CN101841248A - 电源设备 - Google Patents

电源设备 Download PDF

Info

Publication number
CN101841248A
CN101841248A CN201010135769A CN201010135769A CN101841248A CN 101841248 A CN101841248 A CN 101841248A CN 201010135769 A CN201010135769 A CN 201010135769A CN 201010135769 A CN201010135769 A CN 201010135769A CN 101841248 A CN101841248 A CN 101841248A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
terminal
power
supply device
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201010135769A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101841248B (zh
Inventor
鲛岛启祐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Canon Inc
Original Assignee
Canon Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Canon Inc filed Critical Canon Inc
Publication of CN101841248A publication Critical patent/CN101841248A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101841248B publication Critical patent/CN101841248B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及电源设备。该电源设备包括开关操作控制部，所述开关操作控制部设置在检测流过变压器的初级线圈的电流的电流检测部和控制开关部的操作的控制部之间，并按照输出电压控制开关部的操作，以致能够进一步减少低负载状态下的消耗功率。

Description

电源设备
技术领域
本发明涉及直流(DC)电源设备，更具体地说，涉及减少低负载状态下的消耗功率的DC电源设备。
背景技术
在回扫***的开关电源(现有技术中的DC电源设备)中，如下控制场效应晶体管(下面简称为FET)的开关操作，所述场效应晶体管起开关回扫变压器的初级电压的开关元件的作用。例如，根据与次级输出电压对应的电压、与流过FET的电流对应的电压和FET的漏极/源极电压，控制开关FET的ON/OFF。具体地说，在与次级输出电压对应的电压超过第一基准电压，并且FET的漏极/源极电压等于或小于第二基准电压的条件下，利用已知的功率控制IC接通FET。同时，在与次级输出电压对应的电压变得小于与流过FET的电流对应的电压的条件下，断开FET。
在这种DC电源设备，例如，如日本专利申请公开No.2000-148265中公开的DC电源设备中，低负载状态下的FET的ON时间段被缩短，以减少低负载状态下的消耗功率。
但是，在按照现有技术的DC电源设备中，由于开关FET的开关频率(次数)被维持，因此低负载状态下的消耗功率的减少存在限制。
低负载状态下的消耗功率的减少成为装备有DC电源设备的电子***中的待解决的重大问题之一。例如，当装备有DC电源设备的电子设备的操作处于等待状态时，即，当电子设备处于低负载状态时，消耗功率能够被降低。于是，能够节省电子设备的功率。即，用户能够进一步降低使用电子设备时的消耗功率，从而降低使用电子设备时产生的成本。因此，越来越要求降低DC电源设备在低负载状态下的消耗功率。
发明内容
因此，本发明的目的是进一步降低DC电源设备中在低负载状态下的消耗功率。
本发明的另一个目的是提供一种DC电源设备，包括：变压器；开关部，控制流过变压器的初级线圈的电流；电流检测部，检测流过变压器的初级线圈的电流；电压输出部，整流和平滑变压器的次级线圈的电压，并输出该电压；检测部，检测次级线圈的再生终止；比较部，比较来自电压输出部的输出电压和基准电压，并输出按照比较结果的信号；控制部，根据检测部的检测结果和来自比较部的输出，接通开关部，以及根据来自电流检测部的输出和来自比较部的输出，断开开关部；和开关操作控制部，设置在电流检测部与控制部之间，并按照输出电压控制开关部的操作。
参考附图，根据示例性实施例的下述说明，本发明的进一步目的将变得显而易见。
附图说明
图1A是图解说明按照第一实施例的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了DC电源设备的整个结构。
图1B是图解说明按照第一实施例的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了功率控制IC 1的结构例子。
图2是图解说明在低负载状态下按照现有技术和第一实施例的操作波形的比较结果的图。
图3是图解说明开关损耗的图。
图4是图解说明在正常负载状态下按照现有技术和第一实施例的IS端子404的电压波形的比较结果的图。
图5A是在正常负载状态下按照现有技术和第一实施例的操作波形的比较图，其图解说明了在正常负载状态下按照现有技术的操作波形。
图5B是在正常负载状态下按照现有技术和第一实施例的操作波形的比较图，其图解说明了在正常负载状态下按照第一实施例的操作波形。
图6是图解说明在过载状态下按照现有技术和第一实施例的IS端子404的电压波形的比较结果的图。
图7A是图解说明按照第二实施例的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了DC电源设备的整个结构。
图7B是图解说明按照第二实施例的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了功率控制IC 1的结构例子。
图8是图解说明在低负载状态下按照现有技术和第二实施例的操作波形的比较结果的图。
图9是图解说明在正常负载状态下按照现有技术和第二实施例的IS端子404的电压波形的比较结果的图。
图10A是在正常负载状态下按照现有技术和第二实施例的操作波形的比较图，其图解说明了在正常负载状态下按照现有技术的操作波形。
图10B是在正常负载状态下按照现有技术和第二实施例的操作波形的比较图，其图解说明了在正常负载状态下按照第二实施例的操作波形。
图11A是在第二实施例中基于二极管201的存在或不存在的IS端子404的电压的比较图，其图解说明了当不存在二极管201时与现有技术相比，在过电流检测电流值方面产生的差异。
图11B是在第二实施例中基于二极管201的存在或不存在的IS端子404的电压的比较图，其图解说明了当存在二极管201时，与现有技术相比，在过电流检测电流值方面产生的差异。
图12A是图解说明按照现有技术的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了DC电源设备的整个结构。
图12B是图解说明按照现有技术的电源设备的示意电路的例子的图，其图解说明了功率控制IC 1的结构例子。
图13是图解说明按照现有技术的电源设备的操作波形的图。
具体实施方式
下面将说明本发明的结构和操作。这种情况下，将在说明现有技术的结构和操作之后，说明具体实施例。不过，应明白公开的实施例只是示例性的，本发明的技术范围并不局限于公开的示例性实施例。
<按照现有技术的DC电源设备的结构和操作的例子>
首先，为了使按照本实施例的DC电源设备的特征清晰，将参考图12A-13说明按照现有技术的DC电源设备的结构和操作。图12A图解说明按照现有技术的DC电源设备的电路的概况。这里将说明的DC电源设备是回扫***的开关电源。
在图12A中，产生初级直流电压的电路具有：进线101、保险丝102、共模线圈103、整流二极管桥104、一次平滑电解电容器105和启动电阻器106。控制一次直流电压的开关的电路具有：场效应晶体管(下面简称为FET)，它是开关元件107的一个例子；变压器108；作为功率控制电路的功率控制IC 109；FET的栅极电阻器110；二极管111；电阻器112；电容器113；电流检测电阻器114(它构成把流过初级线圈的电流转换成电压值的电流检测电路)；和构成传输电路的光耦合器115。流过变压器的初级线圈的电流的中断由FET 107控制。同时，与次级直流电压相关的电路具有二极管116、平滑电容器117、DC电压输出118、和与DC电源设备连接的负载119。二极管116和平滑电容器117构成整流/平滑电路。检测次级直流电压的电路具有电阻器120、由电容器和电阻器构成的相位保证电路121和122、调节电阻器123和124和分路调节器125。
在正常操作下，从进线101输入的商用交流电通过整流二极管桥104进行全波整流，并作为DC电压充入一次平滑电解电容器105。DC电压通过启动电阻器106启动功率控制IC 109。如果功率控制IC109启动并且开关FET 107进入导通状态，那么一次平滑电容器105的DC电压被施加于初级线圈Np，在辅助线圈Nb中感生使用极性与初级线圈Np相同的一侧作为正极性的电压。此时，在次级线圈Ns中感生电压。但是，由于该电压是使用二极管116的阳极侧作为负极性的电压，因此该电压不被传送给次级侧。因此，流过初级线圈Np的电流只是变压器108的激励电流，与激励电流的平方成比例的能量累积在变压器108中。激励电流随时间成比例地增大。在辅助线圈Nb中感生的电压通过二极管111和电阻器112充入电容器113中，向功率控制IC 109供给电源电压。
随后，如果FET 107进入不导通状态，那么在变压器108的每个线圈中感生极性与启动时的极性相反的电压，在次级线圈Ns中感生使用二极管116的阳极侧作为正极性的电压。累积在变压器108中的能量由二极管116和平滑电容器117整流和平滑，变成DC电压输出118，并被提供给负载119。因而，当操作变压器108时，作为功率控制IC 109的电力供给由变压器的辅助线圈Nb产生的电压。这使功率控制IC 109能够持续操作，从而使FET 107持续执行开关操作。于是，变压器108能够持续进行稳定操作。
如下进行DC电压输出118的电压控制。首先，把用调节电阻器123和124分压DC电压输出118而获得的电压输入伴有相位补偿电路121和122的分路调节器125。产生与输入电压电平相应的反馈信号，并通过光耦合器115反馈给功率控制IC 109。通过根据反馈信号进行FET 107的开关控制的功率控制IC 109能够实现稳定的DC电压控制。
下面，将详细说明充当在操作概述中说明的DC电源设备的核心并操作的FET，和控制FET的功率控制IC的操作。这种情况下，将说明作为上面说明的通用功率控制IC并且在频率不固定模式、占空比(duty)不固定模式和电流控制模式的条件下操作的功率控制IC。
在图12A的功率控制IC 109中，各个端子用附图标记a-g表示。图12B中图解说明其中端子名称被明确示出的功率控制IC 109的结构例子。如图12B中所示，功率控制IC 109具有：功率控制IC的启动电路415的启动(VH)端子400，向功率控制IC供电的电源电压(Vcc)端子401，BOTOM端子402，FB端子403，IS端子404，功率控制IC的GND端子405，和OUT端子406。在功率控制IC 109中，比较输入并放大输入的比较器407、409和412，基准电压源408和410，AND电路411，和RS触发器(flip-flop)逻辑电路413构成电路。
下面，将说明在功率控制IC 109的方框图中图解说明的主要组件的功能。首先，将说明功率控制IC 109的各个端子。
启动端子400(a)：向功率控制IC的启动电路提供初级电压。
电源电压端子401(b)：充当功率控制IC的电源的电压输入部。
BOTOM端子402(c)：监视FET 107的漏极/源极电压Vds的端子。依据漏极/源极电压Vds检测次级线圈的再生终止。
FB端子403(d)：次级电压的检测结果的反馈端子。即，FB端子是通过光耦合器115输入DC电压输出118的电压变化的端子。
IS端子404(e)：监视流过FET 107的电流Id的端子。此外，IS端子具有如果对应电压超过预定电压，那么停止功率控制IC的振荡操作的功能。
GND端子405(f)：功率控制IC的GND端子部。
OUT端子406(g)：与FET 107的栅极端子连接的端子。
下面，将说明功率控制IC 109的各个组件。
比较器407：当BOTOM端子402的电压下降得低于基准电压408时，向AND电路411输出高信号。比较器407构成检测次级线圈的再生终止的复位检测电路。
比较器409：当FB端子403的电压超过基准电压408时，向AND电路411输出高信号。比较器409构成比较次级输出电压和基准电压并放大这些电压的误差放大电路。
AND电路411：只有当来自比较器407的输出和来自比较器409的输出都是高电平时，才向RS触发器逻辑电路413的置位端子(S)输出高信号。
比较器412：比较从FB端子403和IS端子404输入的电压，当IS端子404的电压高时，向RS触发器逻辑电路409的复位端子(R)输出高信号。
RS触发器逻辑电路413：通用的RS触发器逻辑电路。
启动电路415：当被提供初级电压时，启动功率控制IC 109的电路。
图13中图解说明使用具有上述结构的功率控制IC 109的DC电源设备中的操作波形的概况。将利用图12和13，主要说明按照现有技术的DC电源设备中的功率控制IC 109、FET 107、变压器108和二极管116的操作。
(定时1)假定电流状态是图13的定时1的状态。即，电流定时是紧接在FET 107进入导通状态之后的定时。在该时间，FET 107的漏极电流Id线性增大。从而，FET 107的漏极电流Id把能量累积在变压器108中。由于在次级线圈Ns中产生的电势是导致二极管116被反向偏置的电势，因此电流If不流过二极管116。因此，DC电压输出118减小。FB端子403的电压经光耦合器115逐渐增大。IS端子404的电压也线性增大，与FET 107的漏极电流Id类似。
(定时2)当IS端子404的电压变得高于FB端子403的电压时的定时是使状态转移到定时2的状态的触发信号。在该定时，RS触发器逻辑电路409的R端子变成高，RS触发器逻辑电路409的Q端子，即，功率控制IC 109的OUT端子406变成低，FET 107进入非导通状态并被断开。因此，FET 107的漏极电流Id不流动。二极管116被在次级线圈Ns中产生的电势正偏置，并进入导通状态。累积在绝缘变压器108中的能量开始作为二极管116的电流If而流动，DC电压输出118增大。因此，FB端子403的电压经光耦合器115逐渐降低。在FET 107的漏极电流Id的供应停止的同时，IS端子404的电压降低。
(定时3)当BOTOM端子402的电压变成等于或小于基准电压408并且FB端子403的电压变得高于基准电压410时的定时是使状态转移到定时3的状态的触发。在该定时，从AND电路411向RS触发器逻辑电路413的S端子输入高信号，RS触发器逻辑电路409的Q端子，即，功率控制IC 109的OUT端子406变成高，FET 107进入导通状态。由于定时3是下一个循环的定时1，因此重复一系列的操作循环。
这样，执行通用DC电源设备的一系列操作(功率控制IC：在频率不固定模式、占空比不固定模式和电流控制模式的条件下的操作)。
下面，将说明具有以上述结构为基础的结构的第一实施例。
图1A和1B图解说明按照第一实施例的DC电源设备的电路结构的例子。具体地说，图1A图解说明DC电源设备的整个结构，图1B图解说明功率控制IC 109的结构例子。由于功率控制IC 109的结构和现有技术中举例说明的图12B的结构相同，因此将省略其详细说明。和图12A相同的结构的说明将被省略，将只说明第一实施例的特征部分。
<按照第一实施例的DC电源设备的结构的特征>
在第一实施例中，二极管201连接在功率控制IC 109的IS端子404(e)和电流检测电阻器114的电流流入端之间，该电流流入端是用于初级线圈的电流检测的电压检测点。即，二极管201的阳极与电流检测电阻器114的电流流入端连接，作为电流检测电路的输出端子的二极管201的阴极与功率控制IC 109的IS端子404(e)连接。这样，在按照第一实施例的DC电源设备中，与按照现有技术的DC电源设备相比，能够进一步减少低负载状态下的消耗功率。低负载状态下的消耗功率的减小是通过减少低负载状态下每单位时间的FET 107的开关频率和减少与开关损耗对应的消耗功率实现的。
<按照第一实施例的DC电源设备的操作例子>
将按照<低负载状态下的电路操作>、<正常负载状态下的电路操作>和<过载状态下的电路操作>的顺序，参考图2-6说明按照第一实施例的电路操作的特征。
<低负载状态下的电路操作>
(图2的定时A)在低负载状态下，从在电流检测电阻器114两端产生的电压超过二极管201的电压Vf的点A的时刻开始，IS端子404的电压开始以恒定的斜度增大。因而，IS端子404的电压非线性地变化。在IS端子404的电压增大并变为与FB端子403的电压相同的电压的定时，FET 107进入非导通状态并且被断开。这种情况下，通过利用在电流检测电阻器114两端产生的电压减去二极管201的电压Vf并被输入IS端子404的特征，与现有技术相比，在开关FET 107从导通状态转变成非导通状态之前所需的时间被增大。与现有技术相比增大了的在开关FET 107进入非导通状态之前所需的时间的比率取决于二极管201的电压Vf。例如，当图2中图解说明的FET 107的开关频率被降低到按照现有技术的DC电源设备中的开关频率的1/6，那么根据下面的计算，如下导出二极管201的电压Vf。
就现有技术来说，P1＝1/2×L×I1 2，其中P1：累积在变压器108中的能量，L：变压器108的L值(对于现有技术和第二实施例相同)，I1：开关FET 107的Id峰值。
就第一实施例来说，P2＝1/2×L×I2 2，其中P2：累积在变压器108中的能量，L：变压器108的L值(对于现有技术和第二实施例相同)，I2：开关FET 107的Id峰值。
因此，如果开关频率被降低到1/6，那么根据6×P1＝P2，获得I2＝(6×I1)1/2。即，与现有技术相比，第一实施例中的开关FET 107的导通时间增大了61/2倍。如果IS端子404的峰值电流被定义为VIS，那么根据1+Vf/VIS＝61/2，获得Vf＝(61/2-1)×VIS。
(图2的定时B)定时B指示在FET 107进入非导通状态之后，累积在变压器108中的能量作为回扫电流流入次级侧的时间段。在第一实施例中，即使在所有回扫电流流动之后，只要FB端子403的电压不超过基准电压410，来自AND电路411的输出就不能变成高(高电平)。于是，触发器逻辑电路409的S端子不能变成高。因此，FET107不能变成导通。这样，控制开关操作，以致即使在所有回扫电流流动之后，FET 107仍然维持非导通状态，DC电压输出118被稳定地控制。即使在通用的功率控制IC中，也包含监视FB端子403的电压的功能。
(图2的定时C)定时C指示FB端子403的电压逐渐增大并超过基准电压410并且FET 107重新进入导通状态的时间段。
这样，与现有技术相比，能够减少每单位时间的FET 107的开关频率，并且能够降低开关损耗。从而，能够减少低负载状态下的消耗功率。图3中图解说明了开关损耗的概况。开关损耗表示FET 107在开关时造成的损耗。即，开关损耗意味着通过把开关操作时的漏极/源极电压Vds和漏极电流Id相乘而获得的功率。
<正常负载状态下的电路操作>
下面，将说明正常负载状态下的电路操作。参考图4和5进行操作比较，图4和5图解说明在正常负载状态下，按照现有技术的DC电源设备和按照第一实施例的DC电源设备的操作波形的概况。
(IS端子404的电压)图4图解说明在FET 107的一次开关中，IS端子404的电压。就现有技术来说，随着时间的过去，电压以恒定的斜度增大。同时，就第一实施例来说，从当IS端子404的电压超过二极管201的电压Vf的定时的点A开始，按某一斜度生成IS端子404的电压。在从0V到点A的电压的电压范围中，IS端子404的电压不具有斜度。如果电压超过点A，那么电压以和按照现有技术的IS端子404的电压变化斜度相同的斜度增大。
(FB端子403和IS端子404的电压，及开关FET的Vds波形)下面，图5A图解说明按照现有技术的DC电源设备中的FB端子403的电压、IS端子404的电压、和开关FET的Vds波形。同时，图5B图解说明按照第一实施例的DC电源设备中的FB端子403的电压、IS端子404的电压、和开关FET的Vds波形。如图4中所述，在现有技术和第一实施例中，IS端子404的电压波形是不同的。同时，由于在现有技术和第一实施例中，FB端子403的电压波形按照当开关FET 107进入非导通状态时的定时而变化，因此在现有技术和第一实施例中，开关FET的Vds波形变成相同的波形。其原因在于在现有技术和第一实施例中，DC电压输出118被设为输出相同的电压。这样，即使在正常负载状态下，在现有技术和第一实施例中，IS端子404的电压也是不同的。不过，操作电路，以致FB端子403的电压变化，并且获得相同的输出电压。
<过载状态下的电路操作>
下面将说明过载状态下的电路操作。这里描述的过载状态表示当检测到过载并且功率控制IC的振荡操作被停止时的负载的状态。类似于现有技术，依据IS端子404的峰值电压检测过载。当IS端子404的峰值电压变成等于或大于由功率控制IC 109确定的电压的电压时，功率控制IC 109的振荡操作能够被停止。就过载检测来说，通过从在电流检测电阻器114两端产生的电压中减去二极管201的电压Vf而获得的电压被输入IS端子404。于是，过载检测是通过从按照现有技术的DC电源设备的过载检测起偏移了二极管201的电压Vf的负载进行的。
图6中对此进行了图解说明。在图6中，水平轴表示与DC电源设备连接的负载119，垂直轴表示IS端子404的峰值电压。按照现有技术的DC电源设备中的过电流检测和按照第一实施例的DC电源设备中的过电流检测之间的过电流检测电流值的差异与IS端子404的峰值电压减去二极管201的电压Vf的量对应。点A意味着IS端子404的峰值电压在此点超过二极管201的电压Vf。图解说明了与现有技术中的DC电源设备的IS端子404的峰值电压相比，从点A开始电压以相同的斜度增大的曲线图。
<第一实施例的效果>
因而，与现有技术相比，通过降低低负载状态下FET 107的开关损耗，能够降低消耗功率。
下面，将说明具有以上述结构为基础的结构的第二实施例。
图7A和7B图解说明按照第二实施例的DC电源设备的电路结构的例子。具体地说，图7A图解说明DC电源设备的整体结构，图7B图解说明功率控制IC 109的结构例子。由于功率控制IC 109的结构和在现有技术中描述的图12B的结构相同，因此将省略其详细说明。与图12A相同的结构的说明将被省略，将只说明第二实施例的特征部分。
<按照第二实施例的DC电源设备的结构的特征>
第二实施例与第一实施例的不同之处在于增加了第一分压电阻器202和第二分压电阻器203及二极管201。第一分压电阻器202和二极管201并联连接在功率控制IC 109的IS端子404(e)和电流检测电阻器114的电流流入端之间，电流检测电阻器114的电流流入端是用于初级线圈的电流检测的电压检测点。即，二极管201的阳极与电流检测电阻器114的电流流入端连接，作为电流检测电路的输出端子的二极管201的阴极与功率控制IC 109的IS端子404(e)连接。第二分压电阻器203连接在功率控制IC 109的IS端子404(e)和GND端子405(f)之间。即，二极管201的阴极与第一分压电阻器202和第二分压电阻器203的连接点连接。如果增加了分压电阻器，那么与第一实施例相比，能够更精密地设定低负载状态下开关FET 107的开关时间。
<按照第二实施例的DC电源设备的操作例子>
将按照<低负载状态下的电路操作>、<正常负载状态下的电路操作>和<过载状态下的电路操作>的顺序参考图8-11说明按照第二实施例的电路操作的特征。
<低负载状态下的电路操作>
这里描述的低负载状态指示在分压电阻器202两端产生的电压低于二极管201的电压Vf的状态。即，低负载状态指示如果分压电阻器202的电阻值被定义为R202，分压电阻器203的电阻值被定义为R203，那么在低于VIS(IS端子404的电压)＝(R202/R203)×Vf的电压下操作DC电源设备的状态。图8中图解说明了在同步的定时，其操作波形与低负载状态下现有技术的操作波形相比较的第二实施例的操作波形的概况。
(图8的定时A)在电流检测电阻器114两端产生的电压被分压电阻器202和分压电阻器203分压，并被输入IS端子404。该电压变为小于在现有技术中说明的输入IS端子404的电压的电压。因此，由于FET 107进入非导通状态的定时是如在现有技术中所述的IS端子404的电压和FB端子403的电压变成相同电压时的定时，因此与现有技术相比，延迟了该定时。例如，当图8中图解说明的FET 107的开关频率被降低到按照现有技术的DC电源设备中的开关频率的1/6时，可用下面的计算确定分压电阻器202和分压电阻器203的分压比。
就现有技术来说，P1＝1/2×L×I1 2，其中P1：累积在变压器108中的能量，L：变压器108的L值(对于现有技术和第一实施例相同)，I1：开关FET 107的Id峰值。
就第二实施例来说，P2＝1/2×L×I2 2，其中P2：累积在变压器108中的能量，L：变压器108的L值(对于现有技术和第一实施例相同)，I2：开关FET 107的Id峰值。
因此，为了把开关频率降低到1/6，根据6×P1＝P2，获得I2＝ 61/2×I1。即，可确定分压电阻器的分压比，以致流过61/2倍的峰值电流。当分压电阻器202的电阻值被定义为R1，分压电阻器203的电阻值被定义为R2时，获得电阻比R1∶R2＝(61/2-1)∶1。如果设定这种电路操作，那么按照第二实施例的电路的开关损耗变成按照现有技术的电路的开关损耗的1/6。
(图8的定时B)定时B指示在开关FET 107进入非导通状态之后，累积在变压器108中的能量作为回扫电流流入次级侧的时间段。在第二实施例中，即使在所有回扫电流流动之后，只要FB端子404的电压不超过基准电压410，来自AND电路411的输出就不能变成高。因此，由于触发器逻辑电路409的S端子不能变成高，所以开关FET 107不能变成导通。这样，开关操作受到控制，以致即使在所有回扫电流流动之后，开关FET 107仍然维持非导通状态，DC电压输出118被稳定地控制。在通用的功率控制IC中，包含监视FB端子403的电压的功能。
(图8的定时C)定时C指示FB端子403的电压逐渐增大并超过基准电压410以致开关FET 107重新进入导通状态的时间段。
<正常负载状态下的电路操作>
下面，将说明正常负载状态下的电路操作。正常负载状态指的是在电阻器202两端产生的电压的峰值高于二极管201的电压Vf的状态。即，正常负载状态指的是如果分压电阻器202的电阻值被定义为R202，分压电阻器203的电阻值被定义为R203，那么DC电源设备在高于VIS(IS端子404的电压)＝(R202/R203)×Vf的峰值电压下操作的状态。
在图9-10B中，图解说明了正常负载状态下按照现有技术的DC电源设备和按照第二实施例的DC电源设备的操作波形的概况，并进行操作比较。
(IS端子404的电压)图9图解说明在开关FET 107的一次开关中，IS端子404的电压。就现有技术来说，随着时间的过去，该电压以恒定的斜度增大。同时，就第二实施例来说，斜度在IS端子404的电压超过计算的电压VIS＝(R202/R203)×Vf的点B发生变化。在从0V到点B的电压的电压范围中，电压按比值R203/(R202+R203)变化，该比值对应于与现有技术的IS端子404的电压变化斜度相比更缓和的斜度。当电压超过点B时，电压以和按照现有技术的IS端子404的电压变化斜度相同的斜度增大。因而，IS端子404的电压非线性地变化(斜度中途改变)。
(FB端子403和IS端子404的电压，及开关FET的Vds波形)下面，图10A图解说明按照现有技术的DC电源设备中FB端子403的电压、IS端子404的电压和开关FET的Vds波形。同时，图10B图解说明按照第二实施例的DC电源设备中FB端子403的电压、IS端子404的电压和开关FET的Vds波形。如图9中所述，在现有技术和第二实施例中，IS端子404的电压波形是不同的。同时，由于在现有技术和第二实施例中，FB端子403的电压波形按照开关FET 107进入非导通状态的定时而变化，因此在现有技术和第二实施例中，开关FET的Vds波形变成相同的波形。其原因在于在现有技术和第二实施例中，DC电压输出118被设为输出相同的电压。这样，即使在正常负载状态下，在现有技术和第二实施例中，IS端子404的电压也是不同的。不过，电路***作，以致FB端子403的电压变化，并且获得相同的输出电压。
<过载状态下的电路操作>
下面，将说明过载状态下的电路操作。这里描述的过载状态指的是当检测到过载并且功率控制IC的振荡操作被停止时的负载状态。类似于现有技术，依据IS端子404的峰值电压检测过载。当IS端子404的峰值电压变成等于或大于由功率控制IC 109确定的电压的电压时，功率控制IC 109的振荡操作能够被停止。
同时，在第二实施例中，如上面在<低负载状态下的电路操作>中所述，在电流检测电阻器114两端产生的电压被分压电阻器202和203分压，并被输入IS端子404。因此，当负载未变成比现有技术中描述的DC电源设备中的过载检测中的负载高的负载时，IS端子404的电压不能实现过载检测。例如，和第二实施例中一样，当与现有技术相比，IS端子的电压变成(1/6)1/2时，过电流检测电流值可变成61/2倍。因此，在第二实施例中，为了解决该问题，另外提供了二极管201。说明当另外提供二极管201时的电路的操作概况。
在按照第二实施例的DC电源设备中，当负载119增大时，在电流检测电阻器114两端产生的电压增大。当电压超过二极管201的电压Vf时，在电流检测电阻器114两端产生的电压经二极管201被减去二极管201的电压Vf，并被输入IS端子404。因此，在电流检测电阻器114两端产生的电压不被分压电阻器202和203分压。这样，与在电流检测电阻器114两端产生的电压被分压电阻器202和203分压的情况相比，能够进行和在现有技术中说明的DC电源设备的过电流检测电流值更为匹配的过载检测。
图1IA和11B中图解说明了比较结果。图11A图解说明当不存在二极管201时，过电流检测电流值与现有技术相比的差异。在图11A中，水平轴表示与DC电源设备连接的负载119，垂直轴表示IS端子404的峰值电压。比较了在按照现有技术的DC电源设备中进行过电流检测的情况和IS端子404的电压被分压以致电压被降低到(1/6)1/2的情况。这种情况下，就过电流检测电流值而论，可产生61/2倍的差。
随后，图11B图解说明当存在二极管201时，过电流检测电流值与现有技术相比的差异。在图11B中，与图11A类似，水平轴表示负载119，垂直轴表示IS端子404的峰值电压。比较了在按照现有技术的DC电源设备中进行过电流检测的情况，和IS端子404的电压被分压以致电压被降低到(1/6)1/2并且存在二极管的情况。这种情况下，过电流检测电流值方面的差异对应于IS端子404的电压减去二极管201的电压Vf的量。点B表示在电流检测电阻器114两端产生的电压超过二极管201的电压Vf。由于在点B，在电流检测电阻器114两端产生的电压不被分压电阻器202和203分压，因此曲线的斜度变化。因而，IS端子404的电压非线性地变化。如上所述，借助图11A和11B能够说明当存在二极管201时的有效性。
<第二实施例的效果>
因而，在第二实施例中，与现有技术相比，通过减少低负载状态下FET 107的开关损耗，能够降低消耗功率。此外，即使当过电流检测电流偏移时，也能够安全地进行过电流检测。
尽管已参照示例性实施例说明了本发明，不过要明白本发明并不局限于公开的示例性实施例。下述权利要求的范围应被给予最宽广的解释，以包含所有这样的修改以及等同的结构和功能。

Claims (4)

1.一种直流电源设备，包括：
变压器；
开关部，控制流过变压器的初级线圈的电流；
电流检测部，检测流过变压器的初级线圈的电流；
电压输出部，整流和平滑变压器的次级线圈的电压，并输出该电压；
检测部，检测次级线圈的再生终止；
比较部，比较来自电压输出部的输出电压和基准电压，并输出按照比较结果的信号；
控制部，根据检测部的检测结果和来自比较部的输出，接通开关部，以及根据来自电流检测部的输出和来自比较部的输出，断开开关部；和
开关操作控制部，设置在电流检测部与控制部之间，并按照输出电压控制开关部的操作。
2.按照权利要求1所述的直流电源设备，还包括：
传输部，将从比较部输出的信号传输到控制电路，
其中当检测部检测到次级线圈的再生终止并且来自传输部的输出等于或大于预定值时，控制部接通开关部，当来自电流检测部的输出超过来自电压输出部的输出时，控制部断开开关部。
3.按照权利要求1所述的直流电源设备，
其中电流检测部是电流检测电阻器，
开关操作控制部是二极管，并且
二极管的阳极与电流检测电阻器的电流流入端连接，二极管的阴极与控制部连接。
4.按照权利要求1所述的直流电源设备，
其中电流检测部是电流检测电阻器，
开关操作控制部包括对电流检测电阻器的电压分压的第一和第二分压电阻器、以及二极管，
二极管的阳极与电流检测电阻器的电流流入端连接，二极管的阴极与第一和第二分压电阻器的连接点连接，并与控制部连接。
CN2010101357696A 2009-03-19 2010-03-16 电源设备 Expired - Fee Related CN101841248B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009069008A JP5489502B2 (ja) 2009-03-19 2009-03-19 電源装置
JP2009-069008 2009-03-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101841248A true CN101841248A (zh) 2010-09-22
CN101841248B CN101841248B (zh) 2013-03-20

Family

ID=42737443

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2010101357696A Expired - Fee Related CN101841248B (zh) 2009-03-19 2010-03-16 电源设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8284578B2 (zh)
JP (1) JP5489502B2 (zh)
KR (1) KR101365502B1 (zh)
CN (1) CN101841248B (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103580104A (zh) * 2012-08-03 2014-02-12 快捷韩国半导体有限公司 电缆补偿电路
CN104349548A (zh) * 2013-08-02 2015-02-11 松下电器产业株式会社 点灯装置以及照明器具
US10289134B2 (en) 2012-08-03 2019-05-14 Semiconductor Components Industries, Llc Cable compensation circuit
CN110120750A (zh) * 2015-06-30 2019-08-13 佳能株式会社 电源装置和图像形成装置
CN110535362A (zh) * 2018-05-24 2019-12-03 产晶积体电路股份有限公司 电流检测方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5812622B2 (ja) * 2011-02-01 2015-11-17 キヤノン株式会社 スイッチング電源及び画像形成装置
JP5885399B2 (ja) * 2011-05-24 2016-03-15 キヤノン株式会社 スイッチング電源
JP5873293B2 (ja) 2011-10-31 2016-03-01 キヤノン株式会社 電源装置および画像形成装置
AU2012216637B1 (en) * 2012-09-04 2014-03-27 Lin, Fu Xiang High efficient single stage PFC fly-back and forward power supply
JP6305151B2 (ja) * 2014-03-27 2018-04-04 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
JP6883445B2 (ja) * 2017-01-04 2021-06-09 新日本無線株式会社 スイッチング電源装置
EP3404817A1 (en) * 2017-05-18 2018-11-21 Onkyo Corporation Switching power supply and amplification device
CN112098708B (zh) * 2020-11-23 2021-02-02 成都市易冲半导体有限公司 用于次级边pd控制器的线电压信息检测电路及检测方法
WO2022208881A1 (ja) * 2021-04-02 2022-10-06 三菱電機株式会社 電源回路、冷蔵庫及び空気調和機

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1133508A (zh) * 1994-12-29 1996-10-16 大宇电子株式会社 具有保护电路的开关式电源
US6195271B1 (en) * 1999-04-21 2001-02-27 International Business Machines Corporation AC adaptor with power consumption reduction in unused state
US20010030530A1 (en) * 2000-04-12 2001-10-18 Stmicroelectronics S.A. Low electrical consumption voltage regulator

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3475653B2 (ja) * 1996-05-24 2003-12-08 松下電器産業株式会社 スイッチング電源過電流保護回路
JPH10108457A (ja) 1996-09-30 1998-04-24 Sony Corp スイッチング電源用制御回路
JPH10191630A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Sharp Corp スイッチング電源
JP3651637B2 (ja) * 1997-03-21 2005-05-25 株式会社安川電機 Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
JP2000148265A (ja) 1998-11-13 2000-05-26 Fuji Electric Co Ltd スイッチング電源
US6462971B1 (en) 1999-09-24 2002-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller
JP2002354801A (ja) 2001-05-28 2002-12-06 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP3883826B2 (ja) 2001-07-18 2007-02-21 ソニー株式会社 スイッチング電源装置
JP2004040856A (ja) * 2002-06-28 2004-02-05 Fuji Electric Holdings Co Ltd スイッチング電源装置
JP4029853B2 (ja) * 2004-03-23 2008-01-09 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP2006109543A (ja) 2004-09-30 2006-04-20 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4632023B2 (ja) * 2004-10-26 2011-02-16 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
KR101262954B1 (ko) * 2006-03-03 2013-05-09 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이
US7859864B2 (en) * 2007-11-28 2010-12-28 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Switching power supply device
JP5268615B2 (ja) 2008-12-15 2013-08-21 キヤノン株式会社 電源装置および画像形成装置
JP2010165857A (ja) 2009-01-15 2010-07-29 Canon Inc トランス、スイッチング電源装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1133508A (zh) * 1994-12-29 1996-10-16 大宇电子株式会社 具有保护电路的开关式电源
US6195271B1 (en) * 1999-04-21 2001-02-27 International Business Machines Corporation AC adaptor with power consumption reduction in unused state
US20010030530A1 (en) * 2000-04-12 2001-10-18 Stmicroelectronics S.A. Low electrical consumption voltage regulator

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103580104A (zh) * 2012-08-03 2014-02-12 快捷韩国半导体有限公司 电缆补偿电路
CN103580104B (zh) * 2012-08-03 2018-02-06 快捷韩国半导体有限公司 电缆补偿电路
US10289134B2 (en) 2012-08-03 2019-05-14 Semiconductor Components Industries, Llc Cable compensation circuit
CN104349548A (zh) * 2013-08-02 2015-02-11 松下电器产业株式会社 点灯装置以及照明器具
CN104349548B (zh) * 2013-08-02 2016-09-28 松下知识产权经营株式会社 点灯装置以及照明器具
CN110120750A (zh) * 2015-06-30 2019-08-13 佳能株式会社 电源装置和图像形成装置
CN110120750B (zh) * 2015-06-30 2021-04-06 佳能株式会社 电源装置和图像形成装置
CN110535362A (zh) * 2018-05-24 2019-12-03 产晶积体电路股份有限公司 电流检测方法
CN110535362B (zh) * 2018-05-24 2021-07-16 产晶积体电路股份有限公司 电流检测方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2010226807A (ja) 2010-10-07
CN101841248B (zh) 2013-03-20
KR101365502B1 (ko) 2014-02-21
JP5489502B2 (ja) 2014-05-14
US8284578B2 (en) 2012-10-09
KR20100105419A (ko) 2010-09-29
US20100238688A1 (en) 2010-09-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101841248B (zh) 电源设备
US8576588B2 (en) Switching mode power supply with primary side control
EP1605576B1 (en) Device and method for extending the input voltage range of a DC/DC converter
US9137861B2 (en) Circuit for the operation of at least one LED
US7633780B2 (en) Switching power supply apparatus with low loss synchronous rectification
CN103138587B (zh) 开关电源
US8963515B2 (en) Current sensing circuit and control circuit thereof and power converter circuit
CN103227568A (zh) 反激转换器及用于操作所述反激转换器的方法
CN104980021A (zh) 用于开关模式电源的***和方法
US8611110B2 (en) Switching power supply apparatus
KR100829121B1 (ko) 비씨엠모드로 동작하는 단일전력단 역률개선 회로
TW201517489A (zh) 隔離式開關變換器及其控制器和控制方法
CN102735914A (zh) 同步整流电路以及过零检测方法
CN102377169A (zh) 热关断单元、包括其的开关控制器和控制方法
CN103327681A (zh) 光驱动装置及其方法
JP2011091925A (ja) スイッチング電源装置
JP2010124572A (ja) スイッチング電源装置
CN202634255U (zh) 同步整流电路
CN104242608A (zh) 功率半导体模块
CN103856053B (zh) 具有过功率保护的电源控制器
CN203747654U (zh) 一种具有输入电压补偿电路的dc-dc转换器
CN103066847B (zh) 电源装置和图像形成设备
CN107087328B (zh) Led驱动电路
CN117318500B (zh) 电源转换***、电源转换器的控制方法、电源和电子设备
CN114188920B (zh) 电流检测电路、控制芯片和开关电源

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20130320

Termination date: 20200316