CN101578833B

CN101578833B - 用于分组化***的高速通信的节省成本的前导结构

Info

Publication number: CN101578833B
Application number: CN2007800365761A
Authority: CN
Inventors: D·比鲁; S·-A·塞耶迪-埃斯法哈尼
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2006-09-29
Filing date: 2007-09-27
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2027-09-27
Also published as: KR101388934B1; JP5200025B2; CN101578833A; JP2010505323A; KR20090057276A; WO2008038248A2; EP2098030A1; TWI451728B; TW200830810A; US20100124294A1; US8213523B2

Abstract

本发明的***(700)、装置(600)和方法提供了用于高速通信***的分级伪循环对称和全循环对称的训练序列结构(100)。分级伪循环对称部分(101)优选地用于突发检测、粗频和定时差错估计以及AGC增益设置。全循环对称部分(102)优选地用于信道估计、精频差错估计。所得到的序列具有很好的峰值平均功率(PAPR)性质，使得它适合许多应用。由于使用了对称序列，也提高了带宽效率。

Description

用于分组化***的高速通信的节省成本的前导结构

技术领域

本发明的***、装置和方法涉及节省成本又减少峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)的前导结构。

背景技术

典型地，在基于分组的OFDM和其他块传输***(例如具有保护间隔的单载波)中，在每一分组时域和频域的开始传输训练序列。这些训练序列被接收器用于时间同步(SYNC)、频率偏移估计(FOE)、AGC增益设置、定时差错估计和信道估计(CE)。

例如，在MB-OFDM UWB***操作的常规模式中，传输时域序列(长度等于24个OFDM符号)。该时域序列被用于SYNC和FOE。跟随该时域序列的是频域序列(长度等于6个OFDM符号)，它被用于CE。

典型地，使用循环前缀(Cyclic Prefix，CP)或零填充(Zero Padding，ZP)分离所有这些OFDM符号。它们的峰值平均功率比(PAPR)还是高。

峰值平均功率比(PAPR)是通信信号性能的重要度量之一。PAPR是峰值瞬时信号功率P_peak与平均信号功率P_ave的比值。由于实际的发射器(特别是功率放大器)具有有限的线性动态范围，即如果信号值超过特定限制将引起非线性失真的事实，PAPR的重要性显现。除了向所需信号添加了噪声(失真)之外，非线性失真将造成信号谐波；因此它增加了发射器的带外发射。

为了避免这个，信号必须保持在发射器的线性范围之内。给定PAPR的特定值，信号峰值上的该限制暗示了平均传输功率上的限制。因此设计具有小PAPR值的信号是有益的。

PAPR取决于调制信号载波、信号载波块传输(Single Carrier BlockTransmission，SCBT)或OFDM、星座图(PSK，QAM)和脉冲形状。

在诸如OFDM和SCBT这样的传统块传输方法中，发射器传输时域(或者有时是频域)前导，它是用CP或ZP分开的自正交(auto-orthogonal)序列的重复。然后传输频域序列(典型地被设计为在频域中具有平坦响应)。接收器顺序执行同步、AGC增益设置、频率偏移估计、定时偏移估计和校正以及信道估计。

尽管该方法遵循简单的示例，但是它需要很长的前导，这反过来减小了***的带宽效率。在高速率通信***中为了提高***的带宽效率减小前导开销是重要的。

另外，传统的前导通常具有高峰值平均功率比(PAPR)。虽然对于低功率发射器来说这可能不是重要的考虑因素，但是因为平均传输功率必须小于由电路致使可获得的，所以对于相对较高功率发射器来说，高的PAPR是一个问题。

因此，需要一种方式来获得较短的前导和较小的PAPR值。

发明内容

本发明提供一种通过传输包括循环正交序列的K个重复的前导来减小前导开销的装置、方法和***。

现在参考图1，在本发明中为高速块通信***提供了分级伪循环对称(hierarchical pseudo-circularly symmetric)101和全循环对称(fullcircularly symmetric)102训练序列结构100。

该训练序列被定义为一序列恒定幅度零自相关(Constant AmplitudeZero Auto Correlation)序列。

该训练序列的分级伪循环对称部分101被用于突发检测、粗频(coarse-frequency)和定时差错估计以及AGC增益设置。

该训练序列的全循环对称部分102被用于信道估计和精频(finefrequency)差错估计。

所得到的序列100具有非常好的峰值平均功率比(PAPR)，使得它适合于多种应用。由于使用了对称序列带宽效率也得以提高。

由于它的循环正交属性，前导100不需要循环前缀或者零前缀(后缀)。这提高了效率。

另外，与某些传统***(例如使用PN序列的那些传统***)相比前导100的PAPR典型地低了大概3dB，或者与那些使用频域序列的***相比低了大概5-9dB。这产生了更好的发射器效率。

附图说明

图1图解了根据本发明使用分级CAZAC序列的前导结构；

图2图解了(16×4)分级序列的相关输出；

图3图解了各种前导序列配置和检测阈值(t)的同步检测器的性能；

图4图解了帧同步(帧分隔符)检测器的性能；

图5图解了分级的互相关器；

图6图解了包括根据本发明修改的发射器和接收器的收发器；和

图7图解了根据本发明修改的通信***。

具体实施方式

本领域的普通技术人员应当理解以下说明是出于解释的目的提供的，不是用于限制。技术人员应理解存在许多处在本发明精神和附加权利要求书范围内的变形。已知功能和结构的不必要细节将在当前说明书中省略，以便不模糊本发明。

本发明提供了为分组化***的高速通信提供节省成本的前导结构的装置、方法和***。在优选实施例中，前导由跟随有全循环正交序列的伪循环正交序列的重复组成。

前导

前导100由表现出循环正交属性的恒定幅度零自相关(CAZAC)序列构成。该训练序列的基本单元为

A (n = p + N * q) = e^{j (\frac{2 πm}{N} pq + α)},

p＝1，..，N

q＝1，..，N

其中m与N互素，

j = \sqrt{- 1},

α是相位偏移因子，N是整数。这产生长度为N²的序列。长度的实例为4、9、16、25、36等。虽然长度上的限制可被认为是一种缺陷，但是对于大多数实际应用来说很可能有对于该应用而言足够好的长度。

优选实施例的前导100的结构如图1所示。前导100的第一部分101由上述序列的分级结构(下述)构成。符号(+，-)表示每个序列的相位。每个序列可具有不同的相位。这允许覆在序列上的附加信息的传输。例如，图1显示(-)。这可被用作随后不同序列的开始的标记。这种类型的使用被通常称为帧同步或帧分隔符。跟随着前导的第一部分101，包括一个或多个序列的第二部分102被传输用于信道估计或其他目的。优选地，该第二部分102不需要是分级序列。在序列第二部分的结束或开始也可***附加的较短序列，以允许对衰落和坡升(ramp-up)之一的信道冲击响应。该较短序列的长度通常等于信道预期延迟扩展的长度。

分级序列101由相同和不同长度之一的两个本原序列(primitivesequence)构成。

假设A₁的长度为L₁，A₂的长度为L₂，长度为L₁*L₂的新分级序列101由这些本原序列构成

A＝{A₁(1)A₂，A₁(2)A₂，...，A₁(L₁)A₂}

现在参考图5，图解了本发明相关器500的优选低成本实现。该优选相关器是分级相关器，它在第一阶段与A₂501相关，然后第一阶段相关器501的输出被传送给用于A₁的第二阶段相关器502。这减小了实现复杂性，使它对于特别强烈要求非常高速的应用来说很有吸引力。

产生的分级序列101具有许多有益的属性：

1.本原序列与它自己的任意循环位移是正交的。序列的该属性使得它对于基于相关性的同步来说是非常好的选择。并且，由于序列是循环正交的，不需要CP或ZP。

2.序列恰好(in time)具有恒定的功率，即|a_n|＝1。此外，峰值平均功率比(PAPR)例如比简单二进制类型调制(BPSK)低。序列的这个属性允许以较高的功率传输前导，而不引起功率放大器非线性问题。

3.本原序列具有N个星座点。基于N的合适选择，可以使序列值仅包括二进制数字。例如，N＝4产生以下序列。[1i _1 _1i 1 _1 1 _1 1 _1i_1 1i 1 1 1 1 1]。这简化了在发射器和接收器两处的实现。在接收器和发射器处仅将1比特值用于校正。

4.本原序列的DFT量值与采用N²个相异值其中之一的相位相一致。该属性使得通过在频域中执行简单的相关就能检测整个带宽上的信道。

仿真结果

为了评价***的性能，使用以下假设进行仿真：

频率偏移＝2.4MHz

采样率＝1.4GHz

信道＝具有7.5ns rms延迟扩展的随机指数衰落信道

这些参数与60GHz的无线高速通信所需的那些非常相似。仿真结果在图2-4中得以图解。

图2图解了承受以上缺陷的前导与该前导的一个单元的互相关。在这种情况下，有9个一个接着一个级联的分级前导，每个有64个样本。每一个分级前导如上所述由4和16个本原前导构成。该前导序列然后与一个前导相关。图2图解了预期的9个非常清楚的峰。此外，图2还显示了非常小的旁瓣。这些相当小的旁瓣是分级结构的结果。另一方面，每一个本原的互相关除了在端点处和在它们匹配的点处以外在每处都为数学上的零。

图3图解了前导和检测机制的几种配置的检测概率。

图4图解了帧分隔符检测器的性能。

其中，本发明可应用于诸如UWB和60GHz这样的分组化高速传输。

图6图解了包括发射器602和接收器603的收发器600的优选实施例。根据本发明，发射器602进一步包括编码调制组件602.1，它的输出被输入至前导***模块602.2，前导***模块602.2***由非分级伪循环对称和全循环对称CAZAC训练序列跟随的分级序列。在根据本发明***前导之后，信号由模块602.4滤波、DA转换并通过信道604传输。包括根据本发明的前导的信号由根据本发明改变的接收器603接收，接收器603包括用于过滤接收的信号的AGC控制等的模块603.4，并将输出信号提供给进一步处理该信号的数字前端603.2。

图7图解了包括根据本发明的收发器700的通信***，收发器700根据本发明传输和接收包括使用分级CAZAC序列的前导结构的消息。

虽然已经解释和描述了本发明的优选实施例，那些本领域的技术人员将理解在此所述的***、装置和方法是示例性的，可以做出各种改变和修改以及用类似物替代其中的单元而不脱离本发明的真实范围。此外，可做出许多修改以使本发明的教导适用于实际情况而不脱离它的中心范围。因此，并非意欲将本发明限制为被描述为用于实现本发明的最佳模式的特定实施例，本发明包括了所有落入在此附加权利要求范围内的实施例和所有实现方式，而不仅仅是作为例子的面向对象的实现方法。

Claims

1.一种块传输无线通信***(700)，包括：

前导(100)，包括至少一个两部分训练序列(101-102)的重复，由此由于消除了对训练序列包括任何从包括循环前缀、零前缀和零后缀的组中选取的组件的需要，所述无线通信***的带宽效率得以提高；

发射器(602)，在每一个块时域和块频域的开始传输所述前导(100)和包括在其中的两部分训练序列(101-102)；和

接收器(603)，其将训练序列(101-102)用于时间同步(SYNC)、频率偏移估计(FOE)、AGC增益设置、定时差错估计和信道估计(CE)，其中由于比传统***低至少2dB的峰值平均功率比(PAPR)，无线通信***(700)的带宽效率得以提高，

其中两部分训练序列(101-102)被定义为多个也被称为本原序列的恒定振幅零自相关(CAZAC)序列的序列，恒定振幅零自相关(CAZAC)序列展现了循环正交属性，并且两部分训练序列的基本单元由以下方程定义

A (n = p + N * q) = e^{j (\frac{2 πm}{N} \cdot pq + α)},

p＝1，..，N

q＝1，..，N

其中m与N互素，

α是相位偏移因子，N是产生长度为N²的序列的整数，其中长度包括4、9、16、25和36，

其中块传输是基于分组的OFDM传输，其中两部分训练序列包括：

具有分级伪循环对称序列结构的第一部分(101)；和

具有全循环对称训练序列结构的第二部分(102)。

2.权利要求1的***，其中：

第一部分(101)被用于突发检测、粗频和定时差错估计以及AGC增益设置；和

第二部分(102)被用于信道估计和精频差错估计。

3.权利要求2的***(700)，其中第一部分由具有从包括相同长度和不同长度的组中挑选的各自长度L₁和L₂的两个本原序列A₁和A₂构成，具有长度L₁*L₂的、由所述本原序列构成的所述第一部分为

A＝{A₁(1)A₂，A₁(2)A₂，...，A₁(L₁)A₂}。

4.权利要求3的***(700)，其中每一个本原序列具有N个选取的星座点，以便序列的值仅包括二进制数字，其中在接收器(603)和发射器(602)处仅将1比特值用于校正。

5.权利要求4的***(700)，其中在先于第二部分(102)处和第二部分(102)之后处其中之一***附加的较短序列，以便信道冲击响应以从包括衰落和坡升的组中选取的方式表现。

6.权利要求5的***(700)，其中较短序列的长度等于信道的预期延迟扩展的长度，发射器(602)在该预期延迟扩展期间传输前导。

7.一种用于在无线通信***中传输块的方法，包括：

提供前导(100)，该前导包括至少一个两部分训练序列(101-102)的重复，并由于与传统***相比降低至少2dB的峰值平均功率比(PAPR)和消除了对训练序列(100)包括任何从包括循环前缀、零前缀和零后缀的组中选取的组件的需要，提高了带宽效率；

在每一个块时域和块频域的开始传输提供的前导(100)和包括在其中的两部分训练序列(101-102)；和

将传输的训练序列用于时间同步(SYNC)、频率偏移估计(FOE)、AGC增益设置、定时差错估计和信道估计(CE)，

该方法进一步包括将两部分训练序列(101-102)定义为多个也被称为本原序列的恒定振幅零自相关(CAZAC)序列的序列的步骤，恒定振幅零自相关(CAZAC)序列展现了循环正交属性，并且两部分训练序列的基本单元由以下方程定义

A (n = p + N * q) = e^{j (\frac{2 πm}{N} pq + α)},

p＝1，..，N

q＝1，..，N

其中m与N互素，

其中块传输是基于分组的OFDM传输，其中提供两部分训练序列(101-102)的步骤进一步包括步骤：

提供具有分级伪循环对称序列结构的第一部分(101)；和

提供具有全循环对称训练序列结构的第二部分(102)。

8.权利要求7的方法，其中使用步骤进一步包括步骤：

将第一部分(101)用于突发检测、粗频和定时差错估计以及AGC增益设置；和

将第二部分(102)用于信道估计和精频差错估计。

9.权利要求8的方法，进一步包括由从包括相同长度和不同长度的组中挑选的各自长度L₁和L₂的两个本原序列A₁和A₂构造第一部分(101)的步骤，具有长度L₁*L₂的、由所述本原序列构成的所述第一部分为

A＝(A₁(1)A₂，A₁(2)A₂，...，A₁(L₁)A₂}。

10.权利要求9的方法，进一步包括为每一本原序列选取N个星座点以便本原序列的值仅包括二进制数字的步骤，其中在接收器(603)和发射器(602)处仅将1比特值用于校正。

11.权利要求10的方法，进一步包括在先于第二部分(102)处和第二部分(102)之后处其中之一***附加的较短序列的步骤，以便信道冲击响应以从包括衰落和坡升的组中选取的方式表现。

12.权利要求11的方法，其中***的较短序列的长度等于信道的预期延迟扩展的长度，发射器(602)在该预期延迟扩展期间传输前导(100)。

13.一种用于块传输无线通信的发射器装置(600)，包括：

前导(100)，其包括至少一个两部分训练序列(101-102)的重复，由此由于消除了对训练序列(101-102)包括任何从包括循环前缀、零前缀和零后缀的组中选取的组件的需要，所述无线通信的带宽效率得以提高；

前导***模块(602.2)，其在每一个块时域和块频域的开始处***所述前导(100)和包括在其中的两部分训练序列(101-102)，以及其中由于与传统***相比降低了至少2dB的峰值平均功率比(PAPR)，所述无线通信***的带宽效率得以提高，

A (n = p + N * q) = e^{j (\frac{2 πm}{N} pq + α)},

p＝1，..，N

q＝1，..，N

其中m与N互素，α是相位偏移因子，N是产生长度为N²的序列的整数，其中长度包括4、9、16、25和36，

具有分级伪循环对称序列结构的第一部分(101)；和

具有全循环对称训练序列结构的第二部分(102)。

14.权利要求13的装置(600)，其中：

第二部分(102)被用于信道估计和精频差错估计。

15.权利要求14的装置(600)，其中

第一部分由具有从包括相同长度和不同长度的组中挑选的各自长度L₁和L₂的两个本原序列A₁和A₂构成，具有长度L₁*L₂的、由所述本原序列构成的所述第一部分为

A＝{A₁(1)A₂，A₁(2)A₂，...，A₁(L₁)A₂}。

16.权利要求15的装置(600)，其中每一个本原序列具有N个选取的星座点，以便序列的值仅包括二进制数字，其中在接收器(603)和发射器(602)处仅将1比特值用于校正。

17.权利要求16的装置(600)，其中在先于第二部分(102)处和第二部分(102)之后处其中之一***附加的较短序列，以便信道冲击响应以从包括衰落和坡升的组中选取的方式表现。

18.权利要求17的装置(600)，其中较短序列的长度等于道的预期延迟扩展的长度，发射器(602)在该预期延迟扩展期间传输前导(100)。