JP5885399B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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Description
また、本発明の他のスイッチング電源は、1次側と2次側が絶縁されたトランスと、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑した電圧が前記1次側に入力され、入力された前記電圧をスイッチングするスイッチング手段と、を有し、前記スイッチング手段でスイッチングすることによって前記トランスの前記2次側に発生した電圧を整流及び平滑した電圧を出力するスイッチング電源において、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、前記トランスの前記1次側に流れる電流を第1電圧信号として検知し、前記第1電圧信号を前記制御手段に出力する第1検知手段と、前記第1検知手段からの前記第1電圧信号を補正することによって得られる第2電圧信号を前記制御手段に出力する第2検知手段と、を備え、前記トランスの前記2次側から出力される電圧が小さい軽負荷状態において、前記第1電圧信号が前記制御手段に出力され、前記トランスの前記2次側から出力される電圧が大きい通常負荷状態において、前記第2電圧信号が前記制御手段に出力されることを特徴とする。
・VH端子400(T1)及び起動回路400a
起動抵抗106に接続されて起動時の電圧の入力部、及び電源ICを起動する回路。
・VCC端子401(T2)
補助巻線Nbで発生した電圧が入力される電源ICの電源となる電圧の入力部。
・BOTOM端子402(T3)
FET107のドレイン・ソース間の電圧Vdsをモニターする端子。
・FB端子403(T4)
フィードバック端子、直流電圧出力118の変動をフォトカプラ115を介し入力する端子。
・IS端子404(T5)
FET107に流れるドレイン電流Idをモニターする端子。
・GND端子405(T6)
電源ICのGND端子。
・OUT端子406(T7)
FET107のゲート端子に接続される端子。
・コンパレータ407
BOTOM端子402の電圧が基準電圧408を下回ると、AND回路411へHIGH信号を出力する。
・コンパレータ409
FB端子403の電圧が基準電圧408を上回ると、AND回路411へHIGH信号を出力する。
・AND回路411
コンパレータ407とコンパレータ409の出力を入力する。
・コンパレータ412
FB端子403とIS端子404から入力された電圧を比較し、IS端子404の電圧が高い場合にRSフリップフロップ論理回路409へHIGH信号を出力する。さらに、IS端子404から入力された電圧が基準電圧414よりも高くなった場合には、電源IC109の発振動作を停止させる。
・RSフリップフロップ論理回路
周知のRSフリップフロップ論理回路(詳細説明は省略)。
図8のタイミング1は、FET107が導通状態(オン状態)になったばかりの状態である。この時、FET107のドレイン電流Idは直線的に増加する。FET107のドレイン電流Idにより、トランス108にエネルギーが蓄積される。また、ダイオード116を逆バイアスする電位であるため、ダイオード116には電流Ifが流れない状態である。従って、直流電圧出力118は下降している。更に、FB端子403の電圧はフォトカプラ115を介して徐々に上昇する。また、IS端子404の電圧もスイッチングFET107のドレイン電流Idの増加と同様に直線的に増加する。
図8のタイミング2の状態へ移るタイミングとなるのは、FB端子403の電圧よりもIS端子404の電圧が高い電圧となったタイミングである。このタイミングでRSフリップフロップ論理回路409のR端子がHIGH状態(以下、HIという)となり、RSフリップフロップ論理回路409のQ端子、つまり、電源IC109のOUT端子406がLOWとなり、FET107が、非導通状態(オフ状態)になる。このため、FET107のドレイン電流Idは流れなくなる。また、ダイオード116は正バイアスされて導通状態となり、トランス108に蓄積されたエネルギーがダイオード116の電流Ifとして流れ始めることにより直流電圧出力118は上昇する。このため、FB端子403の電圧はフォトカプラ115を介して徐々に下降する。また、IS端子404の電圧もFET107のドレイン電流Idの停止と同様のタイミングで停止する。
図8のタイミング3の状態へ移るタイミングは、BOTOM端子402の電圧が基準電圧408以下となり、かつ、FB端子403の電圧が、基準電圧410よりも高くなったタイミングである。この時、AND回路411から、RSフリップフロップ論理回路409のS端子にHIGH信号が入力されて、RSフリップフロップ論理回路409のQ端子、つまり、電源IC109のOUT端子406がHIとなり、FET107が導通状態(オン状態)になる。このタイミング3=タイミング1であり、引き続き、上記のタイミング1から一連の動作が繰り返される。
軽負荷状態において、電流検出抵抗114に発生する電圧がダイオード201の閾値電圧Vfを越えたポイントB0の時点から、IS端子404の電圧は一定の傾きで上昇を開始する。IS端子404の電圧が上昇してFB端子403の電圧と同じ電圧になったタイミングで、FET107は非導通状態(オフ状態)となる。このように、電流検出抵抗114に発生する電圧がダイオード201のVf分だけ低下することを利用して、FET107が導通状態から非導通状態(オンからオフ)となる時間を、図7(a)の動作である図10(a)で示すタイミングより長くしている。なお、図10(a)に比べて非導通状態(オフ状態)となる時間の比率は、ダイオード201の閾値電圧Vfによって決定される。例えば、図9の構成においてFET107のスイッチング回数を図7(a)に対して1/6にする場合は、以下で示す(式1)、(式2)によりダイオード201の閾値Vfを導くことができる。
P1=1/2×L×I1^2 ・・・(式1)
P1:トランス108に蓄えられるエネルギー
L:トランス108のL値
I1:スイッチングFET107のドレインIdのピーク値
・図9の場合
P2=1/2×L×I2^2 ・・・(式2)
P2:トランス108に蓄えられるエネルギー
L:トランス108のL値
I2:スイッチングFET107のドレイン電流Idのピーク値
ここで、スイッチング回数を1/6にするためには、6×P1=P2であることから、I2=√6×I1となる。つまり、スイッチングFET107の導通時間も図7(a)と比較して、図10の場合は√6倍となることから、IS端子404のピーク電圧をVISとすると、1+Vf/VIS=√6であるため、Vf=(√6−1)×VISとなる。
タイミングBは、FET107が非導通状態(オフ状態)となった後、トランス108に蓄積したエネルギーをフライバック電流として、トランス108の2次側に流し出す期間を示している。なお、フライバック電流を流しきった後も、FB端子403の電圧が基準電圧410を越えない限り、AND回路411からの出力をHIにすることができないため、フリップフロップ論理回路409のS端子をHIにすることができない。従って、FET107が導通することができない。このように、フライバック電流を流しきった後も、FET107は非導通状態(オフ状態)を続けるようにスイッチング動作を制御して、直流電圧出力118が安定するように制御している。
再び、FET107が導通状態(オン状態)となる期間を示す。FET107が導通する(オンする)には、FB端子403の電圧が基準電圧410を越え、かつ、BOTOM端子402の電圧が基準電圧408以下となる必要があり、フライバック電流を流しきった後は直流電圧出力118が下降していくので、FB端子403の電圧が徐々に上昇し、基準電圧410を越えるためFET107が導通状態(オン状態)となる。
実施例1のスイッチング電源の回路を図1に示す。図1の回路は、上記の図7と基本構成は同様である。図1において、図7との違いは、電流検出回路部として電流検出抵抗114に対して、第2及び第3の抵抗である抵抗203と抵抗204とダイオード204を直列に接続した回路を並列に接続し、抵抗203と抵抗204の接続点が電源ICのIS端子404に接続される点である。
図1に示す回路における軽負荷状態(間欠発振)の動作波形を図2(a)、電源IC109のIS端子404の電圧波形(1回のスイッチングにおける電圧波形)を図2(b)に示す。FET107が導通して(オンして)、IS端子404の電圧は一定の傾きで上昇を開始する。IS端子404の電圧が上昇し、FB端子403の電圧と同じ電圧になったタイミングで、FET107は非導通状態(オフ状態)となる。軽負荷状態では、ダイオード204の順方向電圧Vfを越えないので、電流検出抵抗114により検出された電圧が、そのままIS端子404に入力される。ここで、電流検出抵抗114は、トランス108の唸り音を低減させるため、上記の図7の回路よりも高い抵抗値に設定している。これにより、図2(b)で示すとおり、軽負荷状態では上記の図7よりもスイッチング周期が短くなる(スイッチング周波数が高くなる)。その結果、トランス108に1度に流れる電流値が低下する。つまり、軽負荷状態においてFET107のスイッチング1回におけるトランス108に流れる電流値を図7の回路に比べて低下させることで、トランス108のコアの電磁力が弱くなりトランス108唸り音が低減できる。なお、軽負荷状態におけるIS端子404に入力される電圧をVIS、電流検出抵抗114により検出された電圧をVo、電流検出抵抗114の抵抗値をRIS、FET107に流れるドレイン電流をIdとすると、IS端子404の電圧VISは以下に示す(式3)で表される。
VIS=Vo=RIS×Id ・・・(式3)
通常負荷状態の動作波形を図3(a)、IS端子404の電圧波形(1回のスイッチングにおける電圧波形)を図3(b)に示す。通常負荷状態においては、IS端子404の電圧がダイオード204のVfを越えたタイミング(ポイントB1)で傾きが変化する。0VからポイントB1までの電圧(IS端子404の電圧)は、軽負荷状態と同じ傾きで上昇するが、ポイントB1を超えると、分圧抵抗202と203によって決められた分圧比の傾きで増加するようになる(上昇率を切り換えて、傾きが緩やかになる)。ここで、IS端子404の電圧をVIS、電流検出抵抗114により検出された電圧をVo、電流検出抵抗114の抵抗値をRIS、FET107に流れるドレイン電流をId、分圧抵抗202と203の夫々の抵抗値をRa,Rb、ダイオード204の順方向電圧をVf、分圧抵抗202と203とダイオード204の直列回路に流れる電流をiとすると、IS端子404の電圧VISは以下に示す(式4)、(式5)、(式6)で表される。以下の(式4)乃至(式6)によれば、IS端子404の電圧VISがダイオード204の順方向電圧Vfと等しくなったタイミングがポイントB1であることがわかる。
RIS<<Ra,Rbに設定した場合、Id>>iより、
Vo≒Ra×Id・・・(式4)
VIS=Vo−Ra×i、VIS=Vf+Rb×iより、
VIS=((Ra×Vf)+(Rb×Vo))/(Ra+Rb)・・・(式5)
この時のポイントB1の境界条件は、上記(式4)において、VIS=Voとして、
VIS=((Ra×Vf)+(Rb×Vo))/(Ra+Rb)
=((Ra×Vf)+(Rb×VIS))/(Ra+Rb)
(Ra+Rb)×VIS=(Ra×Vf)+(Rb*VIS)・・・(式6)
つまり、VIS=Vfとなり、S端子404の電圧VISがダイオード204の順方向電圧Vfと等しくなったタイミングがポイントB1となる境界条件であることがわかる。
過負荷状態におけるIS端子404の電圧波形(1回のスイッチングにおける電圧波形)を図4に示す。ここで過負荷状態とは、出力電流が過剰に流れてしまう負荷状態を意味する。スイッチンン具電源としては、過負荷状態を正しく検出して電源IC109の発振動作を停止させる必要がある。IS端子404のピーク電圧が、コンパレータ412の基準電圧414よりも高くなった場合に、電源IC109は発振動作を停止させる。過負荷の検出動作に対しても、電流検出抵抗114によって検出された電圧から、ダイオード204の順方向電圧Vf分を差し引いた電圧を抵抗202と203によって分圧した電圧がIS端子404に入力される。この時の動作波形が図4である。上記の図7の回路と比べて、最終的な過負荷検出の値は同じになる。図4のポイントB2は、このポイントB2でIS端子404のピーク電圧がダイオード201の順方向電圧Vfを越えたことを意味する。このポイントB2から、抵抗202と203の分圧比によって定められた傾きでIS端子404の電圧が上昇していく(上昇率を切り換えて、傾きが緩やかになる)。
VIS=((Ra×Vf)+(Rb×Vo))/(Ra+Rb)・・・(式7)
Vo≒Ra×Id・・・(式8)
式(7)、式(8)より、
VIS=((Ra×Vf)+(Rb×Ra×Id))/(Ra+Rb)・・・(式9)
実施例2のスイッチング電源の回路図を図5に示す。図5に示す回路は、上記の図7で示した回路と基本構成は同じである。図5と図7との違いは、電流検出回路部として、電流検出抵抗114と並列に第2と第3の抵抗である抵抗203,抵抗204、スイッチング素子205を直列に接続した回路を接続し、抵抗203と抵抗204の接続点が電源IC109のIS端子404に接続される点である。図5の点線で囲んだ回路が本例の特徴部であり複数の抵抗とスイッチング素子から構成される。具体的には、第1抵抗としての電流検出抵抗114、第2抵抗としての抵抗203、第3抵抗としての抵抗204、スイッチング素子205から構成される回路である。本例においても実施例1と同様に、上記の図7の回路に比べて、軽負荷状態におけるトランスの唸り音を低減することができる。また、唸り音の低減に加えて、過負荷(過電流)の誤検出を防ぐことができる点も特徴である。また、本例のスイッチング電源の動作は実施例1の図1の動作と同様になる。
VIS=Vo=RIS×Id ・・・(式10)
RIS<<Ra,Rbに設定した場合、Id>>iより、
Vo≒Ra×Id・・・(式11)
VIS=Vo−Ra×i、VIS=Rb×iより、
VIS=(Rb×Vo)/(Ra+Rb)・・・(式12)
VIS=(Rb×Vo)/(Ra+Rb)・・・(式12)
Vo≒Ra×Id・・・(式13)
(式12)、(式13)より、
VIS=(Rb×Ra×Id)/(Ra+Rb)・・・(式13)
上記の(式13)に、過負荷検出のためのドレイン電流値IdとIS端子404が電源ICの発振動作を停止させるための電圧値VISを入力することで、必要な過負荷検出の抵抗202と203の夫々の抵抗値RaとRbを算出することができる。
次に、上記の実施例1,2で説明したスイッチング電源を、例えば、レーザビームプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源に適用することができる。以下にその適用例を説明する。スイッチング電源は、画像形成装置における用紙を搬送する搬送ローラの駆動部であるモータや、その他、アクチュエータ類、コントローラへの電力供給のための電源として適用可能である。
104 整流ダイオードブリッジ
107 スイッチング素子(MOS−FET)
108 トランス
109 電源IC
114 抵抗(電流検出用)
202、203 抵抗(分圧用の抵抗)
204 ダイオード
Claims (8)
- 1次側と2次側が絶縁されたトランスと、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑した電圧が前記1次側に入力され、入力された前記電圧をスイッチングするスイッチング手段と、を有し、前記スイッチング手段でスイッチングすることによって前記トランスの前記2次側に発生した電圧を整流及び平滑した電圧を出力するスイッチング電源において、
前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記トランスの前記1次側に流れる電流を第1電圧信号として検知し、前記第1電圧信号を前記制御手段に出力する第1検知手段と、
前記第1検知手段からの前記第1電圧信号を補正することによって得られる第2電圧信号を前記制御手段に出力する第2検知手段と、を備え、
前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が閾値より小さい場合に、前記第1検知手段からの前記第1電圧信号は前記第2検知手段を介さずに前記制御手段に出力され、前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が閾値以上の場合に、前記第1検知手段からの前記第1電圧信号は、前記第2検知手段によって補正されて前記第2電圧信号として前記制御手段に出力されることを特徴とするスイッチング電源。 - 前記スイッチング手段の動作状態として、前記トランスが出力する電圧が小さく前記スイッチング手段が動作する周波数が低い軽負荷状態と、前記軽負荷状態よりも前記トランスが出力する電圧が大きく前記スイッチング手段が動作する周波数が高い通常負荷状態とを有し、
前記軽負荷状態において、前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が前記制御手段に出力され、
前記通常負荷状態において、前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が前記閾値以上の場合に、前記第2検知手段によって前記第1検知手段が補正されて前記第2電圧信号として前記制御手段に出力され、前記第2電圧信号は電圧の上昇率が切り換わる信号であることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源。 - 前記第1検知手段は、前記スイッチング手段に接続されており、前記トランスの1次側に流れる電流を検知するための第1抵抗素子と、前記第1抵抗素子に対して接続された第2抵抗素子と第3抵抗素子を有し、
前記第2検知手段は、前記第3抵抗素子に接続されたダイオードを有し、
前記閾値は、前記ダイオードの順方向電圧により設定されることを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチング電源。 - 1次側と2次側が絶縁されたトランスと、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑した電圧が前記1次側に入力され、入力された前記電圧をスイッチングするスイッチング手段と、を有し、前記スイッチング手段でスイッチングすることによって前記トランスの前記2次側に発生した電圧を整流及び平滑した電圧を出力するスイッチング電源において、
前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記トランスの前記1次側に流れる電流を第1電圧信号として検知し、前記第1電圧信号を前記制御手段に出力する第1検知手段と、
前記第1検知手段からの前記第1電圧信号を補正することによって得られる第2電圧信号を前記制御手段に出力する第2検知手段と、を備え、
前記トランスの前記2次側から出力される電圧が小さい軽負荷状態において、前記第1電圧信号が前記制御手段に出力され、前記トランスの前記2次側から出力される電圧が大きい通常負荷状態において、前記第2電圧信号が前記制御手段に出力されることを特徴とするスイッチング電源。 - 前記第1検知手段は、前記スイッチング手段に接続されており、前記トランスの1次側に流れる電流を検知するための第1抵抗素子と、前記第1抵抗素子に対して接続された第2抵抗素子と第3抵抗素子を有し、
前記第2検知手段は、スイッチング素子を有し、
前記軽負荷状態において前記スイッチング素子がオフすることで前記第1電圧信号が前記制御手段に出力され、前記通常負荷状態において前記スイッチング素子がオンすることにより前記第2電圧信号が前記制御手段に出力され、
前記第1電圧信号の上昇率は、前記第2電圧信号の上昇率より大きいことを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源。 - 記録材に画像を形成するための画像形成手段を有し、
前記画像形成手段による画像形成を行うために電力を供給するスイッチング電源を有し、
前記スイッチング電源は、1次側と2次側が絶縁されたトランスと、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑した電圧が前記1次側に入力され、入力された前記電圧をスイッチングするスイッチング手段と、を有し、前記スイッチング手段でスイッチングすることによって前記トランスの前記2次側に発生した電圧を整流及び平滑した電圧を出力するスイッチング電源であって、更に、
前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記トランスの前記1次側に流れる電流を第1電圧信号として検知し、前記第1電圧信号を前記制御手段に出力する第1検知手段と、
前記第1検知手段からの前記第1電圧信号を補正することによって得られる第2電圧信号を前記制御手段に出力する第2検知手段と、を備え、
前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が閾値より小さい場合に、前記第1検知手段からの前記第1電圧信号は前記第2検知手段を介さずに前記制御手段に出力され、前記第1検知手段によって検知された前記第1電圧信号が閾値以上の場合に、前記第1検知手段からの前記第1電圧信号は、前記第2検知手段によって補正されて前記第2電圧信号として前記制御手段に出力されることを特徴とする画像形成装置。 - 記録材に画像を形成するための画像形成手段を有し、
前記画像形成手段による画像形成を行うために電力を供給するスイッチング電源を有し、
前記スイッチング電源は、1次側と2次側が絶縁されたトランスと、商用交流電源からの交流電圧を整流及び平滑した電圧が前記1次側に入力され、入力された前記電圧をスイッチングするスイッチング手段と、を有し、前記スイッチング手段でスイッチングすることによって前記トランスの前記2次側に発生した電圧を整流及び平滑した電圧を出力するスイッチング電源であって、更に、
前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
前記トランスの前記1次側に流れる電流を第1電圧信号として検知し、前記第1電圧信号を前記制御手段に出力する第1検知手段と、
前記第1検知手段からの前記第1電圧信号を補正することによって得られる第2電圧信号を前記制御手段に出力する第2検知手段と、を備え、
前記トランスの前記2次側から出力される電圧が小さい軽負荷状態において、前記第1電圧信号が前記制御手段に出力され、前記トランスの前記2次側から出力される電圧が大きい通常負荷状態において、前記第2電圧信号が前記制御手段に出力されることを特徴とする画像形成装置。 - 更に、前記画像形成手段を制御するためのコントローラを有し、
前記スイッチング電源は、前記コントローラに電力を供給することを特徴とする請求項7に記載の画像形成装置。
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