CN101902207B - 偏置电路、高功率放大器和便携信息终端 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种偏置电路、高功率放大器和便携信息终端。提供一种可以在低功率输出时减少增益变化、有助于设置输出功率并且不太可能受元件值的变化和产品之间的变化所影响的用于增益控制的偏置电路。假设在让三个偏置电路串行连接的HPA中使用。第三偏置电路的电流随着平方律特性而变化。平方律特性由包括线性放大器及其***电路的缓冲放大器放大。第三偏置电路的输出电流根据从恒定电流源与线性放大器之间的连接点分支的连接有二极管的FET的电流可驱动性系数而变化。通过提供如下电路来控制第三偏置电路的输出电流，该电路从FET中流动的电流汲取某一数量的电流。

Description

偏置电路、高功率放大器和便携信息终端

相关申请的交叉引用

包括说明书、说明书附图和说明书摘要、于2009年5月29日提交的第2009-130299号日本专利申请的公开内容通过引用整体结合于此。

技术领域

本发明涉及一种抑制多级偏置电路的控制电压——输出功率特性相对于无线通信设备的高频功率而言的变化的方法，并且具体涉及一种抑制由于温度变化或者工艺变化所致的控制电压——输出功率特性在产品之间的变化的方法。

背景技术

传统地，配备有可变增益功能的功率放大模块已经广泛应用于便携无线通信设备，该可变增益功能通过改变多级功率放大器的偏置条件来使输出功率可变。多级功率放大器的问题之一在于控制电压——输出功率特性在晶体管的阈值电压附近的剧变。图1图示了常规多级功率放大器的例子。

图1是示出了三级偏置电路的框图，该三级偏置电路是常规多级功率放大器的例子。此外，图2(a)和图2(b)是代表偏置电压V_apc、漏极驱动电流I_D1、I_D2和I_D3以及三级偏置电路P_out在由图1的偏置电路控制时的变化的曲线图。这里，偏置电压V_apc是用于通过比较发送请求信号和检测信号来对高频检测信号进行反馈控制的信号。

三级偏置电路包括串行连接的第一偏置电路1、第二偏置电路2和第三偏置电路3。匹配电路耦合于相应偏置电路之间并且在第三偏置电路3的输出侧。

电流镜电路应用于三级偏置电路的第一偏置电路1、第二偏置电路2和第三偏置电路3。各级的偏置电路由从APC(自动功率控制电路)4输出的电流控制。

APC 4是在对输入V_apc的电压到电流转换之后向各级偏置电路适当输出控制电流I_bias的控制电路。

图2(a)是图示了各放大器的漏极驱动电流I_D如何根据向三级放大器偏置电路的APC添加的控制电压V_apc而变化的曲线图，而图2(b)是图示了三级放大器偏置电路的输出P_out(以dbm为单位)如何根据向三级放大器偏置电路的APC添加的控制电压V_apc而变化的曲线图。

也就是说，三级放大器偏置电路的APC从控制开始时进行对第一级和第二级的线性电流控制。另一方面，在已经向控制电压V_apc添加超过某一电平的电压之后对第三级进行如下控制，该控制比第一级和第二级更迟和更陡地增加漏极驱动电流I_D(见图2(a))。

这样的控制带来电流在启动时的陡峭变化，因为FET的互导(gm)与漏极驱动电流I_D的平方根成比例，并且该变化随后变为近似线性的。通过控制三级放大器偏置电路在这一线性段中的输出P_out，有可能提供具有优异控制特性的高频功率放大模块。

日本专利待审公开号2001-102881(专利文献1)公开了一种提供包括多个串行连接的MOSFET的多级高频功率放大模块的方法，该模块使得线性段的斜度平滑以改进其控制特性。

然而，即使如专利文献1中公开的那样通过改进线性段来改进控制特性，仍然有问题。

换言之，在到达线性段之前的伴随有陡峭变化的段中、也就是在启动时在产品之间存在控制变化。图3(a)和图3(b)是图示了三级放大器偏置电路的输出P_out如何由于产品之间的变化而变化的曲线图。图3(a)是图示了各放大器的漏极驱动电流I_D如何根据向三级放大器偏置电路的APC添加的控制电压V_apc而变化的曲线图，而图3(b)是图示了三级放大器偏置电路的输出P_out如何根据向三级放大器偏置电路的APC添加的电压V_apc而变化的曲线图。

如图3(a)中可见，首先在第三级的从APC输出的漏极驱动电流I_D3(I_D3-1、I_D3-2、I_D3-3)中出现产品之间的变化。以此为主要因素，也可能在三级放大器偏置电路的输出P_out中包括误差(见图3(b)的P_out-1、P_out-2、P_out-3)。换言之，在使用控制偏置将输出功率设置于低功率电平而不能充分抑制增益变化时，由于对偏置过分高的灵敏度而使得控制变得困难。

鉴于上述境况而做出本发明，其提供一种可以在低功率输出时减少增益变化、有助于设置输出功率并且不太可能受元件值的变化和产品之间的变化所影响的用于增益控制的偏置电路。

本发明的其它目的和新特征将根据本说明书和附图的描述而变得清楚。

发明内容

下文简要地说明在本申请中公开的本发明之中的典型发明的概况。

根据本发明的一个有代表性的实施例的一种偏置电路包括：线性放大器，放大从输入端输入的电流；以及电阻器，耦合到输入端与线性放大器之间的连接点并且经由连接有二极管的第一FET接地，其中线性放大器与其***电路一起组成包括阈值电压偏移的缓冲放大器，并且缓冲放大器的输出耦合到第二FET的基极端子。

在该偏置电路中，可以通过设置第一FET和第二FET的电流可驱动性系数来排除偏置电路的不期望分量的影响。

在该偏置电路中，可以汲取从电阻器和第一FET的连接点流向第一FET的部分电流。

在该偏置电路中，电流镜电路可以汲取第一FET中流动的部分电流。

根据本发明的一个有代表性的实施例的一种高功率放大器包括多个串行连接的偏置电路，其中根据本发明的偏置电路用作串行连接的偏置电路的末级偏置电路。

一种使用该功率放大器的便携信息终端落入本发明的范围内。

下文简要地说明在本申请中公开的本发明之中的典型发明所获得的效果。

通过将根据本发明的有代表性的实施例的偏置电路应用于作为多级功率放大器的例子的三级偏置电路，变得有可能线性地而不是以平方根方式改变在低输出时向第三级栅极电压添加的电压。由此抑制输出功率对偏置电压的灵敏性从而有助于使用偏置电压来控制输出功率。

此外，变得有可能通过修改偏置电路中常规使用的电流镜电路来减少器件变化的影响。由此可以提高产品产量。

附图说明

图1是图示了作为常规多级功率放大器的例子的三级偏置电路的框图；

图2(a)和图2(b)是图示了漏极驱动电流I_D1、I_D2和I_D3以及三级偏置电路P_out在由图1的偏置电路控制时相对于偏置电压V_apc而言的变化的曲线图；

图3(a)和图3(b)是图示了三级放大器偏置电路的输出P_out和漏极驱动电流I_D如何由于产品之间的变化而变化的曲线图；

图4是根据本发明第一实施例的第三级偏置电路的原理图；

图5是对其应用根据本发明第一实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图；

图6是根据本发明第二实施例的第三级偏置电路的原理图；

图7是图示了本发明的第二实施例中电流I_D的各项在α＝0.9时的量值的曲线图；

图8是图示了本发明的第二实施例中电流I_D的各项在α＝0.99时的量值的曲线图；

图9是对其应用根据本发明第二实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图；

图10是根据本发明第三实施例的第三级偏置电路的原理图；

图11是对其应用根据本发明第三实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图；并且

图12是根据本发明第四实施例的功率放大器的框图。

具体实施方式

下文将参照附图描述本发明的实施例。

(第一实施例)

图4是根据本发明第一实施例的第三级偏置电路的原理图。此外，图5是对其应用根据本发明第一实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图。这里未示出第一偏置电路1和偏置电路2，因为它们以常规方式使用电流镜电路来提供偏置。虽然具体描述了APC 4-1的内部配置，但是其基本配置与常规APC 4中采用的基本配置相同。

根据这一实施例的偏置电路包括恒定电流源101、放大器102、连接有二极管的FET 103、电阻器104、电阻器105、电阻器106和FET 107。

恒定电流源101发挥将控制偏置电流I_cont控制成恒定电流的作用。

FET 103以分路方式耦合到恒定电流源101与放大器102之间的连接点。连接有二极管的FET 103的目的是汲取某一数量的在放大器102中流动的电流。FET 103和电阻器104确定在恒定电流源101与放大器102之间的连接点的电势V₁。在FET 103与电阻器104之间的连接点的电势表示为V_G1。

放大器102包括放大如下信号的高频功率放大器及其***电路，该信号使用FET 103等来汲取来自恒定电流源101的输出的电流。放大器102是线性放大器。

电阻器105和106对放大器102的输出电压进行分压。基于电阻器105与106之间连接点的电势来控制FET 107的栅极端子。电阻器105和106具有衰减高频信号的功能。

具有阈值偏移的缓冲放大器10包括放大器102、连接有二极管的FET 103、电阻器104、电阻器105和电阻器106。

FET 107具有放大和输出向栅极输入的高频信号的RF放大功能。

将使用原理图来说明第三级偏置电路如何工作。

可以按照以下等式计算电路中的V_G1。

[等式1]

$V_{G1}=\sqrt{\frac{I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

在上述表达式中，I_cont表示来自恒定电流源的电流值，而β₁表示FET 103的电流可驱动性系数。此外，V_th表示FET 103的阈值电压(与温度相关)。

V_G1的计算提供在恒定电流源101与放大器102之间的连接点的电势V₁。

[等式2]

$V_1=R\×I_{\mathrm{cont}}+\sqrt{\frac{I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

这里，R表示电阻器104的电阻值。

包括放大器102和其它电路的缓冲放大器10(因为包括***电路而在图5中示出)将V₁的值直接施加于FET 107的栅极。由于可以忽略V_th，所以它可以表达如下。

[等式3]

$V_{\mathrm{amp}}={(R\×I_{\mathrm{cont}})}^2+2\×R\×I_{\mathrm{cont}}\×\sqrt{\frac{I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

$=R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+2\×R\×{I_{\mathrm{cont}}}^{\frac{3}{2}}\×\frac{1}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

基于前文，I_D可以根据FET 107的电流可驱动性系数β₂计算如下。

[等式4]

$I_D={\mathrm{\β}}_2\×R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+\frac{2\×{\mathrm{\β}}_2\×R}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}\×{I_{\mathrm{cont}}}^{\frac{3}{2}}+\frac{{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\β}}_1}\×I_{\mathrm{cont}}$

可以按照一般电流可驱动性系数的表达式计算上文提到的β₁和β₂。

[等式5]

$\mathrm{\β}=C_{\mathrm{ox}}\mathrm{\μ}\frac{W}{I}$

在此，C_ox表示每单位面积的氧化膜电容，μ表示电子迁移率速度，W表示栅极宽度，而I表示栅极长度。

下文将提供(等式4)的更多讨论。

在(等式4)中，第一项(β₂×R²×I_cont ²)是平方律特性。第二项和第三项表达不期望项(不期望分量)。不期望分量在I_cont为小时(换言之，紧接在第三偏置电路3-1的恒定电流源101启动之后)变为主导，这是所不希望的。

发明人构思一种从(等式4)排除这样的不期望分量的方法并且导出本发明。也就是说，可以通过增加FET 103的电流可驱动性系数β₁(＝增加FET 103的尺寸)以增加第二项和第三项的分母来减少不期望分量。

换言之，通过增加FET 103中的(等式5的)分子中的各参数而减少作为分母中的参数的栅极长度I来增大电流可驱动性系数β₁。由此可以排除不期望分量。

图5的高功率放大器(HPA)直接使用上述原理。注意下文中可能有提供省略图4的输出端子侧配置的描述这样的情况。在本图中省略匹配电路。

APC 4-1根据上述(等式4)来供应I_cont。关于该供应，APC 4-1中的电流镜电路14发挥恒定电流源101的作用。

如上文已经描述的那样，这一HPA的特性在于第三偏置电路3-1。此外，第三偏置电路3-1在原本如此的基础上包括图4中所示原理图的内容。

由此可以抑制第三偏置电路3-1的增益相对于控制电压而言的陡峭。可以通过以这一方式增加FET 103的电流可驱动性系数β₁来提供理想偏置电路。

(第二实施例)

接着将描述本发明的第二实施例。

第一实施例的目的在于通过如上文所述增加FET 103的电流可驱动性系数β₁来排除偏置电流的不期望分量。已经通过增加(等式5的)分子中的各参数且减少分母中的参数来关注它的可行性。

然而，这些参数依赖于器件的物理尺寸，比如栅极宽度W或者栅极长度I。设计难度存在于偏置电路的特性主要依赖于器件的物理尺寸。

因此，第二实施例的目的在于排除偏置电路的不期望分量而不依赖于器件尺寸。

图6是根据本发明第二实施例的第三级偏置电路的原理图。此图与图4不同之处在于包括调整电路201。

调整电路201从连接有二极管的FET 103中流动的电流中汲取与输入电流成比例的电流。因而，调整电路201以支路方式耦合到连接有二极管的FET 103与电阻器104之间的连接点。

下文将描述调整电路201的具体配置。

调整电路201将从在FET 103中流动的输入电流汲取的汲取电流的比率定义为α(0＜α＜1)。

首先，与第一实施例类似，将使用原理图说明第三级偏置电路的操作。

可以按照以下等式计算这一电路中的V_G1。

[等式6]

$V_{G1}=\sqrt{\frac{(1-\mathrm{\α})\×I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

与第一实施例一样，在计算V_G1时也可以计算在恒定电流源101与放大器102之间的连接点的电势V₁。

[等式7]

$V_1=R\×I_{\mathrm{cont}}+\sqrt{\frac{(1-\mathrm{\α})\×I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

在这一情况下，向FET 107的栅极端子施加的电压给定如下。

[等式8]

$V_{\mathrm{amp}}=R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+2\×R\×I_{\mathrm{cont}}\×\sqrt{\frac{{(1-\mathrm{\α})\×I}_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{{(1-\mathrm{\α})\×I}_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

$=R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+\frac{2\×R\×\sqrt{(1-\mathrm{\α})}\×{I_{\mathrm{cont}}}^{\frac{3}{2}}}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{(1-\mathrm{\α})\×I_{\mathrm{cont}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

基于前文，I_D可以根据FET 107的电流可驱动性系数β₂计算如下。

[等式9]

$I_D=R^2\×{\mathrm{\β}}_2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+\frac{2\×{\mathrm{\β}}_2\×R\×\sqrt{(1-\mathrm{\α})}}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}\×{I_{\mathrm{cont}}}^{\frac{3}{2}}+\frac{{\mathrm{\β}}_2\×(1-\mathrm{\α})}{{\mathrm{\β}}_1}\×I_{\mathrm{cont}}$

同样在第二实施例中，右侧的第一项是理想分量，而第二项和第三项为不期望分量。

现在应当关注整个偏置电路由于调整电路201的α值而起的变化。

图7是图示了本发明的第二实施例中电流I_D的各项在α＝0.9时的量值的曲线图，而图8是图示了本发明的第二实施例中电流I_D的各项在α＝0.99时的量值的曲线图。

在各图中描述三个参数I、I_error和I_D。I表示(等式9的)右侧第一项的理想分量。I_error表示相同等式的右侧第二项和第三项之和。I_D表示(等式9的)左侧的I_D。

(等式9的)第二项和第三项的分子越小，I_D的不期望分量变得越小。因此，根据图7和图8，清楚的是：随着α逼近“1”，实现更理想情形(第一项)。

图9是对其应用根据本发明第二实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图。

比较这一实施例的HPA与第一实施例的HPA，APC 4-2和第三偏置电路302有所不同。

第三偏置电路3-2具有两个输入端子(这里，排除放大器102的驱动电压源端子)，从而可以输入αI_cont以及来自恒定电流源101(包含于APC 4-2中)的I_cont。

第三偏置电路3-2具有对输入αI_cont进行处理的电流镜电路11。使用电流镜电路11，可以从FET 103中流动的电流汲取αI_cont。

另外，可以通过向电流镜电路11中包括的FET的栅极端子添加相位补偿电容41来期望增加处理速度。由此可以保证功率放大器实际所需的时间轴响应性。

APC 4-2与APC 4-1的不同之处在于前者输出αI_cont。限定α的方法使用ACP 4-2中的pMOSFET 21和pMOSFET 22。使这些pMOSFET的栅极宽度完全相同。相同APC 4-2中pMOSFET 31以下耦合的电流镜之比设置成1∶1。因而，α＝1成立，因为被减去的电流变得等于I_cont。这使电流停止在FET 103中流动，因此通过将左pMOS的栅极宽度变窄若干百分点或者将电流镜之比设置成1∶0.95等来确定α值。

由此可以排除偏置电路的不期望分量的影响而不依赖于器件的物理尺寸。

[第三实施例]

接着将描述本发明的第三实施例。

在第二实施例中，通过调整电路201汲取FET 103中流动的电流来排除I_D的不期望分量。

对照而言，在本发明的第三实施例中通过从调整电路201进一步汲取偏移电流来使不期望分量恒定。目的在于由此实现更理想的平方律特性。

图10是根据本发明第三实施例的第三级偏置电路的原理图。此图与图6不同之处在于调整电路201为调整电路301所取代。

调整电路301与调整电路201的不同之处在于输入电流和汲取电流未由比例控制而是通过按照从I_cont减去固定偏移值I_offset而获得的值来汲取电流从而进行控制。

将使用这一原理图来说明第三级偏置电路的操作。

可以按照以下等式计算电路中的V_G1。

[等式10]

$V_{G1}=\sqrt{\frac{I_{\mathrm{cont}}-(I_{\mathrm{cont}}-I_{\mathrm{offset}})}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}=\sqrt{\frac{I_{\mathrm{offset}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

也可以据此计算在恒定电流源101与放大器102之间的连接点的电势V₁。

[等式11]

$V_1=R\×I_{\mathrm{cont}}+\sqrt{\frac{I_{\mathrm{offset}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+V_{\mathrm{th}}$

可以类似地计算向FET 107的栅极端子施加的电压。

[等式12]

$V_{\mathrm{amp}}=R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+2\×R\×I_{\mathrm{cont}}\×\sqrt{\frac{I_{\mathrm{offset}}}{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{I_{\mathrm{offset}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

$=R^2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+2\×R\×\frac{I_{\mathrm{cont}}\×\sqrt{I_{\mathrm{offset}}}}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{I_{\mathrm{offset}}}{{\mathrm{\β}}_1}$

I_D可以根据(等式12)和FET 107的电流可驱动性系数β₂计算如下。

[等式13]

$I_D=R^2\×{\mathrm{\β}}_2\×{I_{\mathrm{cont}}}^2+2\×R\×{\mathrm{\β}}_2\×\frac{I_{\mathrm{cont}}\×\sqrt{I_{\mathrm{offset}}}}{\sqrt{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\β}}_1}\×I_{\mathrm{offset}}$

可见，虽然由于I_cont保留而无法完全排除第二项的影响，但是可以通过设置I_offset来最小化第二项的影响，并且也可以处理第三项的影响。在控制期间I_offset的处理显著改进，因为I_offset是常数。

现在考虑如何在电路中实施这一处理。

图11是对其应用根据本发明第三实施例的偏置电路的原理的高功率放大器(HPA)的框图。

APC 4-3和第三偏置电路3-3在这一实施例中有所不同。恒定电流源5的添加也是特征所在。

恒定电流源5发挥生成在上述(等式10)至(等式13)中出现的I_offset的作用。

第三偏置电路3-3包括电流镜电路12和13以便实现图10的原理。

在电流镜电路12中，向电流镜电路的恒定电流源侧(栅极和漏极连接于此)输入来自恒定电流源5的I_offset。由于电流镜电路12将另一端子(输出端子)的电流设置成I_offset，所以可以减少电流镜电路13的输入。

向电流镜电路13的恒定电流源侧(栅极和漏极耦合于此)的输入端子输入APC 4-3中生成的I_cont。在电流镜电路12的输出侧的端子也耦合到向其输入I_cont的连接端子。因而，向电流镜电路13输入的有效电流由I_cont-I_offset给定。因此，电流镜电路13可以从连接到输出端子的信号汲取电流I_cont-I_offset。

由此可以生成(方程10)的平方根中的(I_cont-I_offset)，从而可以实施这一实施例。

(第四实施例)

最后将描述将根据上文提到的实施例的HPA应用于蜂窝电话这样的情况。

图12是根据本发明第四实施例的功率放大器的框图。

本功率放大器模块具有两个功率放大器、即1GHz频带中的低频带和2GHz频带中的高频带。在附图中，低频带的输入端子是TXin-低频带，而高频带的输入端子是TXin-高频带。此外，高频带和低频带在天线开关电路内分别具有去除高次谐波的LPF(低通滤波器)、切换发送和接收的开关以及将高频带和低频带信号结合的双工器电路。

向这些端子提供的输入首先由包括第一偏置电路1、第二偏置电路2和第三偏置电路3的上述HPA之一放大。在由HPA放大之后，可以经由耦合器6、检测器电路50和误差放大器51向功率放大器的控制电压V_apc反馈该输入，以便准确地向输出控制电压V_ramp输出功率。

虽然图示了检测器电路50和误差放大器51共同处理低频带和高频带二者，但是将该处理一分为二没有问题。因而，可以针对高频带的输出控制电压V_ramp和低频带的输出控制电压V_ramp提供两个输入。

根据本发明的HPA因此可以应用于功率放大器。

虽然本发明创造的本发明已经基于它的实施例具体加以描述，但是本发明不限于前述实施例，并且无需赘言可能有各种修改而不脱离本发明的精神实质。

本发明有望应用于便携信息终端的功率放大器。具体有望通过应用本发明向使用控制电压来控制输出的GSM功率放大器提供优选偏置电路。

然而无碍于将实施例的偏置电路应用于不同上述目的之外的目的。此外，虽然已经在前文描述中假设在三级中串行连接偏置电路，但是仅使用单个偏置电路并无问题。在更多级中串行连接偏置电路也无问题。

Claims (5)

1.一种偏置电路，包括：

线性放大器，放大从输入端输入的电流；

电阻器，耦合到所述输入端与所述线性放大器之间的连接点并且经由二极管接法的第一FET接地，其中，

所述线性放大器与其***电路一起组成包括阈值电压偏移的缓冲放大器，并且所述缓冲放大器的输出耦合到第二FET的栅极端子，

所述第二FET具有放大和输出向所述第二FET的所述栅极端子输入的高频信号的RF放大功能，以及

调整电路，耦合到所述电阻器和所述第一FET的连接点，所述调整电路汲取所述第一FET中流动的与所述输入电流成比例的电流。

2.根据权利要求1所述的偏置电路，其中通过设置所述第一FET和所述第二FET的电流可驱动性系数来排除所述偏置电路的不期望分量的影响。

3.根据权利要求1所述的偏置电路，其中所述调整电路为电流镜电路。

4.一种高功率放大器，包括多个串行连接的偏置电路，其中根据权利要求1至3中的任一权利要求所述的偏置电路用作所述串行连接的偏置电路的末级偏置电路。

5.一种便携信息终端，使用根据权利要求4所述的高功率放大器。