CN101751062B - 用于改善环形振荡器频率变动的低噪声基准电压产生电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种低噪声基准电压产生电路，可除去在电路内部会对噪声进行放大的放大器，并将与绝对温度成正比的电流(I_PTAT)直接转换为与绝对温度成正比的电压(V_PTAT)后，使其从线性调节器传送到环形振荡器，由此防止一般的带隙基准电压产生电路引起的噪声性能的劣化，还可达到低噪声和较高的电源抑制比(PSRR)的低噪声基准电压产生电路。

Description

用于改善环形振荡器频率变动的低噪声基准电压产生电路

技术领域

本发明涉及一种低噪声基准电压产生电路，特别是涉及一种除去在电路内部会对噪声进行放大的放大器，并将与绝对温度成正比的电流(I_PTAT)直接转换为与绝对温度成正比的电压(V_PTAT)后，将其从线性调节器传送到环形振荡器，由此防止一般的带隙基准电压产生电路引起的噪声性能的劣化，还可达到低噪声和较高的电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)的低噪声基准电压产生电路。

背景技术

一般情况下，CMOS环形振荡器(Ring Oscillator)具有较宽的调整范围且不需要较大的手动组件，从而使用于无线通讯等应用之中。近年来，随着CMOS技术的发展，开始利用于如广播用频道选择器(broadcasting tuner)、GPS接收器、及无线局域网收发器(Wireless LAN transceiver，WLAN)的RF应用。

但是CMOS环形振荡器的噪声性能(noise performance)较弱，因此作为RF收发器时会受到制约，还存在对温度和供给电源的变动敏感度过高的问题。

最近，为了解决CMOS环形振荡器对噪声和温度及供给电源变动率敏感的问题，提出了将随着温度和电源的变动而被调整的基准电压提供到环形振荡器的带隙基准电压产生电路(Band-gap reference circuit)。即，温度上升时环形振荡器的频率会下降，通过利用相对于温度具有正变动性的带隙基准电压产生电路，从而随着电源电压温度的上升而提高了频率以实现温度补偿。

图1为，利用了现有的带隙基准电压产生电路的环形振荡器生成振荡信号的方块图。

请参照图1，其绘示依据外部施加的电源来生成并提供基准电压的带隙基准电压产生电路10、依据定电压对所述基准电压进行调整并输出的线性调节器20、依据调整的基准电压发生振荡后生成脉冲串的环形振荡器30、以及将环形振荡器30所生成的脉冲串以定电位进行转换(shifting)并进行输出的电位转换器40。

带隙基准电压产生电路(Band-gap reference voltage circuit)10具备通过输入外部的电源电压而进行放大的放大端，并依据放大端的输出值而提供基准电压(V_REF)。这时，带隙基准电压产生电路10所生成的基准电压(V_REF)为了补偿温度，生成具有以依据温度系数(temperature coefficient)的斜率而变动的值。

即，具有正温度系数(positive-TC)的带隙基准电压产生电路为了补偿随着温度的增加而减少的环形振荡器的频率，增加基准电压(V_REF)，从而增加施加于环形振荡器的电压(V_DDO)。

线性调节器(Linear Regulator)20接收在带隙基准电压产生电路10中为了补偿温度变动而生成的基准电压(V_REF)，并将所述基准电压(V_REF)以一定比率的定电压(V_DDO)来输出。

环形振荡器(Ring Oscillator)30由奇数个反相器以环状连接而成，且由线性调节器20的定电压(V_DDO)所驱动，由此输出具有一定频率的脉冲串(Pulsetrain)。这时，环形振荡器30通过具有温度被补偿后大小的基准电压(V_REF)而生成振荡频率，因此可补偿温度后的频率。

电位转换器(Level Shifter)40将环形振荡器所生成的信号的直流电位适当进行转换后输出到使用环形振荡器30的RF收发器。

但是，由于这样的环形振荡器对驱动电压(V_DDO)的变动敏感，具有正温度系数的带隙基准电压产生电路虽然具有低电位的输出噪声和高电位的电源抑制比(PSRR：Power supply rejection ratio)。然而所述带隙基准电压产生电路10对1/f噪声和热噪声敏感而存在噪声性能劣化的问题，而且噪声性能会直接传达到环形振荡器30，使得环形振荡器30的频率会因为温度及电源改变而变动，从而导致不能生成正确振荡讯号的问题。

尤其，由于带隙基准电压产生电路10具备有放大端，导致内部所生成的电流及电压也一起被放大的噪声放大现象，从而存在噪声性能变差的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种带隙基准电压产生电路，所述带隙基准电压产生电路可将随温度变化的电流和不随温度变化的电流进行比较并进行放大，从而除去用于补偿基于温度变化的频率变动性的带隙基准电压产生电路，在不使用放大器的情况下将与温度变化成正比的电流直接变换为与其相应的PTAT电压并提供至环形振荡器的驱动电压，由此防止噪声性能的劣化并能达到低噪声和较高的电源抑制比(PSRR)的低噪声基准电压产生电路。

为了达到所述目的，用于改善环形振荡器的频率变动的低噪声基准电压产生电路包括：生成与绝对温度成正比的PTAT电流的电流镜所构成的PTAT电流发生部；将所述PTAT电流转换为PTAT电压并输出到线性调节器的输出，且由所述电流镜构成的晶体管与二极管连接而成的PTAT电压变换部；及连接于所述与二极管连接的晶体管的一端子，用于改善电源电压的变动性的电源抑制比改善电阻。

本发明的优点在于：本发明提供一种，将与温度变化成正比的电流直接转换成与之相应的PTAT电压，并将其作为环形振荡器的驱动电压而提供的低噪声基准电压产生电路，由此可以达到低噪声及较高的电源抑制比(PSRR)，而且由于基准电压产生电路内部没有具备放大器而面积达到了最小化，使用最少数量的晶体管的同时还能生成对温度及电源变动不敏感的基准电压。

为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举优选实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

附图说明

图1显示利用了现有的带隙基准电压产生电路的环形振荡器生成振荡信号的方块图；

图2显示利用本发明的低噪声基准电压产生电路的环形振荡器生成振荡信号的方块图；

图3显示依据本发明的低噪声基准电压产生电路的方块图；

图4显示依据本发明的低噪声基准电压产生电路的电路图；

图5显示依据本发明基于温度进行的频率变动性补偿程度进行的比较图；以及

图6显示依据本发明基于电源进行的频率变动性补偿程度进行的比较图。

具体实施方式

以下各实施例的说明是参考附加的图式，用以例示本发明可用以实施的特定实施例。本发明所提到的方向用语，例如「上」、「下」、「前」、「后」、「左」、「右」、「内」、「外」、「侧面」等，仅是参考附加图式的方向。因此，使用的方向用语是用以说明及理解本发明，而非用以限制本发明。

在以下实施例中，在不同的图中，相同部分是以相同标号表示。

图2为，利用了根据本发明的低噪声基准电压产生电路的环形振荡器生成振荡信号的方块图。

请参照图2，为了通过利用本发明的低噪声基准电压产生电路而使环形振荡器生成振荡信号，包括：将外部电源直接转换为PTAT电压(V_PTAT)，并提供至基准电压的低噪声基准电压产生电路100；接收所述PTAT电压(V_PTAT)后输出一定比率的定电压(V_DDR)的线性调节器300；通过所述线性调节器的输出电压(V_DDR)而发生振荡，并生成具有一定频率的脉冲串(V_OSC)的环形振荡器400；对所述环形振荡器所生成的脉冲串(V_OSC)的直流电位进行变换后进行输出(V_buf)的电位转换器500。

本发明涉及的是，为了发生振荡而向CMOS(互补金属氧化物半导体)环形振荡器提供稳定的驱动电源的新的基准电压产生电路，因此用于生成振荡信号的线性调节器300、CMOS环形振荡器400、及电位转换器500可以与现有的结构相同，因此省略对其的说明，以下对不具备放大端也能达到低噪声和较高的电源抑制比(PSRR)，并且能生成对温度和电源电压的变动不敏感的PTAT电压(V_PTAT)的低噪声基准电压产生电路100的详细结构进行说明。

图3为本发明的低噪声基准电压产生电路的方块图，图4为本发明的低噪声基准电压产生电路的电路图。

请参照图3及图4，低噪声基准电压产生电路100包括PTAT电流发生部110、PTAT电压变换部120、电源抑制比(PSRR)改善电阻130、启动电路200及线性调节器300。PTAT电流发生部110用来生成与绝对温度成正比的PTAT(Proportional to absolute temperature)电流(I_PTAT)。PTAT电压变换部120将所述PTAT电流转换为PTAT电压(V_PTAT)。改善电阻130用于改善电源电压(V_DD)的变动性。启动电路200用来依据定电压驱动低噪声基准电压产生电路100。线性调节器300用来调整低噪声基准电压产生电路100所生成的PATT电压(V_PTAT)。

PTAT电流发生部110为了能生成随温度变化而被补偿的低噪声PTAT电流(I_PTAT)，其是由具有正温度系数(positive temperature coefficient)的CMOS的PTAT电流发生器组成。

如图4所示，PTAT电流发生部110包括：一端子连接于电源电压(V_DD)的第一及第二负反馈电阻(degeneration resistor)R1、R2；一端子连接于所述第一负反馈电阻R1的第一PMOS半导体(P型金属氧化物半导体)M1；一端子连接于所述第二负反馈电阻R2的第二PMOS半导体M2所构成的电流镜(current mirror)。

所述PTAT电流发生部110另包括，构成电流镜的第一及第二PMOS半导体(M1，M2)、一端子连接于所述第一PMOS半导体的另一端子的第一NMOS半导体(N型金属氧化物半导体)M3、一端子通过电源抑制比改善电阻(R4)130而连接于所述第二PMOS半导体(M2)的另一端子的第二NMOS半导体M4。有利地，第一PMOS半导体M1和第二PMOS半导体M2以1∶1的放大参数比构成，而所述第一NMOS半导体M3和第二NMOS半导体M4以k2∶1的放大参数比构成。

另外，所述第一及第二PMOS半导体(M1，M2)的闸极相互连接，所述闸极连接于第一PMOS半导体(M1)的另一端子，且所述第一及第二NMOS半导体(M3，M4)的闸极也相互连接，这样被连接的闸极连接于所述第二PMOS半导体(M2)的另一端子和电源抑制比改善电阻(R4)130的连接节点(a节点)。

即，为了降低所述第一及第二PMOS半导体(M1，M2)引起的1/f噪声并增加输出节点的电阻，第一负反馈电阻(R1)连接于电压电源(VDD)和所述第一PMOS半导体(M1)的另一端子之间，第二负反馈电阻(R2)连接于电压电源(VDD)和第二PMOS半导体(M2)的另一端子之间。另外，所述第一NMOS半导体(M3)的另一端子和接地电源之间连接有电阻(R3)，所述第二NMOS半导体(M4)的另一端子连接于接地电源。

这时，当忽略沟道长度调制效应(channel-length modulation)时，所述第一及第二NMOS半导体(M3，M4)和电阻(R3)构成的电流镜在下面被计算出来的各种电流(branch current)可以通过如下的公式1得出。

【公式1】

从所述公式1中可以看出，以变动率为-1.5次方的指数形式与温度成正比，因此生成相对于所述电流镜所提供的电源电压而独立且基于正温度系数的PTAT电流(I_PTAT)。

所述PTAT电压变换部120，由所述第二NMOS半导体(M4)连接于二极管而构成。随之，所述第二NMOS半导体(M4)的闸极连接于所述第二PMOS半导体(M2)的一端子和电源抑制比改善电阻(R4)130的连接节点(a节点)。

这样与二极管连接的第二NMOS半导体(M4)，如下面的公式2无需放大器(OP AMP)就将所述PTAT电流发生部110所生成的PTAT电流(I_PTAT)转换为PTAT电压(V_PTAT)，并生成补偿了温度的基准电压即PTAT电压(V_PTAT)。

【公式2】

$V_{\mathrm{PTAT}}=\left(\frac{k-1}{k}\right)\·\frac{2}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{(W/L)}_3{R}_3}\·(1-\left(\frac{k-1}{k}\right)\frac{R_4}{R_3})+V_{\mathrm{TH}}$

为使所述第二NMOS半导体(M4)输出这样被变换的PTAT电压(V_PTAT)，所述第二NMOS半导体(M4)的汲极端子和所述电源抑制比改善电阻(R4)130的另一端子之间的连接节点连接于线性调节器300所具备的放大器(OP AMP)的反相端子。

另外，由于所述电压电源(V_DD)的变动引起的所述第二PMOS半导体(M2)中的电流变化会转换成PTAT电压(V_PTAT)，因此如果没有所述电源抑制比(PSRR)改善电阻(R4)，会对所述PTAT电压(V_PTAT)的电压电源(V_DD)的敏感度将增大。

从而，用于降低这样的敏感度的电源抑制比改善电阻(R4)130连接于所述第二PMOS半导体(M2)的一端子和第二NMOS半导体(M4)的一端子之间。这时，为了不让电流变化传达到所述PTAT电压(V_PTAT)的变动而改善电源变动性，优选地，所述电源抑制比改善电阻(R4)130被设计成1/gm。这时，所述gm指定第二NMOS半导体(M4)的电导。由此可以达到较高的电源抑制比(high PSRR)。

另外，所述线性调节器300中，在所述PTAT电压变换部120中发生变换的PTAT电压(V_PTAT)被施加到反相端子，而连接于晶体管(MR)的一端子的可变电阻(R5)和电阻(R6)中所分配出来的电压被施加到非反相端子，且所述输出端子还包括连接于所述晶体管(MR)闸极的放大器(OP AMP)。

这时，所述晶体管(MR)的一端子和闸极端子(b节点)之间连接有电容(C1)，通过所述晶体管(MR)的一端子和电容(C1)的一端子之间的连接节点将驱动电压(V_DDR)提供至环形振荡器400，从而可以振荡用于改善基于温度和电压电源而频率变动的频率。

另外，请参照图4，可以还包括用于给所述低噪声基准电压发生器施加驱动信号的启动电路200，这样的启动电路(Startup circuitry)200由通过外部的活化信号(EN)而开始驱动的通常的启动电路构成。

接下来参照图5及图6，对利用本发明的低噪声基准电压产生电路来振荡的情况进行了模拟实验的结果进行说明。

图5示意了，对根据本发明的基于温度进行的频率变动性补偿程度进行了比较的图形，图6绘示对根据本发明的基于电源进行的频率变动性补偿程度进行了比较的图形。

上述模拟实验是利用台湾集成电路(TSMC)的90nm CMOS工程来进行模拟的，如图5及图6所示的图形中，对根据本发明的具备有能生成PTAT电压的低噪声基准电压产生电路的情况(图标为w/regulator，朝下的箭头表示应以图形左侧和下侧作为基准)和，具备有现有的带隙基准电压产生电路的情况(图标为w/o regulator，朝上的箭头表示应以图形右侧和上侧作为基准)进行比较并一同进行了图示。根据仿真实验的结果，被检测的频率变动性是，对在环形振荡器进行振荡并通过电位转换器而输出的最终脉冲串下的频率变动性进行的检测。

另外，所述模拟实验中所使用的环形振荡器是为了适用于1.5GHz频带的GPS应用，在低于2GHz时达到优选的温度补偿和电源补偿，根据被适用的RF应用可在适当的频带达到温度补偿和电源补偿。

请参照图5可以确认，具备现有的带隙基准电压产生电路的情况下，在频率低于2.0×10⁹Hz的频域与室温状态的30℃下的频率相比，当温度上升至100℃时电位转换器所输出的频率下降，当温度下降至-40℃时电位转换器所输出的频率会升高。

与此相反，具备根据本发明的低噪声基准电压产生电路的情况下，在频率为低于2.0×10⁹Hz的频域与室温状态的30℃时的情况相比，不管温度上升至100℃的情况、及温度下降至-40℃的情况等，都能从电位转换器输出几乎相同的频率。

从而，本发明的低噪声基准电压产生电路在不使用放大器而生成可温度补偿的PTAT电压(V_PTAT)并提供到环形振荡器的情况下，对CMOS环形振荡器中的温度变化进行更加完整且稳定的补偿。

另外，请参照示意了基于电源电压变动的频率变动情况的图6，具有现有的基准电压产生电路的情况下，在频率低于2.0×10⁹Hz的频域，与基于电源电压的变动而提供到环形振荡器的电压(V_DDR)为1V的情况进行比较时，当提供至所述环形振荡器的电压(V_DDR)减少至0.9V时频率会降低，当增加至1.1V时频率会升高。

与此相反，在具有本发明的低噪声基准电压产生电路的情况下，在频率低于2.0×10⁹Hz的频域，即使从外部输入到低噪声基准电压产生电路的电源电压(V_DD)在1.08～1.32V的范围内变动，也不会因为这样的外部电源电压而在生成PTAT电压的所述低噪声基准电压产生电路中具备放大端，因此随着电源电压的变动所引起的影响的加大，使得不会传达到环形振荡器而可以稳定地对频率进行震荡，从而可以对电源电压变动引起的频率的变动性进行更加完整且稳定的补偿。

综上所述，虽然本发明已以优选实施例揭露如上，但所述优选实施例并非用以限制本发明，所述领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求界定的范围为准。

Claims (6)

1.一种用于改善环形振荡器的频率变动的低噪声基准电压产生电路，其特征在于所述低噪声基准电压产生电路包括：

电流发生部，用来产生与绝对温度成正比的电流；

电压变换部，用来将所述电流转换为一电压并输出到线性调节器，所述电压变换部是由电流镜构成的晶体管与二极管连接而成，其中所述线性调节器用来调整所述低噪声基准电压产生电路所生成的所述电压；以及

电源抑制比改善电阻，其一端连接于所述晶体管的一端子，用于改善电源电压的变动性。

2.根据权利要求1所述的低噪声基准电压产生电路，其特征在于：所述电流发生部包括：

第一及第二负反馈电阻，所述第一负反馈电阻的一端子及所述第二负反馈电阻的一端子连接于所述电源电压；

第一P型金属氧化物半导体，所述第一P型金属氧化物半导体的一端子连接于所述第一负反馈电阻；

第二P型金属氧化物半导体，所述第二P型金属氧化物半导体的一端子连接于所述第二负反馈电阻，且与所述第一P型金属氧化物半导体构成电流镜；

第一N型金属氧化物半导体，所述第一N型金属氧化物半导体的一端子连接于所述第一P型金属氧化物半导体的另一端子，所述第一N型金属氧化物半导体的另一端子通过电阻连接于接地电源；以及

第二N型金属氧化物半导体，与所述第一N型金属氧化物半导体构成电流镜，且输出所述电压，所述电压相对于与绝对温度成正比的所述电流。

3.根据权利要求2所述的低噪声基准电压产生电路，其特征在于：所述电压变换部在所述第二N型金属氧化物半导体的闸极和汲极端子侧与二极管连接，使得所述电压变换部所变换的所述电压从所述汲极端子输出。

4.根据权利要求3所述的低噪声基准电压产生电路，其特征在于：所述与二极管连接的第二N型金属氧化物半导体的汲极端子连接于所述线性调节器所具备的放大器的反相端子。

5.根据权利要求2、3或4所述的低噪声基准电压产生电路，其特征在于：所述电源抑制比改善电阻连接于所述第二P型金属氧化物半导体的另一端子和所述第二N型金属氧化物半导体的汲极端子之间。

6.根据权利要求5所述的低噪声基准电压产生电路，其特征在于：所述电源抑制比改善电阻的电阻值为所述第二N型金属氧化物半导体电导的倒数。

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