $P\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+k}\right|}^2,$ 表示相关窗内接收信号的能量总和。根据式(2)计算出的归一化相关结果的数值与本地同步序列长度以及接收信号功率均无直接联系，其大小在[0，1]范围内，因而便于设定统一的帧同步门限值，从而进行峰值检测，也便于其后的二次相关及相关检测。

归一化后，不存在频偏的理想状态下的分段互相关结果为1；存在相对频偏为ε时，分段互相关的结果为：

$\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2},$

如果令

$\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2}\≥\mathrm{\δ},$

就可以得到使得分段互相关的结果保持在无载波频偏的δ以上的合适的分段数M的值。如果M为1就是现有的互相关算法。

分段互相关的方法使得每个子相关窗的长度远小于原相关窗长度，破坏了原有序列的正交性，且使得各子相关窗内噪声信号与本地同步信号子序列相似的可能性增加。随着分段数的增加，帧起始位置之外的其他位置的相关结果逐渐增大，因此要合理选择分段数M的值，使得非帧起始位置处相关结果数值不会过大而掩盖了有用信号。

现有的互相关算法受载波频偏的影响很大，改进后的分段互相关算法可以对抗较大的载波频偏，但是分段互相关算法仍然受多径信道的影响。多径信道的存在造成分段互相关算法在帧的起始位置附近会出现多个峰值，这给帧的辨识带来了一定的困难。虽然OFDM***能够有效的对抗多径信道，但是这需要在找到帧起始位置前将时域信号转到频域信号进行滑动相关(即延迟一定长度后相关)，运算量过大，难以硬件实现，因此需要寻找新的算法。本发明采用二次相关的算法来解决这个问题。

步骤220，对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并进行归一化，得到归一化的自相关结果corr_auto(k)；

由于CMMB***的帧的每个时隙都有两个相同的同步信号，对这两个同步信号进行分段互相关后的结果也是相同的，因此可以将分段互相关的结果延迟一个同步信号的长度N后与自己相关。

假设分段互相关的结果记为Y={y_k，k∈[0，+∞}，则滑动自相关的模值平方归一化后表示如下：

式(3)中， $P\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+k}\right|}^2,$ 表示相关窗内信号的能量总和。

步骤230，对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，得到差分运算结果diff_value(k)；

在无噪声无频偏无多径的理想状态下，分段互相关的结果在同步信号起始位置时(设此时k=k₀)为1，即

而在非同步信号起始点位置，如果不采用分段互相关而采用现有互相关算法，公式(3)的结果可以化简如下：

$\mathrm{corr}\_\mathrm{auto}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& k=k_0-N+1,k_0-N+2,\·\·\·,k_0\\ 0& k>k_0\end{array}\right.---\left(4\right)$

从(4)式可以看出，对corr_auto(k)作差分运算，可以在k₀点获得峰值。

在采用分段互相关算法后，由于分段造成的原序列的正交性的破坏使得

不为0，但是与

相比可以忽略，可以得到类似于（4）式的结果，在k₀点获得corr_auto(k)差分结果的峰值。

步骤240，寻找差分运算结果diff_value(k)过门限的第一个峰值，取diff_value(k)过门限的第一个峰值点作为帧的起始位置；

选取差分运算的结果diff_value(k)的第一个峰值点作为同步信号的起始位置是因为多径信道，特别是强双径信道的存在。

其中，当本发明方法用于CMMB******时，预设门限在CMMB***的带宽为2M Hz时可以取0.0004，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时可以取0.0002。

步骤250，根据步骤240所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

与现有技术相比，本发明在采用分段互相关算法后可以对抗较大的载波偏移，而进一步采用二次相关算法可以工作于多径信道下，下面对本发明如何实现上述效果进行分析。

首先讨论本发明的分段互相关算法如何对抗较大的频偏：

现有的互相关算法的模值平方表示如式(5)所示：

当相关窗起点恰好对应于帧起始位置时（设此时k=k₀），此时得到的互相关结果的模值平方值即为滑动相关结果模值平方的峰值。若载波频偏为0，则r_n+k·s_n ^*=1，由式(5)求出的互相关结果的模值平方的峰值为N²；当***中存在的相对载波频偏为ε时，r_n+k·s_n ^*＝e^j2πε(n+k)，互相关结果的模值平方的峰值为

$={\left|\frac{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}}}{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}}\right|}^2={|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}}|}^2/{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2$

式（6）中，ε=△f/f_band，△f为载波频偏，f_band为信号带宽。CMMB***中同步序列的长度是固定的，即相关窗长度N保持不变，互相关的模的平方的峰值会随着相对载波频偏ε的增大而减小。当εN=1时，corr_cross(k₀)=0，采用传统的互相关算法无法找到帧头。在这种相对频偏ε的影响使得互相关峰值点不能辨认的情况下，根据式（6），如果能合理改变相关窗N的大小，可以减小频偏对互相关结果的影响，提高式（6）的取值，从而达到帧同步的目的。基于这个思想，本发明提出了分段互相关算法用来对抗载波频偏。采用分段互相关算法后，在存在频偏时，分段互相关结果的模值平方的峰值为

$\mathrm{corr}\_\mathrm{cross}\left(k_0\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=1}{\overset{N_m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π\ϵ}(n+k_0+N_1+\·\·\·+N_{m-1})}\right|}^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=1}{\overset{N_m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π\ϵn}}\right|}^2---\left(7\right)$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_m}}{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}}\right|}^2=\frac{1}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2$

比较式(6)与式(7)可得，在具有相同的相对载波频偏ε时，分段相关窗为N/M的分段互相关的模的平方是传统的互相关算法得到的模的平方的

$\frac{M{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}}|}^2},$

在存在较大载波频偏的时候，分段互相关算法更易于峰值的检出。当εN=1时，分段互相关的结果为

$\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|1-e^{j2\mathrm{\π}/M}|}^2,$

解决了传统的互相关算法因为载波频偏过大而无法检出帧头的问题。

改进后的分段互相关算法可以对抗较大的载波频偏，但是分段互相关算法仍然受多径信道的影响。多径信道的存在造成分段互相关算法在帧头附近会出现多个峰值，这给帧起始位置的辨识带来了一定的困难。虽然OFDM***能够有效的对抗多径信道，但是这需要在找到帧头前将时域信号转到频域信号进行滑动相关，运算量过大，难以硬件实现，因此需要寻找新的算法。本发明采用的二次相关算法解决了这个问题。

为方便讨论，假设存在一个双径信道，两径相差为N₁，并且采用现有的互相关算法。

互相关的结果在同步信号起始点k₀和第二径的位置k₀+N₁出现峰值，由于互相关的结果是归一化的，所以峰值不为1，不妨将峰值分别记为a和b。（3）式所表示的互相关结果的自相关值可以化简如下：

$\mathrm{corr}\_\mathrm{auto}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}a+b& k=k_0-N+1,k_0-N+2,\·\·\·,k_0\\ b& k=k_0+1,\·\·\·,k_0+N_1\\ 0& k>k_0+N_1\end{array}\right.---\left(8\right)$

从式（8）可以看出，corr(k)的差分运算结果在同步信号起始点k₀，第二径位置k₀+N₁处出现峰值。以此类推，在多径信道下，二次相关结果的差分值在各个径的位置出现峰值，因此可以通过第一个峰值的位置找到同步信号的起始点，从而找到帧的起始点。采用分段互相关算法后，原序列的正交性被破坏，在非同步信号起始点位置的分段互相关结果增大，自相关的结果不如式（8）明显，但是依然能够得到差分运算的峰值，从而获得进行精确的帧同步结果。

由上可见，本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

本发明还提出了一种OFDM***的帧同步装置。图4是本发明实施例中OFDM***的帧同步装置结构图，如图4所示，本实施例中，OFDM***的帧同步装置包括依次相连的分段互相关模块、自相关模块、差分模块、选择模块和调整模块，其中：

分段互相关模块，用于对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的分段互相关结果corr_cross(k);

自相关模块，用于对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的自相关结果corr_auto(k)；

差分模块，用于对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，输出差分运算结果diff_value(k)；

选择模块，用于选取diff_value(k)的第一个峰值点作为帧的起始位置；

调整模块，用于根据选择模块所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

其中，分段互相关模块、自相关模块、差分模块、选择模块和调整模块各个部分的工作过程和原理与前述OFDM***的帧同步方法中相应部分的内容相同，此处不再赘述。

本发明的帧同步装置不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种OFDM***的帧同步方法，其特征在于，包括如下步骤：

（a）对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，所述分段互相关运算是指将所述接收信号序列和所述本地同步信号序列分段后对每一分段分别进行互相关运算，然后对各个分段的互相关运算结果求和，最后再对求和结果进行能量归一化;

（b）对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的自相关结果corr_auto(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

（c）对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，得到差分运算结果diff_value(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，取diff_value(k)过预设门限的第一个峰值点作为帧的起始位置；

（d）根据步骤（c）所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

2.根据权利要求1所述的OFDM***的帧同步方法，其特征在于，步骤（a）中，所述分段的段数为M，M为自然数，在OFDM***存在的相对频偏为ε时，M由下式确定：

$\mathrm{corr}\_\mathrm{cross}\left(k\right)=\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2}\≥\mathrm{\δ},$

其中δ为预先设定的数值，δ的值在0到1之间，N为相关窗的长度，N为自然数。

3.根据权利要求1所述的OFDM***的帧同步方法，其特征在于，步骤（b）中，所述自相关运算为将归一化的分段互相关结果corr_cross(k)延迟一个同步信号的长度N后与归一化的分段互相关结果corr_cross(k)本身相关。

4.根据权利要求1所述的OFDM***的帧同步方法，其特征在于，当用于***多媒体广播CMMB***时，步骤（c）中，所述预设门限在CMMB***的带宽为2M Hz时取0.0004，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.0002。

5.一种OFDM***的帧同步装置，其特征在于，包括依次相连的分段互相关模块、自相关模块、差分模块、选择模块和调整模块，其中：

所述分段互相关模块，用于对接收信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，k∈[0，+∞）,k为整数，所述分段互相关运算是指将所述接收信号序列和所述本地同步信号序列分段后对每一分段分别进行互相关运算，然后对各个分段的互相关运算结果求和，最后再对求和结果进行能量归一化;

所述自相关模块，用于对归一化的分段互相关结果corr_cross(k)进行自相关运算，并对结果进行归一化，输出归一化的自相关结果corr_auto(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

所述差分模块，用于对归一化的自相关结果corr_auto(k)进行差分运算，输出差分运算结果diff_value(k)，k∈[0，+∞）,k为整数；

所述选择模块，用于选取diff_value(k)的第一个峰值点作为帧的起始位置；

所述调整模块，用于根据所述选择模块所确定的帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

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