CN101821941A - 交流电机的控制装置以及交流电机的控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 16
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims abstract description 19
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 70
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 8
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 6
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000009471 action Effects 0.000 description 3
- 238000012217 deletion Methods 0.000 description 3
- 230000037430 deletion Effects 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 239000012467 final product Substances 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 2
- HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N Lithium ion Chemical compound [Li+] HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 229910001416 lithium ion Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 230000007115 recruitment Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- H—ELECTRICITY
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
- H02P2209/09—PWM with fixed limited number of pulses per period
- H02P2209/095—One pulse per half period
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
- H02P2209/13—Different type of waveforms depending on the mode of operation
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Abstract
提供一种交流电机的控制装置，该控制装置具备：检测交流电机(M1)的旋转位置的解算器(25)；和矩形波电压控制部(400)，其基于解算器(25)的输出进行向交流电机(M1)的各相提供矩形波电压的控制。控制部在基于解算器(25)的输出确定的电角度的一个周期内，使各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量Δθ在每次转换相等地增加或减少。由此，在进行矩形波电压控制时能够抑制失调电流的产生。
Description
技术领域
本发明涉及交流电机的控制装置以及交流电机的控制方法，特别涉及进行矩形波控制的交流电机的控制装置以及交流电机的控制方法。
背景技术
在交流电机的控制中，在脉冲宽度调制(PWM)驱动方式下输出电压由于直流电源电压而受到限制的动作区域等中使用矩形波电压驱动方式。
在这样的矩形波控制中，日本特开2006-115605号公报(专利文献1)公开了如下技术：检测提供到各相的矩形波电压的ON/OFF宽度的不平衡量，修正对电压波形的模式进行切换的定时。由此，能够抑制由于转子位置传感器的误差引起的矩形波电压的ON/OFF宽度的不平衡，能够减低失调电流。
专利文献1：日本特开2006-115605号公报
专利文献2：日本特开2006-74951号公报
专利文献3：日本特开2006-14426号公报
专利文献4：日本特开2001-298992号公报
专利文献5：日本特开2004-23920号公报
发明内容
然而，日本特开2006-115605号公报，虽然减低由转子位置传感器的误差引起的失调电流，但失调电流的原因并不限于此。例如，在使电压相位变化而进行转矩控制时，矩形波电压的ON/OFF宽度暂时不为固定，从而产生失调电流。
本发明的目的在于提供一种在进行矩形波电压控制时抑制了产生失调电流的交流电机的控制装置。
本发明概括而言是一种交流电机的控制装置，该控制装置具备：检测交流电机的旋转位置的传感器；和控制部，其基于传感器的输出进行向交流电机的各相提供矩形波电压的控制。控制部，在基于传感器的输出确定的电角度的一个周期内，使各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量在每次转换相等地增加或减少。
优选的是，控制部，对电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量，将合计量除以一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的变化量的增减量。
更优选的是，控制部，基于指示交流电机产生的转矩量的转矩指令，算出矩形波电压的电压相位变化的合计量。
更优选的是，控制部，将在一个周期内第n次转换相对于各相的转换基准相位的相位差设定为增减量的n倍。
本发明，根据另一方式是一种交流电机的控制方法，该控制方法包括：判断步骤，基于检测交流电机的旋转位置的传感器的输出来判断是否使交流电机的各相的矩形波电压的电压值转变；决定步骤，在基于传感器的输出确定的电角度的一个周期内，决定各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量，使得该变化量在每次转换相等地增加或减少；以及执行步骤，基于转换基准相位和变化量，执行使各相的矩形波电压的电压值转变的转换动作。
优选的是，交流电机的控制方法还包括：算出步骤，对电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量；和设定步骤，将合计量除以一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的变化量的增减量。
更优选的是，决定步骤，将在一个周期内第n次转换相对于各相的转换基准相位的相位差设定为增减量的n倍。
根据本发明，在进行矩形波电压控制时能够抑制产生失调电流并且防止过电流和异常振动。
附图说明
图1是本发明的实施方式的电机驱动***的整体结构图。
图2是说明在本发明的实施方式的电机驱动***中使用的控制方式的图。
图3是说明控制方式的选择方法的流程图。
图4是说明与电机条件对应的控制方式的切换的图。
图5是由控制装置30执行的PWM控制的控制框图。
图6是由控制装置30执行的矩形波电压控制的控制框图。
图7是示出了在矩形波控制中稳定时没有操作电压相位的情况下的各相的电压波形的波形图。
图8是用于说明由于电压相位的操作而产生失调电流的例子的图。
图9是示出了本申请的发明被应用时的电压相位的变化的一例的波形图。
图10是用于对实现图9所示的矩形波控制的控制进行说明的流程图。
符号的说明
5负极线；6正极线；7正极线；10#直流电压产生部；10电压传感器；13电压传感器；12转换器；14变换器(inverter，逆变器)；15U相臂；16V相臂；17W相臂；24电流传感器；25解算器(resolver)；30控制装置；100电机驱动***；200PWM控制部；210电流指令生成部；220、250坐标变换部；240、430PI运算部；260PWM信号生成部；270控制模式判定部；400矩形波电压控制部；420转矩推定部；432相位限制器；440矩形波产生部；450信号产生部；B直流电源；C0、C1平滑电容器；D1～D8二极管；L1电抗器；M1交流电机；Q1～Q8开关元件；SR1、SR2***继电器。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。在以下中对图中的相同或相当部分标记相同的符号，原则上不重复其说明。
图1是本发明的实施方式的电机驱动***的整体结构图。
参照图1，本发明的实施方式的电机驱动***100具备直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器14以及交流电机M1。
交流电机M1例如是产生用于驱动混合动力汽车或者电动汽车的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电机M1可以被构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，也可以被构成为一并具有电动机和发电机的功能。而且，交流电机M1可以相对于发动机而作为电动机工作，例如，作为可以进行发动机启动的电机而被组装到混合动力汽车中。
直流电压产生部10#包括：被构成为能够充电的直流电源B、***继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和升降压转换器12。
直流电源B被构成为包括例如镍氢或锂离子等二次电池。或者，可以由双电荷层电容器等蓄电装置构成直流电源B。直流电源B输出的直流电压Vb由电压传感器10来检测。电压传感器10将检测出的直流电压Vb向控制装置30输出。
***继电器SR1连接在直流电源B的正极端子与正极线6之间，***继电器SR1连接在直流电源B的负极端子与负极线5之间。***继电器SR1、SR2根据来自控制装置30的信号SE来接通/断开。更具体而言，***继电器SR1、SR2根据来自控制装置30的H(逻辑高)电平的信号SE来接通，根据来自控制装置30的L(逻辑低)电平的信号SE来断开。平滑电容器C1连接在正极线6与负极线5之间。
升降压转换器12包括电抗器L1、电力用半导体开关元件Q1、Q2和二极管D1、D2。
电力用半导体开关元件Q1和Q2串联连接在正极线7与负极线5之间。电力用半导体开关元件Q1和Q2的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S1和S2来控制。
在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，简称为“开关元件”)，能够使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、电力用MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)晶体管或者电力用双极晶体管(Bipolar Transistor)等。相对于开关元件Q1、Q2，分别反向并联地配置有二极管D1、D2。
电抗器L1连接在开关元件Q1和Q2的连接节点与正极线6之间。此外，平滑电容器C0连接在正极线7与负极线5之间。
变换器14包括并联设置在正极线7与负极线5之间的、U相臂15、V相臂16和W相臂17。各相臂包括串联连接在正极线7与负极线5之间的开关元件。例如，U相臂15包括开关元件Q3、Q4。V相臂16包括开关元件Q5、Q6。W相臂17包括开关元件Q7、Q8。此外，相对于开关元件Q3～Q8，分别反向并联地连接有二极管D3～D8。开关元件Q3～Q8的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S3～S8来控制。
各相臂的中间点被连接于交流电机M1的各相线圈的各相端。代表性地，交流电机M1是三相永磁体电机，被构成为U、V、W相的三个线圈的一端共同连接于中性点。而且，各相线圈的另一端与各相臂15～17的开关元件的中间点连接。
升降压转换器12，在升压动作时，将对从直流电源B供给的直流电压Vb进行升压后的直流电压VH(以下，将与向变换器14输入的输入电压相当的该直流电压也称为“***电压”)供给至变换器14。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置开关元件Q1的接通期间和Q2的接通期间，升压比与这些接通期间的比相对应。
此外，升降压转换器12，在降压动作时，对经由平滑电容器C0从变换器14供给的直流电压VH(***电压)进行降压来对直流电源B充电。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置仅开关元件Q1接通的期间和开关元件Q1、Q2双方断开的期间，降压比与上述接通期间的占空比相对应。也可以与反向并联二极管D2的导通期间相应地设置仅使开关元件Q2接通的期间，来代替开关元件Q1、Q2双方断开的期间。在该情况下，原则上开关元件Q1、Q2相辅地反复接通/断开。
平滑电容器C0使来自升降压转换器12的直流电压平滑化，将其平滑化后的直流电压供给至变换器14。电压传感器13检测平滑电容器C0的两端的电压、即***电压VH，将其检测值输出到控制装置30。
变换器14对来自控制装置30的开关控制信号S3～S8进行响应，进行开关元件Q3～Q8的开关动作。从平滑电容器C0向变换器14供给直流电压VH。
变换器14，在交流电机M1的转矩指令值为正(Trqcom＞0)的情况下，通过开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电机M1使得输出正转矩。
此外，变换器14，在交流电机M1的转矩指令值为零的情况下(Trqcom＝0)，通过开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电机M1使得转矩变为零。
通过这样的控制，交流电机M1被驱动来产生由转矩指令值Trqcom指定的零或正转矩。
而且，在搭载有电机驱动***100的混合动力汽车或电动汽车的再生制动时，交流电机M1的转矩指令值Trqcom被设定为负(Trqcom＜0)。在该情况下，变换器14通过开关元件Q3～Q8的开关动作，将交流电机M1发电产生的交流电压变换为直流电压VH，将其变换后的直流电压VH(***电压)经由平滑电容器C0供给至升降压转换器12。
在此所说的再生制动包括：伴随由驾驶混合动力汽车或电动汽车的驾驶者进行的脚制动器操作时的再生发电的制动和、不操作脚制动器而通过在行驶中松开加速踏板从而进行再生发电的同时使车辆减速(或者中止加速)。
电流传感器24检测流到交流电机M1的电机电流，将其检测出的电机电流输出到控制装置30。因为三相电流iu、iv、iw的瞬时值的和为零，所以如图1所示那样，电流传感器24以检测两个相的电机电流(例如、V相电流iv和W相电流iw)的方式来配置即可。
转角传感器(解算器25)检测交流电机M1的转子转角θ，将其检测出的转角θ发送给控制装置30。在控制装置30中，基于转角θ算出交流电机M1的转速(旋转速度)。
控制装置30基于从设置在外部的电子控制单元(上位ECU：未图示)输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测出的电池电压Vb、由电压传感器13检测出的***电压VH以及来自电流传感器24的电机电流iv、iw、来自解算器25的转角θ，控制升降压转换器12和变换器14的动作，使得交流电机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。
生成用于如上述那样控制升降压转换器12和变换器14的开关控制信号S1～S8，并输出到升降压转换器12和变换器14。
在升降压转换器12的升压动作时，控制装置30对平滑电容器C0的输出电压VH进行反馈控制，生成开关控制信号S1、S2，使得输出电压VH变为电压指令值。
此外，控制装置30，当从外部ECU接收到表示混合动力汽车或者电动汽车已进入再生制动模式的信号RGE时，为了将由交流电机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，生成开关控制信号S3～S8并输出给变换器14。由此，变换器14将由交流电机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并供给到升降压转换器12。
而且，控制装置30，当从外部ECU接收到表示混合动力汽车或者电动汽车已进入再生制动模式的信号RGE时，为了对从变换器14供给的直流电压进行降压，生成开关控制信号S1、S2并输出给升降压转换器12。由此，交流电机M1发电产生的交流电压被变换为直流电压，进行降压并供给到直流电源B。
而且，控制装置30生成用于使***继电器SR1、SR2接通/断开的信号SE并输出给***继电器SR1、SR2。
接下来，对由控制装置30控制的变换器14的电力变换进行详细说明。
图2是说明在本发明的实施方式的电机驱动***中使用的控制方式的图。
如图2所示，在本发明的实施方式的电机驱动***100中，关于变换器14的电力变换，切换使用三种控制模式。具体而言，三种控制模式是正弦波PWM控制、过调制PWM控制以及矩形波电压控制的各控制模式。
正弦波PWM控制作为一般的PWM控制方式来使用，根据正弦波状的电压指令与载波(代表性的是三角波)的电压比较，来控制各相臂中的开关元件的接通/断开。其结果，关于与上臂元件的接通期间对应的高电平期间、和与下臂元件的接通期间对应的低电平期间的集合，控制占空比，使得在一定期间内其基本波成分变为正弦波。如众所周知的那样，在正弦波PWM控制中，只能将其基本波成分振幅提高至变换器输入电压的0.61倍。
另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内，将与使PWM占空比维持为最大值时相当的、高电平期间与低电平期间的比为1∶1的1个脉冲的矩形波施加到交流电机。由此，调制系数被提高至0.78。
过调制PWM控制是，在使载波的振幅以缩小的方式畸变后，进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。其结果，通过使基本波成分畸变，从而能够将调制系数提高至0.61～0.78的范围。在本实施方式中，将作为通常的PWM控制方式的正弦波PWM控制、和过调制PWM控制这两者归类为PWM控制方式。
在交流电机M1中，若转速和/或输出转矩增加，则感应电压变高，其所需电压变高。需要将由转换器12升压的升压电压、即***电压VH设定得比该电机所需电压(感应电压)高。另一方面，由转换器12升压的升压电压、即***电压存在界限值(VH最大电压)。
因此，在电机所需电压(感应电压)低于***电压的最大值(VH最大电压)的区域中，适用基于正弦波PWM控制或者过调制PWM控制的PWM控制模式，通过按照矢量控制的电机电流控制，将输出转矩控制为转矩指令值Trqcom。
另一方面，当电机所需电压(感应电压)达到***电压的最大值(VH最大电压)时，在维持了***电压VH后适用作为一种弱磁场控制的矩形波电压控制方式。在矩形波电压控制时，基本波成分的振幅被固定，所以通过基于由电力运算求出的转矩实际值与转矩指令值的偏差的、矩形波脉冲的电压相位控制来执行转矩控制。
图3是说明控制方式的选择方法的流程图。
如图3的流程图所示那样，通过未图示的上位ECU，根据按照加速踏板开度等的车辆要求输出来算出交流电机M1的转矩指令值Trqcom(步骤S100)，控制装置30接受该转矩指令值Trqcom，基于预先设定的映射图等，根据交流电机M1的转矩指令值Trqcom和转速来算出电机所需电压(感应电压)(步骤S110)，然后，根据电机所需电压和***电压的最大值(VH最大电压)的关系，决定适用矩形波电压控制方式和PWM控制方式(正弦波PWM控制方式/过调制PWM控制方式)的哪一种来进行电机控制(步骤S120)。在适用PWM控制方式时，关于使用正弦波PWM控制方式和过调制PWM控制方式的哪一种，根据按照矢量控制的电压指令值的调制系数范围来决定。按照上述控制流程，根据交流电机M1的运行条件，从图2所示的多个控制方式中选择适当的控制方式。
图4是说明与电机条件对应的控制方式的切换的图。
选择控制方式的结果，如图4所示，在低转速域A1中，为了减小转矩变动而使用正弦波PWM控制，在中转速域A2中适用过调制PWM控制，在高转速域A3中适用矩形波电压控制。特别地，通过适用过调制PWM控制和矩形波电压控制，实现提高交流电机M1的输出。如此，在能够实现的调制系数的范围内决定使用图2所示的控制模式的哪一种。
图5是由控制装置30执行的PWM控制的控制框图。
如图5所示，PWM控制部200包括电流指令生成部210、坐标变换部220、250、PI运算部240、PWM信号生成部260、和控制模式判定部270。
电流指令生成部210根据预先作成的表(table)等，生成与转矩指令值Trqcom对应的d轴电流指令值Idcom和q轴电流指令值Iqcom。
坐标变换部220通过使用了由解算器25检测出的交流电机M1的转角θ的坐标变换(3相→2相)，基于由电流传感器24检测出的V相电流iv和W相电流iv来算出d轴电流Id和q轴电流Iq。
向PI运算部240输入d轴电流相对于指令值的偏差ΔId(ΔId＝Idcom-Id)和q轴电流相对于指令值的偏差ΔIq(ΔIq ＝Iqcom-Iq)。PI运算部240对d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq进行利用了预定增益的PI运算来求得控制偏差，生成与该控制偏差对应的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#。
坐标变换部250通过使用了交流电机M1的转角θ的坐标变换(2相→3相)，将d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#变换为U相、V相、W相的各相电压指令值Vu、Vv、Vw。***电压VH也反映在从d轴、q轴电压指令值Vd#、Vq#向各相电压指令值Vu、Vv、Vw的变换上。
控制模式判定部270，当按照图3所示的流程图选择了PWM控制方式(正弦波PWM控制方式/过调制PWM控制方式)时，根据以下所示的调制系数运算，选择正弦波PWM控制方式和过调制PWM控制方式的一方。
控制模式判定部270使用由PI运算部240生成的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#，按照下式(1)、(2)来算出线电压振幅Vamp。
Vamp ＝|Vd#|·cosφ+|Vq#|·sinφ...(1)
Tanφ＝Vq#/Vd#...(2)
而且，控制模式判定部270按照下式(3)运算由上述运算得到的线电压振幅Vamp相对于***电压VH的比、即调制系数Kmd。
Kmd＝Vamp/VH#...(3)
控制模式判定部270根据由上述的运算求出的调制系数Kmd来选择正弦波PWM控制和过调制PWM控制的一方。如上所述，由控制模式判定部270进行的控制方式的选择被反映在PWM信号生成部260中载波的切换上。也即是，在过调制PWM控制方式时，在PWM信号生成部260中从正弦波PWM控制方式时的一般的载波切换为被用于WPM调制时的载波。
或者，在由式(3)求出的调制系数Kmd超过了能够通过PWM控制方式实现的范围的情况下，控制模式判定部270可以对上位ECU(未图示)发出促使向矩形波电压控制方式变更的输出。
PWM信号生成部260基于各相的电压指令值Vu、Vv、Vw和预定的载波的比较，生成图1所示的开关控制信号S3～S8。变换器14根据由PWM控制部200生成的开关控制信号S3～S8来开关控制，由此施加用于输出按照输入到电流指令生成部210的转矩指令值Trqcom的转矩的交流电压。
如此，通过构成将电机电流控制为与转矩指令值Trqcom对应的电流指令值(Idcom、Iqcom)的闭环，从而按照转矩指令值Trqcom来控制交流电机M1的输出转矩。
图6是由控制装置30执行的矩形波电压控制的控制框图。
参照图6，矩形波电压控制部400包括：与PWM控制方式时同样的坐标变换部220、转矩推定部420、PI运算部430、相位限制器432、矩形波产生部440、和信号产生部450。
坐标变换部220与PWM控制方式时同样，将根据由电流传感器24得到的V相电流iv和W相电流iw而求得的各相电流向d轴电流It和q轴电流Iq进行坐标变换。
转矩推定部420使用由坐标变换部220求出的d轴电流Id和q轴电流Iq来推定交流电机M1的输出转矩。转矩推定部420例如由将d轴电流Id和q轴电流Iq作为引数来输出转矩推定值Trq的转矩算出映射而构成。
向PI运算部430输入转矩推定值Trq相对于转矩指令值Trqcom的偏差ΔTrq(ΔTrq ＝Trqcom-Trq)。PI运算部430对转矩偏差ΔTrq进行利用了预定增益的PI运算来求得控制偏差，根据求出的控制偏差来设定矩形波电压的相位φv。具体而言，在正转矩产生(Trqcom＞0)时，当转矩不足时使电压相位提前并且当转矩过剩时使电压相位延迟，并且在负转矩产生(Trqcom＜0)时，当转矩不足时使电压相位延迟并且当转矩过剩时使电压相位提前。
相位限制器432对PI运算部430输出的相位φVI施加预定的限制。并且，相位限制器输出的电压相位Φv被提供到矩形波产生部440。
矩形波产生部440根据电压相位φv来产生各相电压指令值(矩形波脉冲)Vu、Vv、Vw。信号产生部450根据各相电压指令值Vu、Vv、Vw来产生开关控制信号S3～S8。变换器14进行按照开关控制信号S3～S8的开关动作，由此施加按照电压相位φv的矩形波脉冲作为电机的各相电压。
在图6所示的矩形波电压控制部400中，与图5所示的PWM控制时同样，仅基于电流传感器24和解算器25的输出来执行算出用于转矩反馈控制的转矩推定值Trq。因此，即使在PWM控制和矩形波电压控制之间切换了控制方式的情况下，用于电机控制的交流电机的状态量(传感器检测量)也不会发生变化。
(矩形波电压控制中的失调电流的减低)
在矩形波电压控制中，通过操作矩形波相对于转子的转角的电压相位从而实施转矩控制。例如，在预定范围内的相位操作量中，能够根据电压相位相对于电角度而提前的量，使转矩增加。通常，在三相电机的情况下，能够操作电压相位的定时在电角度的一个周期中存在6次。
但是，如果在电角度的1个周期中所有的6次定时允许对电压相位的不同操作，则可能每次进行不同的电压相位的操作，存在三相的矩形电压的上下宽度不同、产生失调电流这样的问题。该失调电流可能成为过电流和/或车辆振动的原因。于是，首先对该电压相位的操作进行说明。
图7是示出了在矩形波控制中稳定时没有操作电压相位的情况下的各相的电压波形的波形图。
在图7中，虽然横轴表示时间，但在横轴上记载与时间的变化对应的电角度。电角度基于转子的旋转位置来确定。
在三相电机的情况下，在矩形波控制中稳定时U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw各偏离120°，各波形的上下宽度为电角度180°且上下宽度相等。因为各波形的ON/OFF(高电平/低电平)的宽度相等，所以在该状态下不产生失调电流。
矩形波控制中能够改变电压相位的定时，是各相波形从ON转变为OFF或从OFF转变为ON的定时。因此，能够改变电压相位的定时，在图7的波形中每隔电角度60°存在一次。
图8是用于说明由于电压相位的操作而产生失调电流的例子的图。
参照图8，在该例中示出了在180°的电角度时改变了U相的电压转变的定时的情况。该例的电压相位的操作量为10°。在电角度180°以后，U相、V相、W相的各波形向后偏移电角度10°。于是，如图8的箭头所示那样，存在ON宽度为电角度190°的部分。于是其宽度与前后相邻的180°的OFF期间不同，所以电压的ON时和OFF时的平衡暂时被破坏，产生失调电流。如果操作量大于10°，则平衡的破坏变大故而失调电流进一步变大。
在此，考虑想要在其一个周期内对转矩指令进行响应来使转换(各矩形波电压波形的上升或下降)的相位延迟电角度60°的情况。在电角度0°时使转换相位延迟60°，所以U相电压的OFF期间变为180+60＝240°，与下一个ON期间的180°相比，平衡被显著地破坏。同样V相中也会产生ON期间变为240°的期间，W相中也会产生ON期间变为240°的期间。
在这样的情况下，如果在操作电压相位时将每个电角度周期的操作量保持为一定，则能够使得电压的ON时和OFF时的宽度相等。也即是，在各相中使从OFF转变为ON的波形的上升延迟的情况下，使其下一个下降也延迟，以使转换波形的ON宽度和OFF宽度尽可能保持相等的方式进行控制即可。
以下，以在从电角度0°到300°的各转换时每次使电压相位的变化量增加10°的情况为例进行说明。
图9是示出了本申请的发明被应用时的电压相位的变化的一例的波形图。
参照图9，例示了电压相位的变化的合计量为60°的情况。在图9中，在一个周期内各相各两次一共进行六次转换。如果相位的变化量都为零，则进行转换的时期如图7所示那样为0°、60°、120°、180°、240°、300°这六处。将这些时期称为转换基准相位。
首先，在转换基准相位0°，使U相电压Vu延迟10°。于是U相电压Vu从L上升为H变为处于电角度10°的位置。
接着，在转换基准相位60°，与先前的变化量相比再延迟10°，将使W相电压Vw转变的时期相对于基准相位延迟20°。于是W相电压Vw从H下降为L变为处于电角度60+20＝90°的位置。
接着，在转换基准相位120°，与先前的变化量相比再延迟10°，将使V相电压Vv转变的时期相对于基准相位延迟30°。于是V相电压Vv从L上升为H变为处于电角度120+30＝150°的位置。
接着，在转换基准相位180°，与先前的变化量相比再延迟10°，将使U相电压Vu转变的时期相对于基准相位延迟40°。于是U相电压Vv从L下降为H变为处于电角度180+40＝220°的位置。
接着，在转换基准相位240°，与先前的变化量相比再延迟10°，将使W相电压Vw转变的时期相对于基准相位延迟50°。于是W相电压Vw从L上升为H变为处于电角度240+50＝290°的位置。
接着，在转换基准相位300°，与先前的变化量相比再延迟10°，将使V相电压Vv转变的时期相对于基准相位延迟60°。于是V相电压Vv从L下降为H变为处于电角度300+60＝360°的位置。
然后，在下个周期以后，一律相对于基准相位延迟60°来使各相的波形变化。如此，在使电压波形的相位延迟60°的情况下，在一个周期期间使变化量逐次增加，从下个周期开始一律延迟60°。由此，没有各相的电压波形的ON期间和OFF期间的平衡显著破坏的地方，防止了失调电流的发生。
具体而言，因为在以虚线圈绕的期间TU，U、V、W相电压的ON期间为210°，OFF期间也为210°，可知不会产生失调电流。
图10是用于对实现图9所示的矩形波控制的控制进行说明的流程图。该流程图的处理，每经过一定时间或当预定的条件成立时从预定的主程序中调出并执行。
该流程图的处理虽然由图1的控制装置30来执行，但在图6中相当于矩形波电压控制部400的处理的内部执行。
参照图10，首先在步骤S1中取得当前的时刻，判断该时刻是否是相当于电角度300的时刻、即一个周期中的转换基准相位0°、60°、120°、180°、240°、300°中最后的转换基准相位。若步骤S1的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S2，若步骤S1的判断为否定(否)，则处理进入步骤S6。
在步骤S2中，将在上个周期的步骤S5中运算出的Δθa的6倍确定为从基准相位变化的变化量Δθ。然后，在步骤S3中执行相电压的转换。在图9中，在与电角度0°最近的300°相当的时刻设定为变化量Δθ＝0°，所以V相电压Vv在刚好300°处从H电平下降为L电平。
接着步骤S3执行步骤S4的处理。在步骤S4中通过反馈运算，根据下式运算一个周期内使相位变化多少的合计量Δθtot。
Δθtot＝Kp×ΔTq+Ki×∑ΔTq...(4)
Kp是比例积分控制(PI控制)的比例增益，Ki是积分增益。另外Tq是转矩。该运算由图6中PI运算部来执行。
接着步骤S4执行步骤S5的处理。在步骤S5中，将Δθtot的六分之一设定为在一个周期中的6次转换时每一次各相的矩形波电压的电压相位相对于转换基准相位的变化量的增加量(或减少量)Δθa。然后，处理进入步骤S17，控制移至主程序。
在处理从步骤S1进入了步骤S6的情况下，在步骤S6中，判断时刻t是否是相当于电角度0°的定时、即一个周期中的转换基准相位0°、60°、120°、180°、240°、300°中最初的转换基准相位。若步骤S6的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S7，相位变化量Δθ被设定为在步骤S5中运算出的Δθa。
另一方面，若步骤S6的判断为否定(否)，则处理进入步骤S8。在步骤S8中判断时刻t是否是相当于电角度60°的定时。若步骤S8的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S9，相位变化量Δθ被设定为比步骤S7中设定的值还多Δθa的Δθa×2。
若步骤S8的判断为否定(否)，则处理进入步骤S10。在步骤S10中判断时刻t是否是相当于电角度120°的定时。若步骤S10的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S11，相位变化量Δθ被设定为比步骤S9中设定的值还多Δθa的Δθa×3。
若步骤S10的判断为否定(否)，则处理进入步骤S12。在步骤S12中判断时刻t是否是相当于电角度180°的定时。若步骤S12的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S13，相位变化量Δθ被设定为比步骤S11中设定的值还多Δθa的Δθa×4。
若步骤S12的判断为否定(否)，则处理进入步骤S14。在步骤S14中判断时刻t是否是相当于电角度240°的定时。若步骤S14的判断为肯定(是)，则处理进入步骤S15，相位变化量Δθ被设定为比步骤S13中设定的值还多Δθa的Δθa×5。
若步骤S14的判断为否定(否)，则为在当前的时刻t的定时不执行转换的情况，处理进入步骤S17，控制移至主程序。
在步骤S7、S9、S11、S13、S15的任一步骤中设定了Δθ的情况下，处理进入步骤S16，执行对应的矩形波电压的转换，然后在步骤S17中控制移至主程序。
如图10的流程图说明的那样进行控制，使得在一个周期6次转换时使从基准相位变化的变化量每次增加Δθa，并在经过了一个周期后变为Δθtot的相位变化量。据此，没有各相的波形的ON期间和OFF期间的平衡显著破坏的部分，能够减低失调电流。
最后，参照各图对本申请实施方式进行概括说明。图1所示的电机驱动***100例如能够用于驱动混合动力汽车、电动汽车的车轮。并且，交流电机M1的控制装置也可以作为包括图5所示的PWM控制部200的控制装置而工作，也可以作为包括图6所示的矩形波电压控制部400的控制装置而工作。
在进行图6的矩形波电压控制时，交流电机的控制装置具备：检测交流电机M1的旋转位置的传感器(解算器25)；和控制部(矩形波电压控制部400)，其基于传感器(解算器25)的输出进行向交流电机M1的各相提供矩形波电压的控制。如图9所示，控制部(矩形波电压控制部400)在基于传感器(解算器25)的输出确定的电角度的一个周期(电角度0～360°)内，使各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位(0、60、120、180、240、300°)的变化量(Δθ)在每次转换相等地增加或减少。
因此，能够避免各矩形波的ON期间和OFF期间的平衡被显著地破坏。
优选的是，如图10中说明的那样，控制部(矩形波电压控制部400)，对电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量(Δθtot)(图10：步骤S4)，将合计量(Δθtot)除以一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的变化量(Δθ)的增减量(Δθa)(图10：步骤S5)。
由此，能够一边很好地保持各矩形波的ON期间和OFF期间的平衡，一边最终提供作为目标的电压相位。
更优选的是，控制部(矩形波电压控制部400)基于指示交流电机产生的转矩量的转矩指令(Trqcom)，算出矩形波电压的电压相位变化的合计量(Δθtot)。
更优选的是，控制部(矩形波电压控制部400)，将在一个周期内第n次转换相对于各相的转换基准相位的相位差(Δθ)设定为增减量(Δθa)的n倍。即，在第一次转换如图10的步骤S7所示为Δθ＝Δθa，在第二次转换如步骤S9所示为Δθ＝Δθa×2，在第三次转换如步骤S11所示为Δθ＝Δθa×3，在第四次转换如步骤S13所示为Δθ＝Δθa×4，在第五次转换如步骤S15所示为Δθ＝Δθa×5，在第六次转换如步骤S2所示为Δθ＝Δθa×6。
此外，由图10的流程图说明的本实施方式的交流电机的控制方法包括：判断步骤(S1、S6、S8、S10、S12、S14)，基于检测交流电机的旋转位置的传感器(解算器25)的输出来判断是否使交流电机的各相的矩形波电压的电压值转变；决定步骤(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，在基于传感器的输出确定的电角度的一个周期内，决定各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量，使得该变化量在每次转换相等地增加或减少；以及步骤(S3、S16)，基于转换基准相位和变化量来执行使各相的矩形波电压的电压值转变的转换动作。
优选的是，交流电机的控制方法还包括：算出步骤(S4)，对电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量；和设定步骤(S5)，将合计量除以一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的变化量的增减量。
更优选的是，决定步骤(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，将在一个周期内第n次转换相对于各相的转换基准相位的相位差设定为增减量的n倍。
应该认为，本次所公开的实施方式在所有的方面都是例示而不是限制性的内容。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求表示，包括与权利要求等同的意思以及范围内的所有的变更。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.(修改后)一种交流电机(M1)的控制装置，该控制装置具备：
检测所述交流电机的旋转位置的传感器(25)；和
控制部(400)，其基于所述传感器的输出进行向所述交流电机的各相提供矩形波电压的控制，
所述控制部，在基于所述传感器的输出确定的电角度的一个周期内，使各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量在每次转换相等地增加或减少，
所述控制部，对所述电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量，将所述合计量除以所述一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的所述变化量的增减量，
所述控制部，将在所述一个周期内第n次转换相对于所述各相的转换基准相位的相位差设定为所述增减量的n倍。
2.(删除)
3.(修改后)根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其中，
所述控制部(400)，基于指示所述交流电机产生的转矩量的转矩指令，算出矩形波电压的电压相位变化的所述合计量。
4.(删除)
5.(修改后)一种交流电机(M1)的控制方法，该控制方法包括：
判断步骤(S1、S6、S8、S10、S12、S14)，基于检测所述交流电机的旋转位置的传感器(25)的输出来判断是否使所述交流电机的各相的矩形波电压的电压值转变；
决定步骤(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，在基于所述传感器的输出确定的电角度的一个周期内，决定各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量，使得该变化量在每次转换相等地增加或减少；以及
执行步骤(S3、S16)，基于所述转换基准相位和变化量，执行使各相的矩形波电压的电压值转变的转换动作，
所述决定步骤，将在所述一个周期内第n次转换相对于所述各相的转换基准相位的相位差设定为所述增减量的n倍。
6.根据权利要求5所述的交流电机的控制方法，其中，还包括：
算出步骤(S4)，对所述电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量；和
设定步骤(S5)，将所述合计量除以所述一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的所述变化量的增减量。
7.(删除)
Claims (7)
1.一种交流电机(M1)的控制装置，该控制装置具备：
检测所述交流电机的旋转位置的传感器(25)；和
控制部(400)，其基于所述传感器的输出进行向所述交流电机的各相提供矩形波电压的控制，
所述控制部，在基于所述传感器的输出确定的电角度的一个周期内，使各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量在每次转换相等地增加或减少。
2.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其中，
所述控制部(400)，对所述电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量，将所述合计量除以所述一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的所述变化量的增减量。
3.根据权利要求2所述的交流电机的控制装置，其中，
所述控制部(400)，基于指示所述交流电机产生的转矩量的转矩指令，算出矩形波电压的电压相位变化的所述合计量。
4.根据权利要求2所述的交流电机的控制装置，其中，
所述控制部(400)，将在所述一个周期内第n次转换相对于所述各相的转换基准相位的相位差设定为所述增减量的n倍。
5.一种交流电机(M1)的控制方法，该控制方法包括：
判断步骤(S1、S6、S8、S10、S12、S14)，基于检测所述交流电机的旋转位置的传感器(25)的输出来判断是否使所述交流电机的各相的矩形波电压的电压值转变；
决定步骤(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，在基于所述传感器的输出确定的电角度的一个周期内，决定各相的矩形波电压的电压相位相对于各相的转换基准相位的变化量，使得该变化量在每次转换相等地增加或减少；以及
执行步骤(S3、S16)，基于所述转换基准相位和变化量，执行使各相的矩形波电压的电压值转变的转换动作。
6.根据权利要求5所述的交流电机的控制方法，其中，还包括：
算出步骤(S4)，对所述电角度的每一个周期算出矩形波电压的电压相位变化的合计量；和
设定步骤(S5)，将所述合计量除以所述一个周期内的转换次数来设定各相的矩形波电压的电压相位的所述变化量的增减量。
7.根据权利要求6所述的交流电机的控制方法，其中，
所述决定步骤(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，将在所述一个周期内第n次转换相对于所述各相的转换基准相位的相位差设定为所述增减量的n倍。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP263422/2007 | 2007-10-09 | ||
| JP2007263422A JP4329855B2 (ja) | 2007-10-09 | 2007-10-09 | 交流モータの制御装置および交流モータの制御方法 |
| PCT/JP2008/067652 WO2009047997A1 (ja) | 2007-10-09 | 2008-09-29 | 交流モータの制御装置および交流モータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101821941A true CN101821941A (zh) | 2010-09-01 |
| CN101821941B CN101821941B (zh) | 2012-07-25 |
Family
ID=40549142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2008801110251A Active CN101821941B (zh) | 2007-10-09 | 2008-09-29 | 交流电机的控制装置以及交流电机的控制方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8373380B2 (zh) |
| EP (1) | EP2190112B1 (zh) |
| JP (1) | JP4329855B2 (zh) |
| CN (1) | CN101821941B (zh) |
| WO (1) | WO2009047997A1 (zh) |
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| JP2006081322A (ja) | 2004-09-10 | 2006-03-23 | Nissan Motor Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
| JP2006115605A (ja) | 2004-10-14 | 2006-04-27 | Nissan Motor Co Ltd | 交流電動機の制御方法およびその装置 |
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2007
- 2007-10-09 JP JP2007263422A patent/JP4329855B2/ja active Active
-
2008
- 2008-09-29 WO PCT/JP2008/067652 patent/WO2009047997A1/ja active Application Filing
- 2008-09-29 CN CN2008801110251A patent/CN101821941B/zh active Active
- 2008-09-29 EP EP08837259.4A patent/EP2190112B1/en active Active
- 2008-09-29 US US12/677,432 patent/US8373380B2/en active Active
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| CN109391184A (zh) * | 2017-08-10 | 2019-02-26 | 本田技研工业株式会社 | 旋转电机的控制装置及控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN101821941B (zh) | 2012-07-25 |
| US20100194330A1 (en) | 2010-08-05 |
| WO2009047997A1 (ja) | 2009-04-16 |
| JP4329855B2 (ja) | 2009-09-09 |
| EP2190112B1 (en) | 2018-10-24 |
| US8373380B2 (en) | 2013-02-12 |
| EP2190112A1 (en) | 2010-05-26 |
| EP2190112A4 (en) | 2017-08-30 |
| JP2009095144A (ja) | 2009-04-30 |
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