CN101627592A - 虑及多载波***中的自动增益控制的输出处的不连续性的效应的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于通过实质上反转自动增益控制(AGC)的效应而当组合导频音调交错时虑及多载波通信***中的AGC的效应的设备和方法。在一方面中，揭示一种用于当在通信***的交错滤波器中组合导频交错时针对自动增益控制的效应来进行调整的方法。所述方法包括确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益(604)。另外，基于选定的准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数(606)。接着基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者(608)以产生经调整组合系数。还揭示对应的设备。

Description

虑及多载波***中的自动增益控制的输出处的不连续性的效应的设备和方法

根据35U.S.C.§119主张优先权

本专利申请案主张：2007年3月5日申请的标题为“虑及多载波***中的自动增益控制的设备和方法(APPARATUS AND METHODS ACCOUNTING FOR AUTOMATICGAIN CONTROL IN A MULTI CARRIER SYSTEM))”的第60/893,060号临时申请案的优先权，且所述申请案转让给本案受让人，且在此明确以引用的方式并入本文中；和2007年3月5日申请的标题为“用于多载波***中的信道估计的时序调整(TIMINGADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTI CARRIER SYSTEM)”的第60/893,058号临时申请案的优先权，且所述申请案转让给本案受让人，且在此明确以引用的方式并入本文中。

对相关专利申请案的参考

本专利申请案涉及以下共同待决的美国专利申请案：

2006年3月9日由博杨·卫斯里(Bojan Vrcelj)等人申请的标题为“多载波***中的时序校正和对信道估计滤波器的传播(TIMING CORRECTIONS IN A MULTICARRIER SYSTEM AND PROPAGATION TO A CHANNEL ESTIMATION TIMEFILTER)”的第11/373,764号美国专利申请案，所述申请案转让给本案受让人，且明确以引用的方式并入本文中；和

2007年7月12日由马西亚斯·布莱勒(Matthias Brehler)等人申请的标题为“用于多载波***中的信道估计的时序调整(TIMING ADJUSTMENTS FOR CHANNELESTIMATION IN A MULTI CARRIER SYSTEM)”的第11/777,251号美国专利申请案，所述申请案转让给本案受让人，且明确以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及虑及多载波无线***中的自动增益控制(AGC)的设备和方法，且更具体来说，涉及调整组合系数以虑及AGC，组合系数用于在交错滤波器中组合导频音调交错以用于确定信道估计。

背景技术

正交频分多路分用(OFDM)为一种数字调制方法，其中信号被拆分成在相互正交的不同载波频率的若干窄带信道。这些信道有时被称为副带或副载波。在一些方面中，除调制且解调信号的方式以外，OFDM类似于常规频分多路分用(FDM)。OFDM技术的一个优点在于其减少信号传输中的信道和符号之间的干扰或串扰的量。然而，在许多OFDM***中，时变且频率选择性衰落信道成为问题。

为了虑及时变且频率选择性衰落信道，使用信道估计。在相干检测***中，嵌入于每一OFDM符号的数据中的参考值或“导频符号”(还被简单地称为“导频”)可用于信道估计。可使用信道估计中的导频来实现时间和频率追踪。举例来说，如果每一OFDM符号由N数目个副载波和P数目个导频组成，则N-P数目个副载波可用于数据传输且P数目个副载波可经指派给导频音调。所述P数目个导频有时均一地散步在N个副载波上，使得每两个导频音调由N/P-1个数据副载波分离(或换句话说，每一导频每隔N/P个副载波而出现)。OFDM符号内和按时间出现的若干符号上的副载波的此均一子集被称为交错。

在应用的一个领域中，OFDM例如通过仅前向链路(FLO)、数字视频广播(DVB-T/H(陆地/手持式))和整合服务数字广播(ISDB-T)标准而用于数字广播服务。在这些无线通信***中，预期依据信道抽头(tap)数目(即，样本数目或用于表示所接收信号的信道的有限脉冲响应(FIR)滤波器的“长度”)的关于显著能量、路径增益和路径延迟的信道特征在时间周期上相当显著地改变。在OFDM***中，接收器通过适当地选择OFDM符号边界(即，窗口时序的校正)以最大化在快速傅立叶变换(FFT)窗口中所俘获的能量来响应于信道分布的改变。

在OFDM接收器中，接收器中的信道估计块进行缓冲且随后处理来自多个OFDM符号的导频观察较为常见，其导致具有较好噪声平均且虑及较长信道延迟扩展的信道估计。此通过在被称为时间滤波单元的单元中将来自连续定时OFDM符号的信道观察组合成较长信道估计来实现。较长信道估计一般可导致较稳健的时序同步算法。然而，自动增益控制(AGC)可限制交错组合的性能。具体来说，AGC在信道中引入不连续性，进而不利地影响交错组合，其中严重性随着组合较多交错而增加，尤其例如在DVB和ISDB***中。AGC对交错的组合的不利效应相应地使信道估计降级。

发明内容

根据本发明的一方面，揭示一种用于在通信***的交错滤波器中组合导频交错时针对自动增益控制的效应进行调整的方法。所述方法包括确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益。另外，所述方法包括基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数。最后，所述方法包括基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数。

根据本发明的另一方面，揭示一种用于无线收发器中的处理器。所述处理器经配置以确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益。另外，所述处理器经配置以基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数。最后，处理器经配置以基于所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数。

根据本发明的又一方面，揭示一种用于无线***中的收发器。所述收发器包括处理器，所述处理器经配置以确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益，基于预定准则而确定两个或两个以上组合系数，且基于所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数。收发器还包括信道估计单元，所述信道估计单元包括交错滤波器，所述信道估计单元经配置以利用经调整组合系数来确定信道估计。

根据本发明的再一方面，揭示一种用于无线收发器中的设备。所述设备包括用于确定所应用自动增益控制的规格化增益的按照预定义时间规格化的装置。所述设备还包括用于基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的装置。最后，所述设备包括用于基于所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数的装置。

根据本发明的另一方面，揭示一种计算机程序产品，其包含计算机可读媒体。计算机可读媒体包括用于确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益的代码。媒体还包括用于基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的代码。媒体进一步包括用于基于所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数的代码。

附图说明

图1说明根据本发明的示范性收发器的框图。

图2为在特定OFDM标准中使用的示范性导频音调错开方案的图表。

图3为组合图2的示范性导频音调错开方案的导频音调的视觉显示的图表。

图4说明在不具有自动增益控制的***中的信道增益随时间变化的曲线。

图5说明在采用自动增益控制的***中的信道增益随时间变化的曲线。

图6是用于确定虑及无线装置中的自动增益控制时序的经调整组合系数的方法。

图7说明用于确定虑及无线装置中的自动增益控制时序的经调整组合系数的设备。

图8说明展示虑及自动增益控制的***相对于未虑及自动增益控制的***的改进的性能特性的模拟的示范性曲线。

具体实施方式

本发明论述用于在通信***(例如，OFDM***)的交错滤波器中组合导频交错时针对自动增益控制的效应进行调整的设备和方法。所揭示的方法和设备实现在组合导频交错时由自动增益控制(AGC)引入的不连续性的效应的反转。因此，改进了信道估计和因此的收发器性能。

图1说明根据本发明的示范性OFDM收发器或收发器的一部分的框图。具体来说，图1的***可采用通过使用用于信道估计的导频音调来进行时序调整的所揭示技术。***100(可为收发器或一个或一个以上处理器、硬件、固件或其组合)如图所示接收经传输的RF信号。前端处理块102接收RF信号且执行包括模/数转换、降频转换，和AGC(自动增益控制)单元103。AGC单元103可进一步包括低噪声放大器(LNA)控制、数字可变增益放大器(DVGA)或其组合。

在前端处理102和AGC 103后，所得信号被发送到样本服务器104，其实现用于取样信号内的副载波的实际时序窗口(例如，FFT时序窗口)。随后将样本服务器106的输出(其为同步数字信号)输入到任选的频率旋转器106，其与频率追踪块108一起且在频率追踪块108的控制下操作以引起信号在频率上的相位旋转或相移以便进行频率上的精细调整或校正。

将来自样本服务器104或频率旋转器106(如果利用的话)的信号发送到快速傅立叶变换(FFT)110，其执行信号的离散傅立叶变换。更特定来说，FFT 110从导频载波提取数据载波。将数据发送到解调器112以用于解调数据，且发送到后续解码器114以用于根据所利用的任何合适编码方案解码数据。解码器的输出为由收发器装置内的其它处理器、软件或固件使用的位流。

将由FFT 110提取的导频音调发送到导频缓冲器116，其缓冲来自一个或一个以上OFDM符号的若干导频交错。根据本文中所揭示的实例，缓冲器116可经配置以缓冲用于组合交错的多个交错。经缓冲的导频交错由缓冲器116递送到信道估计块或单元118，其使用由发射器(未图示)***到数字信号的符号中的经交错导频音调来估计信道。如将进一步论述，信道估计产生将要用于时序追踪的信道脉冲响应(CIR)

和将要用于由解调器112解调信道数据的信道频率响应

具体来说，信道脉冲响应(CIR)

被递送到时序追踪块120，其实现时序追踪算法或方法以确定由样本服务器104使用的用于FFT窗口的时序决策。***100还包括例如数字信号处理器(DSP)的处理器121，处理器121与信道估计单元118通信且可用以实施各种处理操作，例如稍后将结合图6的方法而论述的处理操作。

如上文所提及，在用于OFDM***的收发器中，信道估计单元或块(例如，118)用于获得用于解调数据符号的信道在每一载波k和OFDM符号时间n处的信道传递函数估计

和用于时间追踪中的对应信道脉冲响应(CIR)的估计

具体来说，在DVB-T/H与ISDB-T两种***中，根据如由图2中所说明的预定交错错开方案200来传输导频音调，图2说明用于第一较少载波k和符号时间n的方案。如图2中可见，在给定符号时间n处，导频音调p在每隔12个载波处***以使得每OFDM符号n总共高达N_K/12个导频音调(例如，在图3中的符号时间0处，可存在N_K/12数目个导频音调，其中载波0用于导频音调；但符号的N_K/12-1具有错开的导频，例如图2中的OFDM符号时间1、2和3)，其中N_K为载波的总数。对于后续符号来说，导频音调的***基于时间0(n＝0)而偏移了3×(n mod4)个音调。因此，在符号1中，第一导频音调在载波3处***，在符号2中第一导频音调在载波6处***，以此类推。如进一步所说明，导频音调p_l，m对于相应交错m来说每隔l个载波而***，其中在此实例中l等于12且m＝mod4(即，0≤m≤3)，其中mod表示模运算。因此，在四个OFDM符号(例如，OFDM符号时间0到3)后，图案重复。举例来说，图2说明对于第一导频(即，l＝0)，交错图案对于m＝0到3而错开，如由分别***于符号0、1、2和3中的四个导频p_0，0、p_0，1、p_0，2和p_0，3可见。

作为实例，在采用图2中所说明的交错的***中的已知信道估计算法通常以找到针对时间n的信道估计的配对方式组合来自七(7)个连续OFDM符号的导频交错，其在导频交错缓冲器(未图示)中进行缓冲。具体来说，每一对导频音调对应于在不同OFDM符号时间例子处的相同导频(即，第l个导频)且其经组合以估计对应于数据时间的信道。作为此组合的实例，图3说明具有导频音调的组合的进一步视觉表示的图2中所示的导频符号p的示范***错的图表300。如所说明，举例来说，对于l＝0的第一导频p_l，m，针对载波中的每一者在时间上组合(即，在时间上内插)。如图3中可见，分别在载波3(即，3个载波的偏移(3×n mod4)，因此相同m+1交错的一部分)和时间n+1和n-3处的一对导频(p_0，1)302、304被组合到如垂直箭头所指示的符号时间n(在此实例中n为0)的时间。另外，经内插导频音调306随后可在频率上与其它经内插导频音调308或n时间OFDM符号210中现存的导频音调一起内插，如由图3中的水平箭头所说明。

可使用包括内插技术的任何已知技术来实现组合导频音调。应进一步注意，可在频域或时域中组合交错，如下文将详细阐释。从理论观点来说，组合的两种策略(频域或时域)得到恰好相同性能。然而，应注意，在时间上组合可在定点实施方案中对信道IFFT呈现较小应力(由于其较短)。

在利用图2和图3中所说明的导频散射方案中，所有可用的散射式导频音调位置均用于组合导频音调。结果，信道脉冲响应(CIR)覆盖1/3的有用OFDM符号时间(4/3的最大保护)。

用于组合交错的导频音调的第一策略使用滤波器在频域中组合，如上文所提及。在频域中组合导频音调可如下面等式(1)中所示以数学方式表示为提供导频音调估计H_k，n。

在以上等式(1)中，N_p为最终时域信道估计的长度，

为滤波器的滤波系数，且N_c和N_nc分别为因果和非因果滤波器长度。应注意，记法[]₄为简略记法，其中下标4为模运算xmod4的暗示。为简单起见，仅允许滤波对应于与滤波器输出相同的交错的导频音调。换句话说，对于目前所揭示的实例，滤波器如图3中所指示以垂直方式运作，其中N_c＝N_nc＝3。根据此实例，滤波系数

经选择以实现在两个导频音调之间的线性内插且在下表1中展示。如表中可见，滤波系数有效地加权在此实例中在频率上较接近于载波0(例如，k＝1)的那些音调比远离载波0的那些音调(例如，k＝3)被给予较多权重的效应。

k	0	1	2	3
					m0，k＝	1	0.75	0.5	0.25
m1，k＝	0	0.25	0.5	0.75

表1-线性内插的滤波系数

应注意，较一般滤波器可通过复杂性的相应增加而并入来自其它交错的导频音调(即，还以对角线方式运作)。在进行滤波H_k，n的IFFT后，在特定阈值以下的抽头被设置为零，且在用2N_P个零进行填零(在频率上内插)后，进行FFT以到达最终的信道估计

其中N_P为最终时域信道估计的长度。

虽然如上文所论述在频域中组合交错是直接的，但另一策略将在时域中组合交错以用于仅前向链路(Forward Link Only；FLO)***，如以引用的方式明确并入本文中的第11/373,764号美国专利申请案中所涵盖。在本实例中，举例来说，可针对DVB-T/H和ISDB-T OFDM***进行相同的时域组合。然而，归因于DVB-T/H和ISDB-T***中的四(4)个交错(例如，参见图1和图2)，技巧略不同于FLO***，其中仅两(2)个交错用于获得“实际”和“多余”信道抽头。在本实例中，例如用于DVB-T/H和ISDB-T***中的4个不同交错用于获得完整信道脉冲响应(CIR)的4个区段。

首先，进行每一交错的导频音调的IFFT。更具体地说，执行(或者，对于交错0为

)个导频音调P_l，m到N_IL的填零，其中N_K表示载波的数目，且N_IL表示在填零(即，用零扩展信号(或频谱)而扩展时间(或频带)限制)后交错在频率上的长度。举例来说，在DVB-H***中，载波N_K的数目为1705、3409或6817，其视操作模式而定。作为进一步实例，ISDB-T区段-0***通常具有108、216或432个载波N_K，其视操作模式而定。举例来说，在DVB-H***中，交错N_IL的长度为256或512或1024，其视操作模式而定。作为另一实例，ISDB-T***将具有16或32或64的交错长度，其视操作模式而定。在个音调的填零后，进行IFFT以获得每交错的信道的时域估计

其由以下等式(2)支配：

${\tilde{h}}_{k,n}=\frac{1}{N_{\mathrm{IL}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{l,{\left[n\right]}_4}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{IL}}}\mathrm{lk}},$ $L=\frac{N_K}{12}$ 其中 $m=0,L=\frac{N_K}{12}-1$ 其中m≠0(2)

在准备将具有长度N_IL的时域交错信道估计组合为具有长度N_P的信道估计(其中N_P＝4N_IL)时，需要调整的相位。因此，根据以下等式(3)调整信道估计：

$b_{k,n}=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[n\right]}_{4}k}{\tilde{h}}_{k,n},0\≤k\≤N_{\mathrm{IL}}-1---\left(3\right)$

其中b_k，m被称为交错缓冲器。因为每一交错信道估计将用于四(4)个时间以用于计算在连续OFDM符号时间处的信道估计，所以缓冲b_k，m，从而需要用于目前所揭示的实例的至少7N_IL个复数存储空间。

交错缓冲器可经组合以形成具有N_P＝4N_IL的长度的时域信道估计h_k，n。信道估计h_k，n随后可如图4中所说明被拆分成四个区段。四个u区段中的每一者具有N_IL的长度，其中可如由以下关系所证明从缓冲器获得区段u中的每一者：

对于相同的滤波系数m_l，k，此处获得的时域信道抽头简单地为以上等式(1)的经组合导频音调的IFFT。在时域中组合可简单地看作一种对在频率上组合的导频音调实施离散傅立叶变换(DFT)的快速算法的方式。更特定来说，如下在恰好使用四个连续交错且所有四(4)个滤波系数m_l，k均为1的情况下导出等效性(稍后将考虑关于滤波的较一般情况)。随后每一时间交错

可看作通过下取样和前移(在频率上)而从频域信道H_k，n获得。因为频率上的下取样对应于时间上的混叠且频率上的移位对应于时间上的相移，所以所属领域的技术人员将了解，下文等式(5)中的以下关系支配。

${\tilde{h}}_{k,n}=\underset{l=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}{\left[n\right]}_4(k+l{N}_{\mathrm{IL}})}{\stackrel{\‾}{h}}_{k+l{N}_{\mathrm{IL}},n}.---\left(5\right)$

为了时域交错组合的当前导出，假定信道为恒定的。因此，为了获得从交错返回的

，可如下根据等式(6)找到系数α_kmu。

$\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}{\tilde{h}}_{k,n-m}={\stackrel{\‾}{h}}_{k+u{N}_{\mathrm{IL}},n}.---\left(6\right)$

其可在以下情况下实现：

$\underset{m=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}m(k+l{N}_{\mathrm{IL}})}=\mathrm{\δ}(l-u),\∀0\≤k\≤N_{\mathrm{IL}}-1,---\left(7\right)$

其确保在等式(6)的线性组合中在

前面的系数合计为1且对于所有其它混叠，系数合计为零。如所属领域的技术人员将认识到，因此α_kmu的解为

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{kmu}}=\frac{1}{4}{e}^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{mk}}{e}^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{N_P}\mathrm{mu}{N}_{\mathrm{IL}}}.---\left(8\right)$

通过进一步认识到比率 $\frac{N_{\mathrm{IL}}}{N_P}=\frac{1}{4},$ 可从此解提取去斜和交错缓冲器组合系数。

用系数m_l，k引入的额外滤波可看作仅对给定交错操作，使得其在时域和频域上为等效的(即，线性运算为可互换的)。根据目前所揭示的方法，经滤波的交错随后是在频域还是时域中组合是相同的。因此，以上等式(4)可重写为以下等式(9)：

其中在时域中内部和对应于交错滤波且外部和对应于相位去斜和交错组合。

如上文所论述，用于组合导频交错的组合系数(在此描述中为m_l，k)为恒定的，例如在上文表1中可见，其中系数在时间上被线性内插。然而，可根据不同准则/方法来选择系数m_l，k。举例来说，可选择系数以最小化在实际信道与信道估计之间的最小均方差(MMSE)。应注意，根据MMSE准则而设计交错滤波器的组合系数利用衰退过程的时间相关(时间相关在频域和时域中是相同的)。

用于MMSE交错估计器的示范性导出如下。所观察的导频音调Z_k，n被假定为：

Z_k，n-3＝H_k，n-3+η_k，n-3，

Z_k，n+1＝H_k，n+1+η_k，n+1，(10)

其中H_k，n为载波k在时间n处的复数信道系数且η_k，n为复数加成性白色高斯噪声(AWGN)。为简易起见，应注意在此论述中忽略伪随机二元序列(PRBS)扩频。接着组合观察以形成以下估计：

应注意此可被容易地扩展到更多导频音调和其它时间偏移。然而，为实现此实例的目的，假定完全了解针对H_k，n的过程的二阶统计。因此，

$r_{\mathrm{HH}}\left(l\right)=\frac{E\left[H_{k,n}{H}_{k,n+l}\right]}{C/N_0}---\left(12\right)$

其中r_HH(l)为在时间偏移l处的衰退过程的经规格化的自相关度，E表示预期值，且C/N₀为载波噪声比。

通过应用如下等式(13)中所说明的正交性原理：

此产生以下等式(14)以找到系数m。

其中I为2×2单位矩阵。

当组合交错时，不管是在频域中还是在时域中，归因于在当前n OFDM符号处的导频音调与先前交错之间的相移，特定时序调整是必需的。举例来说，已知精细时序追踪算法在样本服务器处推迟或前移FFT窗口的位置(将稍后论述)。这些时序调整对应于频域中的相移且因此影响信道估计：在时间n处的导频音调，其与先前交错相比具有相移，且因此，信道估计应经配置以校正此相移以组合交错缓冲器。FFT窗口的前移或推迟还可被称为对OFDM符号的取样的前移或推迟。

无论选择用以确定组合系数的何种方法，在OFDM***中，自动增益控制(AGC)均可限制交错组合的性能。作为视觉实例，图4说明在不具有自动增益控制(AGC)的情形下的信道增益的曲线。在不具有AGC的情形下，信道增益的曲线平滑地改变。当在接收器中利用AGC时，例如AGC 103，接收器的增益经调整以使得在一个符号内(或更准确地说，在FFT窗口内)的样本具有大致恒定的功率。此增益调整(可包括模拟级(如低噪声放大器，LNA)和/或数字级(如数字可变增益放大器，DVGA))使接收器能够在调整后在块中用较少位来操作，因为信号的动态范围被减小。

如从图5可见，图4的平滑地改变的信道被“截断”为具有由AGC引起的不连续性的段。此外，AGC对信道估计的此效应更多地被宣称为被组合的更多交错。然而，应认识到，如果由AGC引入的不连续性被“反转”或否定，则接收器在组合交错时的性能得到改进。此可通过改变组合系数m_l，k以反转AGC的效应而最有效地实现。在数学方面，在任一接收器中的导频观察可由以下等式表示：

P_k，n＝g(n)Z_k，n，(15)

其中g(n)为在时间n处的AGC增益(例如，经组合的LNA/DVGA)且Z_k，n表示在不具有AGC的情形下的理论导频观察。可进一步将值Z_k，n界定如下：

Z_k，n＝H_k，n+η_k，n，(16)

其中H_k，n为载波k在时间n处的实际复数信道系数且η_k，n为复数加成性白色高斯噪声(AWGN)。因此，信道估计块中的交错组合滤波器根据下文等式(17)对AGC经调整的观察操作以便规格化AGC增益。

$P_{k,m}\frac{g\left(n\right)}{g\left(m\right)}---\left(17\right)$

如此等式中可见，通过将用于第m个交错的导频音调和用于符号时间n的AGC增益g(n)与用于交错m的AGC增益g(m)的比相乘而实现此规格化。出于本发明的目的，g(n)与g(m)的比被称为规格化增益，其用以按照预定义时间n来规格化AGC增益。应注意，对于上文关系(17)来说，在一个实例中，可在用于DVB或ISDB***的7个交错组合方案的例子中根据条件(n-3)≤m≤(n+3)来限定值m。对于具有少于7个交错的交错组合方案的FLO***或其它***来说，此值m可为较小的。

应注意，可以完全相同的性能效益而在时域或频域中执行AGC调整。调整可因此通过根据以下关系(18)来界定经调整组合系数m_l，k而并入交错滤波器中。

${\stackrel{\‾}{m}}_{l,k}=m_{l,k}\frac{g\left(n\right)}{g(n-(k-l\·4))}.---\left(18\right)$

在等式(18)中，将组合系数m_l，k与可从等式(17)导出的经规格化的AGC增益相乘。应注意，对于等式(18)来说，假定使用4个交错的***，例如，图2中所说明的***。因此，可在四交错方案中由(n-(k-l·4))表示值m。所属领域的技术人员将了解，等式(18)可经修改以虑及其它***，例如，用于FLO***中的2交错***。在上文的等式(1)中可接着替代此经调整系数，(例如)以确定信道估计H_k，n。然而，AGC增益通常并非线性地存储而是以b位精度(即，l(n)＝rnd(2^blog₂(g(n))))以对数域存储。因此等式(18)变为：

${\stackrel{\‾}{m}}_{l,k}=2^{(l\left(n\right)-l(n-(k-l\·4)))/2^b}{m}_{l,k}.---\left(19\right)$

在等式(19)中，(l(n)-l(n-(k-l·4)))/2^b的整数部分对应于简单移位。因此，非整数部分的2的幂可近似于2次多项式。所属领域的技术人员将了解，等式(19)可有效地实施于数字信号处理器(DSP)中。因为结果可潜在地超过FFT引擎的位宽度，所以需要使结果饱和至FFT引擎的位宽度。

图6说明用于在多载波OFDM***中确定组合系数的方法的流程图，在多载波OFDM***中，系数经规格化以虑及AGC的效应。如图示，方法600开始于开始块602。流程接着进行到块604，其中确定所应用自动增益控制的规格化增益。按照例如符号时间n的预定义时间规格化所述规格化增益。块604的程序实现找到上文结合等式(17)、(18)和(19)而论述的比g(n)/g(m)。在块604中确定规格化增益之后，流程进行到块606，其中确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数。可按照许多已知预定准则中的任一者(例如，经由如上文所论述的线性内插或MMSE)来确定系数。应注意，尽管循序地在块604之后展示块606，但可替代地在块604的操作之前或与块604的操作同时发生块606的操作。应进一步注意，举例来说，例如数字信号处理器(DSP)的处理器121、信道估计块118、其组合或任何其它合适装置可实现块604和606的操作。

在完成块604和606的操作之后，流程进行到块608，其中基于所确定的规格化增益而修改组合系数(例如，m_l，k)。先前结合计算经修改或经调整系数m_l，k的等式(18)和(19)而描述了此操作。应注意，例如数字信号处理器(DSP)121的DSP、信道估计块118、其组合或任何其它合适装置可实现块608的功能性。在确定经调整或经修改的组合系数之后，方法600结束于块610。组合系数接着由交错滤波器(例如，118)用来确定信道估计，如上文所论述且还在标题为“用于多载波***中的信道估计的时序调整(TIMING ADJUSTMENTS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A MULTI CARRIERSYSTEM)”的相关申请案中所论述，所述申请案具有代理人案号第061615U1号且与本申请案同时申请。应注意，在收发器中接收且处理信号(例如，信道估计)期间不断地重复过程600。

虽然，出于阐释简单性的目的，将方法展示且描述为一系列或许多动作，但是应理解，因为一些动作可以不同于本文中所展示和描述的次序的次序且/或与其它动作同时发生，所以本文中所描述的过程不受动作的次序限制。举例来说，所属领域的技术人员将了解，方法可替代地表示为一系列相关状态或事件，例如以状态图的形式。此外，根据本文中所揭示的本方法，可能不需要所有所说明的动作来实施一种方法。

图7说明用于确定用于无线装置中的信道估计的组合系数的设备700。设备700在输入702处接收自动增益控制(AGC)增益信息，输入702将信号递送到用于确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益的模块704。作为一实例，输入702可如图1中所说明经由通信链路122从例如AGC 103的AGC接收AGC增益信息。另外，可由信道估计和交错滤波器118、DSP 121、其组合或任何其它合适处理装置实施模块704。

设备700还包括用于基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的模块706。可由图1中的信道估计块118、DSP(121)、其组合(作为实例)或任何其它合适处理装置实施模块706。

由装置704输出所确定的规格化增益且由模块706输出两个或两个以上组合系数。这两个输出均被输入到用于基于所确定的规格化增益而修改组合系数的模块708。如先前所论述，模块708可通过将规格化增益与组合系数相乘而修改或调整系数以实现经调整组合系数。应注意，模块708可用以实现上文等式(17)到(19)中的一者。此外，举例来说，可由信道估计块118、DSP 121或其任一组合实施模块708。

由模块708输出经调整组合系数以供收发器中的其它处理使用以确定所接收的OFDM信号的信道估计。在与信道估计的确定相关的特定实例中，图7说明在设备700内的用于使用经调整组合系数来组合在收发器中接收的符号的两个或两个以上导频交错的模块710。作为一实例，可由如图1中所展示的信道估计单元和交错滤波器118实施模块710。此处还应注意，设备700可实施于例如OFDM收发器等收发器内，且可由硬件、软件、固件、或其任一组合组成。

图8给出表明使用本文中所论述的AGC调整而实现的性能改进的模拟结果的图形实例。此图说明以dB为单位而指定的载波噪声比(C/N)，作为一实例，需要所述载波噪声比以在具有6路径(TU6)和变化的最大多普勒(Doppler)频率的典型都市信道中实现维特比(Viterbi)解码后的位错误率(VBER)2×10^-4。如图中可见，收发器性能针对高速度而得到改进。具体来说，当使用AGC调整时收发器在约100Hz的最大多普勒下变得可操作(例如，参看以正方形区别的曲线)，然而在无AGC调整的情形下，收发器限于70Hz(例如，参看以菱形区别的曲线)。

鉴于前文论述，所属领域的技术人员将了解，所揭示的设备和方法实现了收发器的接收器部分的信道估计性能的改进。具体来说，这是通过经由确定规格化增益来反转由AGC引入的不连续性而实现的，所述规格化增益是按照特定符号时间而被规格化。此规格化增益又用以调整在用于确定信道估计的交错滤波器中所使用的组合系数。

应理解，在所揭示的过程中的步骤的特定次序或层级是示范性方法的实例。基于设计偏好，应了解，可重新布置过程中的步骤的特定次序或层级，同时仍保持于本发明的范围内。随附方法项以样本次序呈现各种步骤的要素，且并不意味着限于所呈现的特定次序或层级。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或光学粒子或其任何组合表示在整个以上描述中可参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为清楚说明硬件与软件的此可互换性，上文已大体上在其功能性方面描述各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此功能性是实施为硬件还是软件视特定应用和强加于整个***的设计约束而定。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以各种方式实施所描述的功能性，但此些实施决策不应被阐释为导致偏离本发明的范围。

可用经设计以执行本文中所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可为微处理器，但在替代实施方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或一个以上微处理器与DSP核心的联合或任何其它此类配置。

结合本文中所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接包含在硬件、由处理器执行的软件模块或两者的组合中。软件模块可驻存于RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体(例如，图1中的存储器124)耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息以及将信息写入到存储媒体。在替代实施方案中，存储媒体可整合到处理器。处理器和存储媒体可驻存于ASIC中。ASIC可驻存于用户终端中。在替代实施方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻存于用户终端中。

以上所描述的实例仅为示范性的，且在不偏离本文中所揭示的发明性概念的情况下，所属领域的技术人员现可大量利用上述实例且从其出发。所属领域的技术人员可容易明白对这些实例的各种修改，且在不偏离本文中所描述的新颖方面的精神或范围的情况下，本文中所界定的一般原理可应用于其它实例，例如，应用于即时消息传递服务或任何通用无线数据通信应用中。因此，不希望本发明的范围限于本文中所示的实例，而是将赋予其与本文中所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。本文中专门使用词“示范性”以指“充当一实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实例不一定被阐释为比其它实例优选或有利。因此，本文中所描述的新颖方面将仅由所附权利要求书的范围界定。

Claims (32)

1.一种用于当在通信***的交错滤波器中组合导频交错时针对自动增益控制的效应进行调整的方法，所述方法包含：

确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益；

基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数；以及

基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数。

2.根据权利要求1所述的方法，其中修改所述组合系数包括计算规格化增益与所述两个或两个以上组合系数中的至少一者的乘积。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述预定准则包括线性内插和最小均方差的最小化中的至少一者。

4.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

在所述交错滤波器中使用所述经调整组合系数来组合在收发器中所接收的符号的两个或两个以上导频交错。

5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包含：

使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配；以及

基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

6.根据权利要求4所述的方法，其进一步包含：

使用所述经校正信道估计来对所述符号中所含有的数据进行解调。

7.根据权利要求4所述的方法，其中所述符号为经正交频分多路复用的信号。

8.根据权利要求4所述的方法，其中在频域和时域中的一者中执行组合一个或一个以上导频交错。

9.一种用于无线收发器中的处理器，所述处理器包含：

第一模块，其经配置以确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益；

第二模块，其经配置以基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数；以及

第三模块，其经配置以基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数。

10.根据权利要求9所述的处理器，其中所述第三模块经进一步配置以通过计算规格化增益与所述两个或两个以上组合系数中的至少一者的乘积来修改所述组合系数。

11.根据权利要求9所述的处理器，其中所述预定准则包括线性内插和最小均方差的最小化中的至少一者。

12.根据权利要求9所述的处理器，其进一步包含：

第四模块，其经配置以使用所述经调整组合系数来组合在收发器中所接收的符号的两个或两个以上导频交错。

13.根据权利要求12所述的处理器，其中所述第四模块经进一步配置以使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配；且基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

14.根据权利要求12所述的处理器，其中所述第四模块经进一步配置以解调所述符号中所含有的数据。

15.根据权利要求12所述的处理器，其中所述符号为经正交频分多路复用的信号。

16.根据权利要求12所述的处理器，其中所述第四模块经进一步配置以在频域和时域中的一者中组合一个或一个以上导频交错。

17.一种用于无线***中的收发器，其包含：

处理器，其经配置以确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益；基于预定准则而确定两个或两个以上组合系数；且基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数；以及

信道估计单元，其包括交错滤波器，所述信道估计单元经配置以利用所述经调整组合系数来确定信道估计。

18.根据权利要求17所述的收发器，其中所述处理器经配置以通过计算规格化增益与所述两个或两个以上组合系数中的至少一者的乘积而确定所述经调整系数。

19.根据权利要求17所述的收发器，其中所述预定准则包括线性内插和最小均方差的最小化中的至少一者。

20.根据权利要求17所述的收发器，其中所述交错滤波器经进一步配置以在所述交错滤波器中使用所述经调整组合系数来组合在收发器中所接收的符号的两个或两个以上导频交错。

21.根据权利要求20所述的收发器，其中所述信道估计单元经进一步配置以使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配；且基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计。

22.根据权利要求20所述的收发器，其中所述符号为经正交频分多路复用的信号。

23.根据权利要求17所述的收发器，其中所述信道估计单元经进一步配置以在频域和时域中的一者中组合一个或一个以上导频交错。

24.一种用于无线收发器中的设备，其包含：

用于确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益的装置；

用于基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的装置；以及

用于基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数的装置。

25.根据权利要求24所述的设备，其中所述用于修改所述组合系数的装置进一步包括用于计算规格化增益与所述两个或两个以上组合系数中的至少一者的乘积的装置。

26.根据权利要求24所述的设备，其中由所述用于确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的装置利用的所述预定准则包括线性内插和最小均方差的最小化中的至少一者。

27.根据权利要求24所述的设备，其进一步包含：

用于在所述交错滤波器中使用所述经调整组合系数来组合在收发器中所接收的符号的两个或两个以上导频交错的装置。

28.根据权利要求27所述的设备，其进一步包含：

用于使所述经组合导频交错的时间基线与将要解调的符号匹配的装置；以及

用于基于具有与所述符号匹配的时间基线的经组合导频交错而获得经校正信道估计的装置。

29.根据权利要求27所述的设备，其中所述经校正信道估计用于解调所述符号中所含有的数据。

30.根据权利要求27所述的设备，其中所述符号为经正交频分多路复用的信号。

31.根据权利要求27所述的设备，其中所述用于组合一个或一个以上导频交错的装置包括用于在频域和时域中的一者中组合交错的装置。

32.一种计算机程序产品，其包含：

计算机可读媒体，其包含：

用于致使计算机确定所应用自动增益控制的按照预定义时间规格化的规格化增益的代码；

用于致使所述计算机基于预定准则而确定用于交错滤波器的两个或两个以上组合系数的代码；以及

用于致使所述计算机基于所述所确定的规格化增益而修改所述两个或两个以上组合系数中的每一者以产生经调整组合系数的代码。

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