CN101808055A - 一种mb-ofdm uwb***符号精同步方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种MB-OFDM UWB(多带正交频分复用超宽带)***符号精同步方法和装置，通过利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息，根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响，将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关，将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数，寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点，大幅度的改善了MB-OFDM UWB***符号精同步的性能。

Description

一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法和装置

技术领域

本发明涉及短距离无线通信技术领域，特别是涉及一种MB-OFDMUWB(Multiband Orthogonal Frequency-Division Multiplexing Ultra Wideband，多带正交频分复用超宽带)***符号精同步方法和装置。

背景技术

MB-OFDM UWB是基于多带OFDM实现超宽带的技术，它能够提供高速、短距离无线连接。ECMA-368标准是MB-OFDM UWB的物理层标准，对MB-OFDM UWB作了详细规定。如图1所示，标准将MB-OFDM UWB使用的7500MHz频段划分为14个带宽为528MHz的频带(Band)及6个带组(BG)。OFDM符号根据TFC(时频码)类型的不同以跳频或定频方式在每个带组内传输，一个OFDM符号的持续时间为312.5ns。ECMA-368标准中一共规定了10种TFC类型，分别对应10种OFDM符号传输方式，相应的也规定了10种前导类型，以便于不同微微网能够同时工作。标准还规定数据分组由前导序列、头序列以及有效负载部分构成，前导序列先于头序列及数据部分发送。前导序列的作用就是帮助接收机做定时同步，载波偏移恢复以及信道估计。前导序列由30个重复符号组成，包括21个分组同步(PS)序列、3个帧同步(FS)序列以及6个信道估计(CE)序列，前导符号重复传输。

在MBOA联盟向IEEE 802.15.3a工作组提交的MB-OFDM物理层提案中，对前导内的PS序列、FS序列以及CE序列在同步中的作用作了相关建议，如图2所示。其中，PS序列用于分组检测、粗频偏估计、符号粗同步等；FS序列则用于分组内的帧同步；六个CE符号用于信道估计、精频偏估计以及符号精定时。本发明的符号精同步方案就是利用CE序列，在信道估计的基础上利用CE符号进行符号精同步。因此，信道估计的性能直接影响到符号精定时的性能。

由于MB-OFDM的符号间隔极小，传输速率极高，很小的定时偏差和抖动就会引起很大的性能损失，超宽带的密集多径传播特性进一步增加了定时同步的难度。因此，符号同步是MB-OFDM UWB***中至关重要的问题。在传统OFDM***同步方案中，一般采用互相关(Cross-Correlation，CC)算法进行符号精定时，该定时方案在第一有效径即为最强多径分量的情况下，能够得到满意的估计性能，这是因为基于相关的算法总是将定时点锁定在最强多径分量上，而UWB信道是典型的密集多径，且最强多径分量往往出现在第一有效径之后，这就导致利用相关方法估计出的符号定时点往往在实际符号开始点之后，也就是将符号定时点错误的锁定在了最强多径上，而不是第一有效径。由于ECMA-368规定的MB-OFDM UWB***是基于循环零缀(ZP)，而非循环前缀(CP)的***，如果符号定时不准确，就不是单纯CP***中的相位旋转的问题，而是要丢失有用信息。因此，符号定时性能直接影响到MB-OFDM UWB***的整体性能。

目前，为了提高MB-OFDM UWB***的符号精定时性能，在传统CC方案的基础上，针对MB-OFDM UWB***，有很多改进的符号同步方案，已经存在的改进方案可以分为如下三种：

方案1：延迟复乘。利用延迟复乘的方法改善低信噪比下的定时性能，但并不能克服多径的影响；

方案2：累积多径能量。累积多径能量的方法在一定程度上能降低多径传输对同步符号的影响；

方案3：在延迟复乘的基础上累积多径能量。该改进方案较前两种方案，在性能上有较大改善，同时复杂度也最高。

已经存在的这三种改进方案虽然在一定程度上改善了符号同步性能，但改进后的性能也并不十分理想，前面也提到了如果符号定时不准确，就不是单纯CP***中的相位旋转的问题，而是要丢失有用信息。

因此，目前需要本领域技术人员迫切解决的一个技术问题就是：如何能够创新地提出一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法和装置，以解决现有技术中存在的问题，有效降低信噪比的影响，从而达到理想的定时性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法和装置，用以有效降低信噪比的影响，进一步改善符号精同步的性能。

为了解决上述问题，本发明公开了一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法，所述方法包括：

利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

优选的，所述信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

优选的，所述利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息包括：

将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

本发明还公布了一种MB-OFDM UWB***符号精同步装置，所述装置包括：

信道估计信息获取模块，用于利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

多径影响消除模块，用于根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

信道估计符号互相关模块，用于将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

消除噪声模块，用于将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

符号精定时点模块，用于寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

优选的，所述信道估计信息获取模块进行信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

优选的，所述信道估计信息获取模块包括：

快速傅立叶变换变换子模块，用于将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

首先，本发明通过利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息，根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响，将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关，将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数，寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点，大幅度的改善了MB-OFDM UWB***符号精同步的性能。

附图说明

图1是本发明背景技术中所述的现有技术中ECMA-368标准对MB-OFDM UWB所作规定的示意图；

图2是本发明背景技术中所述的现有技术中MBOA联盟对前导内的PS序列、FS序列以及CE序列在同步中的作用所提建议的示意图；

图3是本发明实施例一中所述的一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法的流程图；

图4是本发明实施例一中所述的本发明的符号精同步在LS信道估计方法和基于DFT的信道估计方法下符号定时性能示意图；

图5是本发明实施例一中所述的符号精同步方法与现有技术中方案1～3符号精定时性能的比对示意图；

图6是本发明实施例一中所述一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法在CM1～CM4下符号精同步性能示意图；

图7是本发明实施例二中所述的一种MB-OFDM UWB***符号精同步装置的结构图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本专利发明人创造性地提出了本发明实施例的核心构思之一，即提供一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法和装置，通过利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息，根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响，将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关，将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数，寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

实施例一：

参照图3，示出了本发明的一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法的流程图，所述方法具体包括：

S301，利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

所谓信道估计，简单的来说，就是求出一个信道的近似冲激响应，使之尽可能地接近于真实的信道冲激响应，以便在接收端进行信道补偿，从而提高整个的***性能。

优选的，所述信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

信道估计常用的方法有最小均方误差估计(Minimum Mean SquareError，MMSE)、极大似然估计、贝叶斯估计、最小二乘估计(Least Square，LS)和基于DFT的信道估计。由于本发明涉及信道估计方法，并且信道估计的性能也直接影响到符号同步性能，因此，本实施例中以基本的信道估计方案为例进行简单介绍，即介绍LS方法和基于DFT的信道估计方法。

优选的，所述利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息包括：

将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

接收机经过FFT(快速傅立叶变换变换，fast Fourier transform)后得到的信道估计符号的矩阵形式为：

Y_CE＝X_CEH_CE+N_CE    (1)

其中，X_CE＝{X_CE(0)，X_CE(1)，L，X_CE(N-1)}^T为发送的频域信道估计符号；N为子载波数，即FFT/IFFT(快速傅里叶反变换，Inverse Fast Fourier Transform)点数，标准定为128；H_CE＝{H_CE(0)，H_CE(1)，L，H_CE(N-1)}^T为信道频域响应；N_CE为高斯噪声矢量。

LS信道估计就是从最小平方意义上得到的信道估计器，使J最小

$J={(Y_{\mathrm{CE}}-X_{\mathrm{CE}}{\hat{H}}_{\mathrm{CE}})}^H(Y_{\mathrm{CE}}-X_{\mathrm{CE}}{\hat{H}}_{\mathrm{CE}})---\left(2\right)$

$\frac{\∂J}{\∂{\hat{H}}_{\mathrm{CE}}}=-2{X_{\mathrm{CE}}}^H{Y}_{\mathrm{CE}}+{{2X}_{\mathrm{CE}}}^H{X}_{\mathrm{CE}}{\hat{H}}_{\mathrm{CE}}=0---\left(3\right)$

可得频率响应的LS估计为

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}={X_{\mathrm{CE}}}^{-1}{Y}_{\mathrm{CE}}$

$={\{\frac{Y_{\mathrm{CE}}\left(0\right)}{X_{\mathrm{CE}}\left(0\right)},\frac{Y_{\mathrm{CE}}\left(1\right)}{X_{\mathrm{CE}}\left(1\right)},L,\frac{Y_{\mathrm{CE}}(N-1)}{X_{\mathrm{CE}}(N-1)}\}}^T---\left(4\right)$

由(4)式可以看出，LS估计方法具有复杂度低的优点，对于每一个子载波只需要一个除法器，其缺点就是它的性能较差，尤其是在低信噪比情况下。

基于DFT的信道估计方法是对LS方法的改进，设

${\hat{h}}_{\mathrm{LS}}=\mathrm{IDFT}\left({\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\right)---\left(5\right)$

其中，

表示LS的时域估计结果。

经过一个矩形窗可得

$h_{\mathrm{TimeFilter}}\left(p\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_{\mathrm{LS}}\left(p\right)& 0\≤p\≤L-1\\ 0& L\≤p\≤N-1\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中L为循环前缀的长度，标准规定为37(包括保护间隔)，滤波后再经N点DFT变换到频域得

${\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}=\mathrm{DFT}\left\{h_{\mathrm{TimeFilter}}\right\}---\left(7\right)$

且 ${\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}={\{{\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(0\right),{\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(1\right),L,{\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}(N-1)\}}^T.$

由于基于DFT的估计方法利用了时域有限信道脉冲，与LS方法相比，具有更好的性能，但需要做一次额外的FFT/IFFT。需要说明的是，本实施例的仿真以这两种信道估计方法为例进行的介绍，实际应用中可以按照需要选择其他性能更好的信道估计方法来完成。

通过利用信道估计符号做符号精同步，而不是传统的利用分组同步符号做符号同步。这样可以更好的应对UWB信号传输过程中所经历的典型密集多径环境。

S302，根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

估计出信道频域响应后，就用估计出的

(以LS为例)补偿(1)中接收到的信道估计符号，以消除信道传输过程中多径的影响。经补偿后的频域信道估计符号可表示为

$R_{\mathrm{CE}}=\frac{Y_{\mathrm{CE}}}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}}$

$={\{\frac{Y_{\mathrm{CE}}\left(0\right)}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(0\right)},\frac{Y_{\mathrm{CE}}\left(1\right)}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(1\right)},L,\frac{Y_{\mathrm{CE}}(N-1)}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(N-1)}\}}^T---\left(8\right)$

在做符号精定时之前还需将R_CE及X_CE均变换至时域，即r_CE＝IFFT{R_CE}，x_CE＝IFFT{X_CE}。其中，Y_CE为接收到的频域信道估计符号；为S301中得到的信道估计信息；R_CE即为消除多径影响后接收端收到的信道估计符号。

通过估计出的信道信息消除多径传输对信道估计符号所带来的影响，防止互相关算法错误地将符号定时点锁定到最强多径分量上。

S303，将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

接下来就用互相关的方法进行符号精定时

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{CC}}\left(d\right)=\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{CE}}(k+d){x_{\mathrm{CE}}}^{*}\left(k\right)\right|---\left(9\right)$

其中，X_CE为已知的信道估计序列。

S304，将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

虽然用互相关的方法进行符号精定时可以消除多径对符号定时性能的影响，但UWB接收机工作的信噪比范围为-8.4dB～24dB，互相关的输出仍然容易受噪声影响，为了进一步改善符号定时性能，对互相关输出再进行延迟复乘运算。算法如下：

$\mathrm{\Λ}\left(d\right)=\left|{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{CC}}\left(d\right)g{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{CC}}^{*}(d+\mathrm{mM})\right|---\left(10\right)$

Λ(d)即为符号精定时的判决函数，使得Λ(d)达到峰值点的样值索引d即为符号精定时点。M为一个OFDM符号中包含的样值总数，包括循环零缀和保护间隔，标准定位165；根据采用的TFC不同，Λ_cc(d)的延迟参数m的值也不同，TFC＝1，2时，m＝3；TFC＝3，4时，m＝1，6；TFC＝5～7时，m＝1；TFC＝8～10时，m＝2。经过比较，将m的值选为6，因为6是不同TFC类型下延迟参数的最小公倍数，选为6就可以使得延迟复乘算法适合所有TFC类型。

为了验证本发明的符号精同步方案性能，实施例仿真了带组1内的3个频带，其中，信道模型(CM)为IEEE 802.15.3a建议的信道模型。IEEE802.15.3a工作组一共定义了4种UWB室内信道模型：CM1(视距传输，0～4m)、CM2(非视距，0～4m)、CM3(非视距，4～10m)和CM4(非视距，4～10m，极端恶劣)。UWB接收机工作的信噪比范围为-8.4dB～24dB，仿真时采用的信噪比范围为-8dB～-6dB，并且仿真中所利用的前导符号结构完全依据ECMA-368标准中的相关规定。

通过利用延迟复乘运算改善符号精定时的性能。UWB接收机工作的信噪比范围为-8.4dB～24dB，利用延迟复乘运算可以更好的对抗噪声对符号精同步的影响。

S305，寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

图4为本发明的符号精同步方案在不同信道估计算法下的符号定时性能，纵坐标为符号精同布概率，采用的信道模型为CM1，其中SNR代表信噪比(Signal to Noise Ratio)。在此只仿真了LS信道估计方法和基于DFT的信道估计方法，由仿真结果可以看出，基于DFT算法的定时性能要好于LS方法所对应的符号定时性能。由此可见，采用的信道估计方法越精确，得到的符号定时性能也就越好。为了进一步提高符号定时性能，还可以采用更精确的信道估计方法，如对LS和基于DFT算法的改进方法以及MMSE信道估计方法等。

图5将本发明的提出的符号精定时性能与方案1～3，即CC+延迟复乘、CC+累积多径能量、CC+复乘+累积多径能量方法的符号定时性能的比较结果。由对比结果可以看出，方案1～3的改进方法虽然在一定程度上改善了传统CC方案的符号定时性能，但由于UWB信道环境是典型的密集多径情况，且接收机所工作的信噪比范围很大，最差情况甚至能达到-8.4dB，这就使得已有的改进方案并不能从根本上解决多径延迟的问题，因此，得到的符号定时性能并不理想，即使是方案3在CM1信道模型的低信噪比情况下的定时同步概率也不超过90％，如前面所述，MB-OFDM UWB***是基于ZP的***，而非CP***，符号定时不准确会直接导致有用信息的丢失。可见，本发明提出的基于信道估计的符号定时方案则达到了较理想的定时性能。

图6为IEEE 802.15.3a信道模型：CM1～CM4下的符号精同步性能。由结果可以看出。由仿真结果可以看出，即使是在信道环境最恶劣的CM4信道模型，信噪比最低的-8.4dB情况下，本发明所介绍的方法也能将符号正确定时概率提高到96％以上。

需要说明的是，以上所述，仅为本发明所介绍方法的较佳的具体实施方式，实际使用中可以根据本发明所介绍技术的基础上进行轻易地变换或者是替换，来实现符号精同步。

实施例二：

参照图7，示出了本发明的所述的一种MB-OFDM UWB***符号精同步装置，所述装置包括：

信道估计信息获取模块701，用于利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

优选的，所述信道估计信息获取模块701进行信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

优选的，所述信道估计信息获取模块701包括：

快速傅立叶变换变换子模块7011，用于将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

多径影响消除模块702，用于根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

信道估计符号互相关模块703，用于将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

消除噪声模块704，用于将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

符号精定时点模块705，用于寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上对本发明所提供的一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法和装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (6)

1.一种MB-OFDM UWB***符号精同步方法，其特征在于，所述方法包括：

利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息包括：

将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

4.一种MB-OFDM UWB***符号精同步装置，其中特征在于，所述装置包括：

信道估计信息获取模块，用于利用ECMA-368标准中给出的信道估计符号进行信道估计，获取信道估计信息；

多径影响消除模块，用于根据所获取的信道估计信息消除多径对接收到的信道估计符号的影响；

信道估计符号互相关模块，用于将消除信道多径影响后的信道估计符号与接收端已知的信道估计符号互相关；

消除噪声模块，用于将互相关的结果进一步用延迟复乘运算处理，消除噪声对符号精同步性能的影响，得到最终的判决函数；

符号精定时点模块，用于寻找判决函数的最大值点，最大值点所对应的样值索引即为符号精定时点。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于：

所述信道估计信息获取模块进行信道估计的方法包括最小均方误差估计、最小二乘估计和基于DFT的信道估计。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述信道估计信息获取模块包括：

快速傅立叶变换变换子模块，用于将接收到的信道估计符号做快速傅立叶变换变换，获得Y_CE。

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