CN101924725A - 一种ofdm***的帧同步方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种OFDM***的帧同步方法，包括：(a)对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；(b)在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃；(c)对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，其中k_fix略大于最大多径时延的一半；(d)取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置，根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏。

Description

一种OFDM***的帧同步方法与装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)***的帧同步方法与装置。

背景技术

帧同步是使通信***中收、发两端的各路时隙脉冲相对应并保持一致，从而保证各话路正确地进行传输和接收，不致发生收发各路间的混乱。

CMMB(China Mobile Media Broadcasting，***多媒体广播)***中采用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术，是一种OFDM***，OFDM***具有频谱利用率高、抗多径干扰能力强等优点，但OFDM***对帧同步的要求很高。CMMB***的信道环境恶劣，且支持高速移动，对***帧同步提出了更高的要求。

现有帧同步方法通常采用相关算法实现，包括自相关算法和互相关算法两类。传统的互相关算法将接收信号序列与本地信号序列相关，具有相关曲线峰值突出的优点，能够较好的抵抗高斯噪声的干扰，但是基于传统互相关的帧同步方法不能有效的对抗载波频偏。在CMMB***中，要求***在存在较大的载波频偏时仍能正常工作，所以无法直接利用互相关算法。基于自相关的帧同步方法通常利用信息序列中相同的信号进行相关，如循环前缀、导频信号等，将接收信号序列延迟一定的时间间隔后与自己相关。这种自相关算法对载波频偏等干扰具有较强的抵抗能力，但采用这种方法获得的接收信号自相关曲线在峰值附近变化平缓，即所谓的平顶效应，使其难以在高斯噪声较大的情况下准确检测帧的起始位置。

可见，现有的采用相关算法的OFDM***中的帧同步方法不能同时有效对抗载波频偏和多径信道的影响，因此无法满足比如CMMB***等采用OFDM技术的***对于帧同步的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种OFDM***的帧同步方法，能够同时有效对抗载波频偏和多径信道的影响，满足诸如CMMB***等采用OFDM技术的***对于帧同步的要求。

为解决上述技术问题，本发明提出了一种OFDM***的帧同步方法，包括如下步骤：

(a)对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

(b)在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设的自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃；

(c)对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，其中k_fix略大于最大多径时延的一半；

(d)取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置，根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(a)中，所述自相关运算为将接收信号序列延迟一个同步信号的长度N后与接收信号序列本身相关。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，当应用于CMMB***时，步骤(b)中，所述预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为2M Hz取0.25。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，当应用于CMMB***时，步骤(b)中，所述预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.2。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(c)中，所述分段的段数为M，M为自然数，在OFDM***存在的相对频偏为ε时，M由下式确定：

corr_cros s(k)≥δ，

其中δ为预先设定的数值，δ的值在0到1之间。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(c)中，k_fix为最大多径时延的0.6倍。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，当应用于CMMB***时，步骤(d)中，所述分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为2M Hz取0.32。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，当应用于CMMB***时，步骤(d)中，所述分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.08。

为解决上述技术问题，本发明还提出了一种OFDM***的帧同步装置，包括依次相连的自相关模块、峰值平台选取模块、分段互相关模块、选择模块和调整模块，其中：

所述自相关模块，用于对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

所述峰值平台选取模块，用于在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设自相关判决门限threshold_aut o的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃，选取处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列，其中k_fix略大于最大多径时延的一半；

所述分段互相关模块，用于对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)；

所述选择模块，用于取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置；

所述调整模块，用于根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，k_fix为最大多径时延的0.6倍。

本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

附图说明

图1是CMMB***的帧结构图；

图2是本发明实施例中OFDM***的帧同步流程图；

图3是本发明实施例中寻找自相关峰值平台的原理图；

图4是本发明实施例中分段互相关运算的一种具体流程图；

图5是本发明实施例中OFDM***的帧同步装置结构图。

具体实施方式

本发明的主要构思是，采用二次相关算法实现OFDM***中的帧同步，即首先对接收信号序列进行自相关运算，在自相关结果中找到峰值两侧等于预设自相关判决门限的两点，取该两点的中点，再对所述中点两侧一定范围内的信号序列进行分段互相关，取分段互相关结果中过分段互相关门限的以一个峰值作为帧起始位置。本发明首先利用自相关算法得到帧起始位置的范围，然后再利用分段互相关算法获得精确的帧起始位置。

下面以CMMB***为例，通过实施例对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围，本发明同样适用于其他OFDM***。

CMMB标准规定了在广播业务频率范围内，移动多媒体广播***传输信号的帧结构、信道编码和调制方式。根据标准，CMMB***的帧结构如图1所示。从图1中可以看到，CMMB***的一个帧由40个时隙组成，总持续时间为1s(1秒)。每个时隙由一个信标和53个OFDM符号组成。每一个信标包括一个发射机标识TxID和两个相同的同步信号序列，该同步信号序列由PN序列(Pseudo-noise Sequence，伪噪声序列)变化得到，在2MHz模式下每个同步信号序列的子载波数为512，在8M模式下每个同步信号序列的子载波数为2048。

图2是本发明实施例中CMMB***的帧同步流程图，如图2所示，包括如下步骤：

步骤210，对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

由于每个时隙都有两个相同的同步信号序列，可以将接收信号序列延迟一个同步信号的长度N后与自己相关。假设接收到的信号序列记为R＝{r_k，k∈[0，+∞)}，则自相关的模值平方表示如下：

在无噪声无频偏无多径的理想状态下，当相关窗起点恰好对应于同步信号起始位置时(设此时k＝k₀)，

公式(1)的结果出现峰值，

corr_auto(k₀)＝N²。

自相关曲线在峰值附近变化平缓，即所谓的平顶效应，对信号峰值的辨识比较困难，特别是在多径信道下，由于多径的存在，峰值平台会变得更长。在多径信道下，设各个径之间的距离为N₁，N₂，…N_m，当相关窗起点恰好对应于同步信号起始位置时，多径信道下自相关的模值平方可以表示为：

式(2)中

的值不为1。

当相关窗起始点位于多径位置时，可以得到同式(2)的自相关的结果，

步骤220，在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃；

自相关结果在帧起始位置附近出现平台，无法获得精确的帧起始位置。如果预先设定自相关判决门限threshold_auto，峰值两侧通过自相关判决门限的点k₁、k₂关于峰值平台对称，取k₁、k₂的中点k₃，前后平移k_fix个点，就可以获得自相关峰值平台。自相关峰值平顶的宽度由多径时延决定，k_fix可以设定为略大于最大多径时延的一半，优选地，k_fix可以为最大多径时延的0.6倍。寻找自相关峰值平台的原理如图3所示。

当本发明应用于CMMB***时，步骤220中，预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为2M Hz可以取0.25，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时可以取0.2。

这种自相关算法可以获得帧起始位置附近的信号，而排除非帧起始位置的信号。它的缺点是帧起始位置不够精确，而互相关算法具有峰值尖锐的特性，两种算法可以互补。但现有的互相关算法不能对抗较大的载波频偏，为此，本发明下面的步骤中采用了分段互相关算法，这种新的算法不仅能够对抗较大的载波频偏，同时有互相关算法峰值尖锐的优点。

步骤230，对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，其中k_fix略大于最大多径时延的一半，优选地，k_fix可以为最大多径时延的0.6倍；

图4是本发明实施例中分段互相关运算的一种具体流程图，如图4所示，步骤230具体可以包括：

(231)，设发送端信标的每一个同步信号序列为S＝{s₁，s₂，...，s_N}，其中，N为自然数，代表序列长度，该序列同时也作为接收端帧同步的本地同步信号序列，接收端得到的接收信号为R＝{r_k，k∈(-∞，+∞)}，  k为整数，将相关窗内的序列分为M等分，相关窗的宽度为N，M、N为自然数，则每个分段的长度为N_m＝N/M；

这里说明一下，相关窗就是进行分段互相关的信号序列，相关窗的长度是固定的，为一个同步信号的长度N。

为增大互相关值，可以采用互相关的模值平方值表示。

(232)分别对各分段内的接收信号子序列与本地同步信号子序列进行互相关，则第m个分段的互相关值的模值平方为

(233)将各分段的互相关结果相加，得到用于检测帧同步的互相关结果：

(234)为了使互相关结果不受接收信号功率的影响，对互相关结果进行能量归一化，即用相关结果除以相关窗内接收信号的能量总和。能量归一化的相关结果表示为：

据式(4)计算出的归一化互相关结果的数值与同步序列长度以及接收信号功率均无直接联系，其大小在[0，1]范围内，因而便于设定统一的帧同步门限值。从而进行峰值检测。

归一化后，不存在频偏的理想状态下的分段互相关结果为1；存在相对频偏为ε时，分段互相关的结果为：

$\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2},$

如果令：

$\frac{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\·\frac{M^2}{N^2}\≥\mathrm{\δ},$

就可以得到使得分段互相关的结果保持在无载波频偏的δ以上的合适的分段数M的值。

分段互相关的方法使得每个子相关窗的长度远小于原相关窗长度，破坏了原有序列的正交性，且使得各子相关窗内噪声信号与本地信号子序列相似的可能性增加。随着分段数的增加，帧起始位置之外的其他位置的相关结果逐渐增大，非帧起始位置的相关结果超过门限值的可能性也逐渐增大，因此要合理选择分段数M的值，使得非帧起始位置处相关结果数值不会过大而引起误判。

步骤240，取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置；

其中，当本发明应用于CMMB***时，步骤240中，分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为2M Hz可以取0.32，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时可以取0.08。

由于CMMB***中多径信道的存在，本发明中的分段互相关算法在进行峰值判断的时候，选取最早径而非最大径作为帧起始位置。

步骤250，根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

与现有技术相比，本发明采用分段互相关算法可以对抗较大的载波偏移，下面对本发明如何实现上述效果进行分析。

现有的互相关算法的模值平方表示如式(5)：

当相关窗起点恰好对应于同步信号起始位置时(设此时k＝k₀)，此时得到的互相关结果的模值平方值即为滑动相关结果模值平方的峰值。若载波频偏为0，则r_n+k·s_n ^*＝1，由式(5)求出的互相关结果的模值平方的峰值为N²；当***中存在的相对载波频偏为ε时，r_n+k·s_n ^*＝e^j2πε(n+k)，互相关结果的模值平方的峰值为：

(6)

式(6)中，ε＝Δf/f_band，Δf为载波频偏，f_band为信号带宽。CMMB***中同步序列的长度是固定的，即相关窗长度N保持不变，互相关的模的平方的峰值会随着相对载波频偏ε的增大而减小。当εN＝1时，corr(k₀)＝0，采用传统的互相关算法无法找到帧头。在这种相对频偏ε的影响使得互相关峰值点不能辨认的情况下，根据式(6)，如果能合理改变相关窗N的大小，可以减小频偏对互相关结果的影响，提高式(6)的取值，从而达到帧同步的目的。基于这个思想，本发明提出了分段互相关算法用来对抗载波频偏。采用分段互相关算法后，在存在频偏时，分段互相关结果的模值平方的峰值为

$\mathrm{corr}\_\mathrm{cross}\left(k_0\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=1}{\overset{N_m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π\ϵ}(n+k_0+N_1+...+N_{m-1})}\right|}^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=1}{\overset{N_m}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π\ϵn}}\right|}^2$ (7)

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_m}}{1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}}\right|}^2=\frac{1}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}|}^2}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2$

比较式(6)与式(7)可得，在具有相同的相对载波频偏ε时，分段相关窗为N/M的分段互相关的模的平方是传统的互相关算法得到的模的平方的

$\frac{M{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}/M}|}^2}{{|1-e^{j2\mathrm{\π\ϵN}}|}^2},$

在存在较大载波频偏的时候，分段互相关算法更易于峰值的检出。当εN＝1时，分段互相关的结果为

$\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|1-e^{j2\mathrm{\π}/M}|}^2,$

解决了传统的互相关算法因为载波频偏过大而无法检出帧头的问题。

改进后的分段互相关算法可以对抗较大的载波频偏，但是分段互相关算法仍然受多径信道的影响。多径信道的存在造成分段互相关算法在帧头附近会出现多个峰值，这给帧头的辨识带来了一定的困难。虽然OFDM***能够有效的对抗多径信道，但是这需要在找到帧头前将时域信号转到频域信号进行滑动相关，运算量过大，难以硬件实现，因此需要寻找新的算法。本文采用的算法将自相关和分段互相关算法结合解决了这个问题。

由上可见，本发明的帧同步方法不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

本发明还提出了一种OFDM***的帧同步装置。图5是本发明实施例中OFDM***的帧同步装置结构图，如图5所示，本实施例中，OFDM***的帧同步装置包括依次相连的自相关模块、峰值平台选取模块、分段互相关模块、选择模块和调整模块，其中：

自相关模块，用于对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

峰值平台选取模块，用于在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃，选取处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列，其中k_fix略大于最大多径时延的一半，优选地，k_fix可以为最大多径时延的0.6倍；当应用于CMMB***时，预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为2M Hz可以取0.25，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时可以取0.2。

分段互相关模块，用于对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)；

选择模块，用于取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置；当应用于CMMB***时，分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为2M Hz可以取0.32，在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时可以取0.08。

调整模块，用于根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

其中，自相关模块、峰值平台选取模块、分段互相关模块、选择模块和调整模块各个部分的工作过程和原理与前述OFDM***的帧同步方法中相应部分的内容相同，此处不再赘述。

本发明的帧同步装置不仅可以工作在多径信道，而且可以对抗较大的载波频偏，提高了帧同步的精确度，适应CMMB***存在高速移动、多径信道的恶劣的工作环境。同时，本发明的帧同步方法也可以推广到CMMB***外的其他的OFDM***。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种OFDM***的帧同步方法，其特征在于，包括如下步骤：

(a)对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

(b)在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设的自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃；

(c)对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)，其中k_fix略大于最大多径时延的一半；

(d)取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置，根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

2.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，步骤(a)中，所述自相关运算为将接收信号序列延迟一个同步信号的长度N后与接收信号序列本身相关。

3.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，当应用于CMMB***时，步骤(b)中，所述预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为2M Hz取0.25。

4.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，当应用于CMMB***时，步骤(b)中，所述预设的自相关判决门限threshold_auto在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.2。

5.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，步骤(c)中，所述分段的段数为M，M为自然数，在OFDM***存在的相对频偏为ε时，M由下式确定：

corr_cross(k)≥δ，

其中δ为预先设定的数值，δ的值在0到1之间。

6.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，步骤(c)中，k_fix为最大多径时延的0.6倍。

7.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，当应用于CMMB***时，步骤(d)中，所述分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为2M Hz取0.32。

8.根据权利要求1所述的CMMB***的帧同步方法，其特征在于，当应用于CMMB***时，步骤(d)中，所述分段互相关判决门限threshold_cross在CMMB***的带宽为6M/7M/8M Hz时取0.08。

9.一种OFDM***的帧同步装置，其特征在于，包括依次相连的自相关模块、峰值平台选取模块、分段互相关模块、选择模块和调整模块，其中：

所述自相关模块，用于对接收信号序列进行自相关运算，得到自相关结果corr_auto(k)；

所述峰值平台选取模块，用于在自相关结果corr_auto(k)中选取峰值两侧等于预设自相关判决门限threshold_auto的点，分别记为k₁、k₂，找到k₁、k₂的中点k₃，选取处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列，其中k_fix略大于最大多径时延的一半；

所述分段互相关模块，用于对处于k₃-k_fix和k₃+k_fix之间的信号序列与本地同步信号序列进行分段互相关运算，并对结果进行归一化，得到归一化的分段互相关结果corr_cross(k)；

所述选择模块，用于取分段互相关结果corr_cross(k)中过分段互相关判决门限threshold_cross的第一个峰值点作为帧起始位置；

所述调整模块，用于根据该帧起始位置调整接收信号序列位置，输出同步后的接收信号。

10.根据权利要求9所述的OFDM***的帧同步装置，其特征在于，k_fix为最大多径时延的0.6倍。

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