CN101578779A - 多天线发送装置、多天线接收装置、多天线发送方法、多天线接收方法、终端装置以及基站装置 - Google Patents

Abstract

公开了多天线发送装置(400)，其在MIMO－AMC***中，能够由接收装置以简易的结构进行MLD。多天线发送装置(400)具有将在MIMO空间复用发送中从不同天线(111、112)发送的数据，映射到在各个调制方式之间公共化后的信号点的公共信号点映射单元(401、402)。由此，由于将信道编码后的码字映射到IQ平面上的基带信号点的配置为在调制方式之间公共的信号点，所以在接收装置中，不需要按照MIMO空间复用后的信号的调制方式的组合来准备用于进行MLD运算的电路，从而能够削减MLD运算电路的电路规模。

Description

多天线发送装置、多天线接收装置、多天线发送方法、多天线接收方法、终端装置以及基站装置

技术领域

本发明涉及使用MIMO(Multiple Input Multiple Output：多输入多输出)空间复用方式的多天线发送装置、多天线接收装置、多天线发送方法、多天线接收方法、终端装置以及基站装置。

背景技术

(MIMO-AMC)

近年来，在无线通信中被要求以有限的频带传输大容量的数字数据的技术，作为用于实现该要求的一个方法，已知有MIMO空间复用方式。

另外，作为用于提高传输效率的技术，已知的是AMC(AdaptiveModulation and Channel coding：自适应调制)。提出了如下方式，即，组合这MIMO和AMC，在每个发送天线改变调制方式和信道编码的编码率，以使从发送装置的各个天线发送的信号适应其通过的信道的状态(以后将这样的方式称为“MIMO-AMC”)。作为这样的MIMO-AMC技术，有非专利文献1中所述的技术。图1表示基于非专利文献1的发送装置的结构。

图1中的基站100表示基于非专利文献1中所述的技术的发送装置。以下，以基站向终端发送信息代码的情形为例进行说明。

基站100输入信息代码。在串并行变换单元101中，将输入到基站100的信息代码从串行的序列改换排列为并行的序列。串并行变换单元101对每个定时切换所输出的序列，诸如在某个定时将所输入的信息代码输出作为序列#A，在下一个定时将所输入的信息代码输出作为序列#B。

编码单元102、103对改换排列为并行的信息代码进行信道编码。例如，信道编码中使用块码、卷积码等纠错码。另外，编码单元102、103能够使用多个编码率进行信道编码，由自适应调制控制单元113控制以哪一个编码率进行编码。

映射单元104、105对信道编码后的码字进行映射。这里所进行的映射为，将编码后的代码映射到所选择的调制方式的基带信号点的处理。另外，映射单元104、105具有多种调制方式的映射图案，由自适应调制控制单元113控制选择哪一种调制方式。

接下来，帧生成单元106、107生成如图2所示的帧。首先，帧生成单元106在时间1将前置码信号***到流#A的帧。前置码信号为在接收装置中已知的信号序列，接收装置通过取得与前置码信号之间的相关而与接收帧取得同步。例如，作为前置码信号可使用M序列等。M序列的自相关具有如下特性，即，不存在时间偏离时的相关值表示峰值，而存在时间偏离时的相关值表示非常低的值。

由此，接收装置通过取得M序列的滑动(sliding)相关，能够取得用于同步的定时。因此，接收装置取得前置码信号的滑动相关，将相关值表示峰值的时间设为同步定时即可。

帧生成单元107在时间1将零(null)信号***到流#B。这里，零信号表示无信号。在时间2，将信道估计用的导频信号***到流#A。该导频信号对接收装置而言是已知的信号。接收装置基于该导频信号在传播过程中受到的信道变动进行信道估计。在时间2发送的信道估计用的导频信号的、在接收装置的接收信号由下式表示。

y＝Hp+n    .........(1)

其中，y＝[y₁ y₂]^T表示接收信号， $H=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]$ 表示信道矩阵，p＝[p₁ p₂]^T表示信道估计用导频信号，n＝[n₁ n₂]^T表示噪声。而且，噪声功率为n²。

另外，[]为表示矩阵和矢量的记号，T表示对矩阵和矢量的元素进行转置。

在时间2的信道估计用导频信号为p＝[p₁ 0]^T，所以，接收信号如下式所示。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1{|}_{t=2}\\ y_2{|}_{t=2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{p}_1\\ 0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{11}{p}_1+n_1\\ h_{21}{p}_1+n_2\end{array}\right].........\left(2\right)$

其中，这里t表示时间。在接收装置中，基于下式求信道估计值即可。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_{11}\\ {\hat{h}}_{21}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{y}_1{|}_{t=2}/p_1\\ y_2{|}_{t=2}/p_1\end{array}\right].........\left(3\right)$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{11}+n_1/p_1\\ h_{21}+n_2/p_1\end{array}\right]$

由此，接收装置能够求得SN比为p₁ ²/n²的信道估计值。

同样地，帧生成单元107在时间3将信道估计用的导频信号***到流#B。在时间3，信道估计用导频信号为p＝[0 p₂]^T，所以，接收信号如下式所示。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1{|}_{t=3}\\ y_2{|}_{t=3}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}0\\ p_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right].........\left(4\right)$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{12}{p}_2+n_1\\ h_{22}{p}_2+n_2\end{array}\right]$

接收装置中，基于下式求信道估计值即可。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_{12}\\ {\hat{h}}_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{y}_1{|}_{t=3}/p_2\\ y_2{|}_{t=3}/p_2\end{array}\right].........\left(5\right)$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{12}+n_1/p_2\\ h_{22}+n_2/p_2\end{array}\right]$

由此，接收装置能够求得SN比为p₂ ²/n²的信道估计值。

在时间4，***用于表示施加于流#A的调制方式的信号，作为通知给接收装置的信号。在时间5，***用于表示施加于流#B的调制方式的信号，作为通知给接收装置的信号。在时间6，***用于通知施加于流#A的信道编码的编码率的信号。在时间7，***用于通知施加于流#B的信道编码的编码率的信号。在时间8以后，***以流#A、流#B发送的调制信号。这里，从自适应调制控制单元113获得施加于流#A、流#B的调制方式和信道编码的编码率的信息。

帧生成单元106、107如上所述地生成发送帧。

无线单元108将通过帧生成单元106、107生成的帧，变换为通信***中使用的无线频带的无线信号。

功率控制单元109、110将通过无线单元108生成的无线信号，变换为其功率相当于发送功率的无线信号。自适应调制控制单元113控制这里的功率变换，以使流#A和流#B的发送功率相同。

这里，自适应调制控制单元113控制编码单元102和103、映射单元104和105、帧生成单元106和107以及功率控制单元109和110。进行如下控制。

首先，自适应调制控制单元113输入从接收装置反馈的流质量通知帧。这里，流质量通知帧中包含表示接收装置中的接收流的质量的参数。作为接收流的质量，例如使用各个流的SINR(Signal to Interference and Noise powerRatio：信号与干扰和噪声功率之比)和接收功率等。

自适应调制控制单元113从该流质量通知帧获得在接收装置的接收流的质量信息。自适应调制控制单元113具有使流质量与调制方式、编码率和发送功率关联对应的表格。自适应调制控制单元113使用该表格控制自适应调制。也就是说，将表格中所记载的调制方式、编码率和发送功率预先设为与流质量对应而提高传输效率的组合。

自适应调制控制单元113利用表格决定与接收到的流质量信号对应的编码率、调制方式和发送功率，控制编码单元102和103、映射单元104和105以及功率控制单元109和110，以使其与表格中的设定一致。另外，自适应调制控制单元113控制帧生成单元106和107，以使流#A、流#B的调制方式通知信号和编码率通知信号为对应于所发送的帧的信号。天线单元111、112对从功率控制单元109、110输出的发送信号进行空间复用发送。

如上所述，非专利文献1公开了通过对进行MIMO空间复用的每个流进行自适应调制，提高传输效率的技术。

另外，作为将信道编码后的码字映射到基带信号的方法，还有非专利文献2所述的方法。图3表示进行基于非专利文献2的映射的发送装置的结构。在对与图1对应的部分附上相同的标号的图3中，与图1的基站100相比，基站300中设置了原信号点映射单元301、302以代替映射单元104、105。另外，基站300具有归一化系数乘法单元303、304。

原信号点映射单元301、302将信道编码后的码字映射到原信号点。这里，将原信号点定义为图4的(a)所示的信号点。图4的(a)中表示QPSK和16QAM的原信号点。

非专利文献2所示的映射为，通过对原信号点乘以归一化系数，生成基带信号点。在基站300中，其结构相当于归一化系数乘法单元303、304。这里，与QPSK、16QAM的原信号点相乘的归一化系数如图4的(a)所示。

归一化系数乘法单元303、304，对QPSK的原信号点乘以

的归一化系数，对16QAM的原信号点乘以的归一化系数。归一化系数乘法单元303、304通过与该归一化系数相乘，生成基带信号点。

图4的(b)表示如上生成的基带信号点配置。同时，图4的(b)还表示导频信号的信号点配置。这里，基站100中的映射单元104、105进行映射，以使映射输出成为图4的(b)所示的基带信号点。

(MLD)

另外，作为在接收装置中的、MIMO空间复用后的信号的检测技术之一，有MLD(Maximum Likelihood Detection：最大似然检测)。与ZF(Zero Forcing：迫零)和MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方差)等空间复用信号检测的标准相比，MLD能够获得良好的特性，所以作为能够获得高质量的接收特性的空间复用信号检测技术而备受瞩目。

基于MLD的空间复用信号的检测呈现出优良的特性，但是由于运算规模较大，以往，所进行的发明都以削减MLD运算的电路规模为着眼点。作为记载了这样的MLD运算的电路规模削减的文献，有专利文献1。以下，简单地说明专利文献1所示的MLD的运算。

首先，在说明中，考虑进行使用了两个流的空间复用的MIMO方式的通信的情况。此时，可用下式表示接收信号。

y＝Hx+n    .........(6)

其中，x＝[x₁ x₂]^T表示发送信号。

这里，如下式那样求接收信号的平方欧几里德距离。

E＝||y-Hs||²

                                               .........(7)

＝|y₁-(h₁₁s_a+h₁₂s_b)|²+|y₂-(h₂₁s_a+h₂₂s_b)|²

由于y是接收信号，能够在接收装置求出。接收装置中使用信道估计用的导频信号估计H。估计方法如式(3)、式(5)所示。s是表示在发送装置中可取的发送码元的矢量，s＝[s_a s_b]^T。以下，将s_a、s_b称为“候补信号点”。在MLD中，将使式(7)为最小的候补信号点s_a、s_b的组合作为检波结果。

专利文献1公开的发明表示，在空间复用后的信号的检测中，特别是在调制阶数增大时，也能够削减电路规模。专利文献1所公开的技术，生成与各个发送信号对应的复本信号。

这里，复本信号是式(7)中所示的h₁₁s_a+h₁₂s_b以及h₂₁s_a+h₂₂s_b。

专利文献1所公开的技术，对构成复本信号的h₁₁s_a、h₁₂s_b、h₂₁s_a、h₂₂s_b的项进行存储。进而，考虑所存储的构成复本信号的项的组合，而且进行这些所存储的复本信号的加法运算。公开了由此在复本信号的生成中能够削减所需的复数乘法器的数量的技术。

专利文献1：日本专利申请特开第2006-196989号公报

非专利文献1：3GPP TSG RAN WG1，TSG-R1-010879，LucentTechnologies，“Increasing MIMO throughput with per-antenna rate control”

非专利文献2：ISO/IEC and redesignated as ISO/IEC 8802-11：1999/Amd1：2000，“Supplement to IEEE Standard for Information technology-Telecommunications and information exchange between systems-Local andmetropolitan area networks-Specific requirements.Part 11：Wireless LANMedium Access Control(MAC)and Physical Layer(PHY)specificationsHigh-speed Physical Layer in the 5GHz Band，”IEEE Std 802.11a-1999

非专利文献3：G.ストラング著、“线形代数とその应用”、产业图书株式会社发行

发明内容

本发明需要解决的问题

可是，在接收装置中进行基于MLD的空间复用信号检测的情况下，存在以下问题。

在进行MIMO空间复用的发送装置对每个天线进行AMC的情况下，式(7)所示的候补信号点s₁与s₂的调制方式上产生组合。例如，发送装置使用调制方式QPSK和16QAM的情况下，s₁与s₂的调制方式的组合如表1所示。

[表1]

	s1	s2
			1	QPSK	QPSK
2	QPSK	16QAM
			3	16QAM	QPSK
4	16QAM	16QAM

然而，至今为止，如专利文献1中公开的那样，以往没有充分地考虑对应于MIMO-AMC***的MLD接收装置。例如，如专利文献1中公开的那样，MLD运算电路仅对应于施加于MIMO空间复用后的流的调制方式相同的情况。

今后，在MIMO空间复用方式中，为了提高传输效率，必须具有对每个天线进行AMC的结构。

因此，对应如表1所示的调制方式的组合的MLD运算装置令人期待。

本发明的目的为，提供在MIMO-AMC***中在接收装置中能够以简单的结构进行MLD的方法和装置。

解决问题的方案

本发明的多天线发送装置的一个形态采用如下结构，即，包括：映射单元，将在MIMO空间复用发送中从不同天线发送的数据，映射到各个调制方式之间公共化后的信号点；以及发送单元，对由所述映射单元进行了相同或不同的调制方式的映射所获得的调制信号进行MIMO空间复用发送。

根据该结构，由于将信道编码后的码字映射到IQ(In-phase versusQuadrature：同相-正交)平面上的基带信号点的配置为在调制方式之间公共的信号点，所以在接收装置中，不需要准备对应于MIMO空间复用后的信号的调制方式的组合而进行MLD运算的电路。例如，在使各个调制方式之间的信号点都公共化了的情况下，MLD的候补信号点仅为最大调制阶数的调制方式的信号点。因此，接收装置中所需的MLD电路，只要是进行最大调制阶数的调制方式的组合用的MLD运算的电路即可。其结果，在基于MIMO-AMC方式的通信***的接收装置中，能够削减所需的MLD运算电路的电路规模。

本发明的多天线接收装置的一个形态采用如下结构，即，包括：接收单元，由多个天线接收从多天线发送装置发送的空间复用信号；信道估计单元，估计所述空间复用信号通过的通信路径的状况；以及MLD运算单元，使用所述信道估计单元估计出的信道估计值，并仅将各个调制方式之间公共化后的信号点用作候补信号点，进行MLD运算。

发明效果

通过采用本发明的结构，能够提供对应在MIMO-AMC***中发生的调制方式的组合的MLD运算装置。此外，能够实现可简化MLD运算装置的结构的多天线发送装置。

附图说明

图1是表示传统的基站的结构的方框图。

图2是表示发送帧的结构的图。

图3是表示传统的基站的结构的方框图。

图4的(a)和(b)是用于说明原信号点、归一化系数以及基带信号点配置的图。

图5是表示实施方式1的终端的结构的方框图。

图6是表示流质量通知帧的结构的图，其中，图6的(a)是表示不进行MIMO空间复用的情况下的帧结构的图，图6的(b)表示进行MIMO空间复用的情况下的帧结构的图。

图7是表示MLD运算单元的结构的方框图。

图8是表示实施方式2的基站的结构的方框图。

图9是表示实施方式2的终端的结构的方框图。

图10是用于说明实施方式2中的映射的图，其中，图10的(a)、(c)是表示原信号点和公共化系数的图，图10的(b)、(d)是表示映射后的基带信号点配置的图。

图11是表示实施方式2的基站的结构的方框图。

图12是表示16QAM-16QAM MLD运算单元的结构的方框图。

图13是表示自适应调制控制单元的表格的内容的图。

图14是表示使用图10的基带信号点进行了调制的信号的平均功率的图，其中，图14的(a)是表示使用了图10的(b)、(d)的信号点的情况下的、导频信号和16QAM调制信号的平均发送功率的图，图14的(b)～(e)是表示使用了图10的(b)、(d)的信号点的情况下的、导频信号和QPSK调制信号的平均发送功率的图。

图15是用于说明放大功率控制单元被要求的放大电平的动态范围的图。

图16是表示实施方式3的基站的结构的方框图。

图17的(a)～(d)是表示实施方式3的BPSK映射的图。

图18的(a)、(b)是表示实施方式3的QPSK映射的图。

图19是表示实施方式3的16QAM映射的图。

图20是用于说明实施方式3的基带信号点的公共化处理的图。

图21是表示实施方式4的基站的结构的方框图。

图22A的(a)～(d)是表示实施方式4的BPSK映射的图。

图22B的(e)～(h)是表示实施方式4的BPSK映射的图。

图23A的(a)～(d)是表示实施方式4的QPSK映射的图。

图23B的(e)～(h)是表示实施方式4的QPSK映射的图。

图24是表示实施方式4的16QAM映射的图。

图25是表示实施方式5的映射的图。

图26是表示实施方式5的MLD运算单元的结构的方框图。

图27是表示实施方式6的终端的结构的方框图。

图28是表示实施方式6的基站的结构的方框图。

图29是表示实施方式6的基站的结构的方框图。

图30的(a)～(d)是用于说明实施方式6的反馈相位信息削减的图。

图31A的(a)～(f)是用于说明实施方式6的反馈相位信息削减的图。

图31B的(g)～(l)是用于说明实施方式6的反馈相位信息削减的图。

图32的(a)是用于说明实施方式6的相位信息的量化的图，图32的(b)是用于说明实施方式6的振幅比信息的量化的图。

图33是表示实施方式6的基站的结构的方框图。

图34的(a)～(c)是表示在64QAM和16QAM之间，调制信号点的公共化方法不同的三个图案(pattern)的图。

图35是表示实施方式6的终端的结构的方框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

本实施方式中说明MIMO-AMC接收装置。也就是说，本实施方式，在MIMO-AMC***中，接收装置利用MLD检测空间复用信号。本实施方式中，说明终端进行基于MLD的信号检测的结构。本实施方式的终端通过具备对应于对MIMO流施加的调制方式的组合的MLD运算装置，在MIMO-AMC***中，进行基于MLD的空间复用信号的检测。

图5表示本实施方式的终端的结构。本实施方式中，以MIMO空间复用流数为2，并且利用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相相移键控)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)调制方式作为调制方式的情况为例进行说明。

以下，参照图5说明对应MIMO-AMC方式的终端。终端200接收基站100(图1)发送的空间复用信号。首先，终端200将接收信号(接收帧)在无线单元203中变换为可处理的频带。进而，无线单元203取得与接收帧的前置码信号之间的滑动相关，检测在前置码信号的相关值上出现峰值的时间作为接收帧的同步定时。

信道估计单元208使用接收帧中的信道估计用导频信号，估计流#A、流#B所受到的信道变动。作为信道变动的估计方法，利用式(3)、式(5)的方法即可。由此能够获得信道估计值。模式控制单元209，从接收帧所包含的流#A、流#B的调制方式通知信号和编码率通知信号，获得有关施加于接收帧的调制方式和信道编码的编码率的信息。

QPSK-QPSK MLD运算单元204、QPSK-16QAM MLD运算单元205、16QAM-QPSK MLD运算单元206以及16QAM-16QAM MLD运算单元207，进行接收帧中被空间复用的流#A、流#B的信号检测(分离)。

这里，QPSK-QPSK MLD运算单元204，进行利用了QPSK和QPSK的组合作为流#A和流#B的候补信号点的组合时的、基于MLD的信号检测。也就是说，QPSK-QPSK MLD运算单元204，求将QPSK的信号点用于s₁、将QPSK的信号点用于s₂的情况下的平方欧几里德距离作为式(7)中的候补信号点s的组合，将使该平方欧几里德距离最小的候补信号点的组合作为检波结果。

同样地，QPSK-16QAM MLD运算单元205，作为式(7)中的候补信号点s的组合，将QPSK的候补信号点用于s₁，并将16QAM的候补信号点用于s₂而求平方欧几里德距离，16QAM-QPSK MLD运算单元206，将16QAM的候补信号点用于s₁，并将QPSK的候补信号点用于s₂而求平方欧几里德距离，16QAM-16QAM MLD运算单元207，将16QAM的候补信号点用于s₁，并将16QAM的候补信号点用于s₂而求平方欧几里德距离。将使计算出的平方欧几里德距离最小的候补信号点的组合作为检波结果。MLD运算单元204、205、206、207使用由信道估计单元208估计出的信道估计值，进行MLD运算。

信号选择单元210在MLD运算单元204、205、206、207的输出中，选择与流#A和流#B的调制方式的组合对应的输出。为了上述选择，信号选择单元210使用由模式控制单元209获得的有关流#A和流#B的调制方式的信息。例如，在施加于流#A和流#B的调制方式为QPSK和QPSK的情况下，信号选择单元210选择QPSK-QPSK MLD运算单元204的输出。

这样，信号选择单元210选择用施加于流#A和流#B的调制方式的候补信号点进行了MLD的输出。由此，选择出的信号为通过与施加于接收帧的各个流的调制方式对应的MLD进行了信号检测的信号。

流质量测量单元211测量进行了信号检测的流的接收质量。这里，流的质量表示流的接收状况，使用例如SINR(Signal to Interference and Noise powerRatio)和检波后的信号功率等。这里，为了对应MIMO-AMC，终端200将测量出的流的接收质量反馈给基站100。为此，在终端200，由帧生成单元215生成包含所测定的流的接收质量信息的帧，将所生成的帧反馈给基站100。

帧生成单元215生成包含流质量信息的帧。流质量通知帧的结构如图6的(a)所示。流质量通知帧中，在时间1***了前置码信号。在时间2，***了用于流质量通知帧的信道估计用导频信号。在时间3、时间4，***了流#A、流#B的质量通知信号(接收质量信息)。

流质量通知帧通过无线单元203变换为无线信号，从天线单元201反馈给基站100。图5所示的终端200的结构中，以不对流质量通知帧进行MIMO空间复用而进行反馈的情况为例，但是也可以利用MIMO空间复用将流质量反馈给基站100。但是，此时需要使流质量通知帧成为对应于MIMO空间复用的帧。图6的(b)表示此时的帧结构的一个例子。

使用图6的(b)，对在使用MIMO空间复用来反馈流质量的情况下的、流质量通知帧的结构例进行说明。在时间1，将前置码信号***到流#A。在时间2，将信道估计用的导频信号***到流#A。在时间3，将信道估计用的导频信号***到流#B。在时间4，***用于通知流#A和流#B的接收质量的信号。

接下来，图7表示，在MIMO-MAC***中，接收装置进行基于MLD的空间复用信号的检测时的MLD运算单元的结构例。

图7所示的MLD运算单元中，对信道估计值乘以候补信号点。QPSK候补信号点乘法单元215对信道估计值h₁₁乘以QPSK调制方式的候补信号点。16QAM候补信号点乘法单元216对信道估计值h₁₁乘以16QAM调制方式的候补信号点。这相当于式(7)中的h₁₁s_a的运算。

同样地，QPSK候补信号点乘法单元217、16QAM候补信号点乘法单元218，对信道估计值h₁₂分别乘以QPSK、16QAM的调制方式的候补信号点。QPSK候补信号点乘法单元219、16QAM候补信号点乘法单元220，对信道估计值h₂₁分别乘以QPSK、16QAM的调制方式的候补信号点。QPSK候补信号点乘法单元221、16QAM候补信号点乘法单元222，对信道估计值h₂₂分别乘以QPSK、16QAM的调制方式的候补信号点。这相当于式(7)中的h₁₂s_b、h₂₁s_a、h₂₂s_b的运算。

QPSK-QPSK y₁复本生成单元223使用QPSK候补信号点乘法单元215、217的输出，生成各个流的调制方式的组合为QPSK-QPSK的情况下的复本信号。这相当于式(7)中的h₁₁s_a+h₁₂s_b的运算。同样地，QPSK-QPSK y₂复本生成单元224使用QPSK候补信号点乘法单元219、221的输出，生成各个流的调制方式的组合为QPSK-QPSK的情况下的复本信号。这相当于式(7)中的h₂₁s_a+h₂₂s_b的运算。

以下，QPSK-16QAM y₁复本生成单元225将QPSK候补信号点乘法单元215和16QAM候补信号点乘法单元218的输出相加，生成复本信号。QPSK-16QAM y₂复本生成单元226将QPSK候补信号点乘法单元219和16QAM候补信号点乘法单元222的输出相加，生成复本信号。16QAM-QPSKy₁复本生成单元227将16QAM候补信号点乘法单元216和QPSK候补信号点乘法单元217的输出相加，生成复本信号。

16QAM-QPSK y₂复本生成单元228将16QAM候补信号点乘法单元220和QPSK候补信号点乘法单元221的输出相加，生成复本信号。16QAM-16QAM y₁复本生成单元229将16QAM候补信号点乘法单元216和16QAM候补信号点乘法单元218的输出相加，生成复本信号。16QAM-16QAMy₂复本生成单元230将16QAM候补信号点乘法单元220和16QAM候补信号点乘法单元222的输出相加，生成复本信号。

QPSK-QPSK平方欧几里德距离运算单元231使用接收信号y₁和y₂、QPSK-QPSK y₁复本生成单元223和QPSK-QPSK y₂复本生成单元224的输出，求平方欧几里德距离。这相当于求各个流的调制方式的组合为QPSK-QPSK的情况下的平方欧几里德距离，相当于进行式(7)中的|y₁-(h₁₁s_a+h₁₂s_b)|²+|y₂-(h₂₁s_a+h₂₂s_b)|²的运算。

同样地，QPSK-16QAM平方欧几里德距离运算单元232使用接收信号y₁和y₂、QPSK-16QAM y₁复本生成单元225和QPSK-16QAM y₂复本生成单元226的输出，求平方欧几里德距离。16QAM-QPSK平方欧几里德距离运算单元233使用接收信号y₁和y₂、16QAM-QPSK y₁复本生成单元227和16QAM-QPSK y₂复本生成单元228的输出，求平方欧几里德距离。16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234使用接收信号y₁和y₂、16QAM-16QAM y₁复本生成单元229和16QAM-16QAM y₂复本生成单元230的输出，求平方欧几里德距离。

QPSK-QPSK信号检测单元235，选择用于生成QPSK-QPSK平方欧几里德距离运算单元231求出的平方欧几里德距离中最小的平方欧几里德距离的候补信号点，输出所选择的候补信号点。同样地，QPSK-16QAM信号检测单元236，选择用于生成QPSK-16QAM平方欧几里德距离运算单元232的输出中最小的输出的候补信号点，输出所选择的候补信号点。

16QAM-QPSK信号检测单元237，选择用于生成16QAM-QPSK平方欧几里德距离运算单元233的输出中最小的输出的候补信号点，输出所选择的候补信号点。16QAM-16QAM信号检测单元238，选择用于生成16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234的输出中最小的输出的候补信号点，输出所选择的候补信号点。由此，能够进行对应了流的调制方式的组合的、基于MLD的信号检测。

由于实际上施加于流的调制方式的组合为一个，所以需要从信号检测单元235～238的输出中选择对应了流的调制方式的输出。信号选择单元210基于模式控制信号，选择对应了施加于流的调制方式的MLD运算的结果。例如，在对流#A和流#B分别施加QPSK和QPSK的调制方式的情况下，信号选择单元210选择QPSK-QPSK信号检测单元235的输出。

本实施方式中，关键是终端具备如下结构，即，使用对应了施加于MIMO流的调制方式的候补信号点生成复本信号。也就是说，关键是终端具备如下结构，即，在生成式(7)所示的复本信号的项h₁₁s_a+h₁₂s_b、h₂₁s_a+h₂₂s_b时，将对应了施加于MIMO流的调制方式的候补信号点代入候补信号点s_a、s_b。

例如，如本实施方式所示，如果终端具备将QPSK、16QAM的调制方式的候补信号点分别代入候补信号点s_a、s_b而求h₁₁s_a、h₁₂s_b、h₂₁s_a、h₂₂s_b的项的结构，则通过组合它们而进行加法运算，能够生成施加于流的调制方式不同的情况下的复本信号。就进行MLD运算来说，从如上求出的复本信号和接收信号求平方欧几里德距离，将生成使求出的平方欧几里德距离最小的平方欧几里德距离的候补信号点作为信号检测结果即可。

如上所述，MIMO-AMC***中，终端通过设置与施加于流的调制方式的组合对应的MLD运算单元，能够进行基于MLD的信号检测。

(实施方式2)

本实施方式以较简单的方法构成对应了MIMO-AMC***的MLD运算装置。本实施方式使基站中的施加于MIMO流的调制方式的信号点在各个调制方式公共化，从而简化接收装置中的MID运算装置。

本实施方式的多天线发送装置的一个形态采用如下结构，即，包括：映射单元，将在MIMO空间复用发送中从不同天线发送的数据，映射到在各个调制方式之间公共化后的信号点；以及发送单元，对由所述映射单元进行了相同或不同的调制方式的映射所获得的调制信号进行MIMO空间复用发送。

根据该结构，由于将信道编码后的码字映射到IQ(In-phase versusQuadrature)平面上的基带信号点的配置为在调制方式之间公共的信号点，所以在接收装置中，不需要准备对应已MIMO空间复用的信号的调制方式的组合而进行MLD运算的电路。例如，在使各个调制方式之间的信号点都公共化的情况下，MLD的候补信号点只有最大调制阶数的调制方式的信号点。因此，接收装置中必需的MLD电路，仅是进行最大调制阶数的调制方式的组合用的MLD运算的电路即可。其结果，在基于MIMO-AMC方式的通信***的接收装置中，能够削减所需的MLD运算电路的电路规模。

本实施方式的多天线接收装置的一个形态采用如下结构，即，包括：接收单元，由多个天线接收从多天线发送装置发送的空间复用信号；信道估计单元，估计所述空间复用信号通过的通信路径的状况；以及MLD运算单元，使用所述信道估计单元估计出的信道估计值，并仅将在各个调制方式之间公共化后的信号点用作候补信号点，进行MLD运算。

根据上述形态，能够在MIMO-AMC***中简化接收装置的MLD运算电路的规模。

以下使用附图详细说明本实施方式。

图8表示本实施方式的基站的结构，图9表示本发明的实施方式的终端的结构。作为一例，本实施方式中利用的调制方式为QPSK、16QAM。而且，作为一例，MIMO空间复用数为2。另外，在本实施方式中，对具有与图1的结构同样的功能的部分，附加了相同的名称和标号。首先叙述本实施方式的结构。

图8中，基站400输入信息代码。串并行变换单元101进行将输入的信息代码从串行改换排列为并行的处理。串并行变换单元101，例如，将在某个时间所输入的信息代码输出到编码单元102，将在下一个时间所输入的信息代码输出到编码单元103。这样，串并行变换单元101将信息代码从串行改换排列为并行。

各个编码单元102、103对输入的信息代码进行信道编码。信道编码中使用块码、卷积码等即可。另外，编码单元102、103能够进行多个编码率的信道编码，由自适应调制控制单元113控制以哪一个编码率进行信道编码。

公共信号点映射单元401、402对信道编码后的码字进行映射。本实施方式中的码字的映射如图10的(b)或图10的(d)所示。

在由公共信号点映射单元401、402进行图10的(b)所示的映射的情况下，如果施加于流的调制方式为QPSK，则映射到与输入的码字对应的QPSK的信号点。例如，如果输入的码字为[01]，则映射到

如果施加于流的调制方式为16QAM，则映射到与输入的码字对应的16QAM的信号点。例如，如果输入的码字为[0010]，则映射到

在公共信号点映射单元401、402进行图10的(d)所示的映射的情况下，也进行同样的操作。

这样，编码单元102、103的输出被映射到IQ平面，公共信号点映射单元401、402的输出成为基带信号点。另外，公共信号点映射单元401、402对编码单元102、103的输出进行的映射的调制方式，由自适应调制控制单元113控制。

帧生成单元106、107生成如图2所示的帧。也就是说，在时间1，帧生成单元106将前置码信号***到流#A，帧生成单元107将零信号***到流#B。这里，作为前置码信号使用M序列等。

另外，零信号表示无信号。在时间2，将信道估计用导频信号***到流#A。导频信号为被映射到图10的(b)或图10的(d)所示的导频信号点的信号。

在时间2，将零信号***到流#B。在时间3，将零信号***到流#A，将信道估计用导频信号***到流#B。在时间4、5、6、7，分别将流#A调制方式通知信号、流#B调制方式通知信号、流#A编码率通知信号、流#B编码率通知信号***到流#A，将零信号***到流#B。

在时间8以后，帧生成单元106、107对各个流***相当于流长度的调制信号。另外，自适应调制控制单元113控制由帧生成单元106、107***的调制方式通知信号和编码率通知信号，以使它们成为对应了各个流的信号。

由帧生成单元106、107生成的帧为基带信号，所以无线单元108将该帧变换为通信中使用的频带的连续波形。也就是说，无线单元108对基带信号进行滤波处理，变换为模拟波形之后，上变频为在通信中使用的频带的信号。

功率控制单元109、110控制无线单元108的输出的功率。自适应调制控制单元113决定该输出功率。另外，无线单元108的输出信号的功率受到控制，以使其在各个流之间大致相等。将这样生成的信号，从天线单元111、112进行空间复用发送。

接下来，说明图9的终端500的结构。终端500通过MLD，检测接收到的空间复用信号中包含的各个流的信号。首先，无线单元203将接收帧变换为终端所处理的频带的信号。然后，无线单元203在变换后的帧中取得前置码信号的滑动相关，检测相关值为峰值的时间作为同步定时。如上所述，无线单元203取得接收帧的同步。

信道估计单元208使用接收帧中的信道估计用导频信号，估计接收帧所受到的信道变动。信道估计的方法如式(3)、式(5)所示，由此获得信道估计值。

映射选择单元502从接收帧所包含的流#A、流#B的调制方式通知信号，获得施加于帧的调制方式的信息。映射选择单元502从调制方式的信息，决定在16QAM-16QAM MLD运算单元501使用的候补信号点。

16QAM-16QAM MLD运算单元501，对所有的16QAM信号点的组合求式(7)所示的平方欧几里德距离。也就是说，16QAM-16QAM MLD运算单元501，将所有的16QAM调制方式的候补信号点的组合的候补信号点代入式(7)中的s₁、s₂，求平方欧几里德距离。

这里，由于通过基站400的公共信号点映射单元401、402对各个调制方式的基带信号点进行了公共化，所以从与施加于帧的调制方式对应的候补信号点求出的平方欧几里德距离为希望求出的平方欧几里德距离。例如，如果施加于接收帧的调制方式为16QAM，16QAM-16QAM MLD运算单元501使用所有的候补信号点的组合而运算平方欧几里德距离，将生成在其中为最小的平方欧几里德距离的候补信号点作为信号检测结果即可。

另一方面，如果施加于接收帧的调制方式为QPSK，16QAM-16QAMMLD运算单元501在16QAM的基带信号点中，选择相当于QPSK的信号点的基带信号点。然后，16QAM-16QAM MLD运算单元501使用对选择出的该信号点的平方欧几里德距离来运算平方欧几里德距离，将生成在其中为最小的平方欧几里德距离的候补信号点作为信号检测结果。

再次说明图9。流质量测量单元211测量检测出的流的质量，将测量结果反馈给基站400。这里，流的质量表示流的接收状况，使用例如SINR(Signalto Interference and Noise power Ratio)和检波后的信号功率等。为了对应MIMO-AMC，终端500将测量出的流的接收质量信息反馈给基站400。为此，终端500构成包含测定出的流的接收质量信息的帧，将其反馈给基站400。

帧生成单元215生成包含流质量信息的帧。流质量通知帧的结构如图6(a)所示。流质量通知帧中，在时间1***了前置码信号。在时间2，***了用于流质量通知帧的信道估计用导频信号。在时间3、时间4，***了流#A、流#B的质量通知信号(接收质量信息)。

流质量通知帧通过无线单元203变换为无线信号，从天线单元201反馈给基站400。图9所示的终端的结构中，以不对流质量通知帧进行MIMO空间复用而进行反馈的情况为例，但是也可以利用MIMO空间复用而将流质量反馈给基站。但是，此时需要使流质量通知帧成为对应于MIMO空间复用的帧。图6的(b)表示此时的帧结构的一个例子。

使用图6的(b)，对使用MIMO空间复用反馈流质量的情况下的、流质量通知帧的结构例进行说明。在时间1，将前置码信号***到流#A。在时间2，将信道估计用的导频信号***到流#A，在时间3，将信道估计用的导频信号***到流#B。在时间4，***用于通知流#A和流#B的接收质量的信号。

接下来，说明在基站400中进行的、对应了终端500的接收质量的自适应调制。

基站400接收从终端500反馈的流质量通知帧，基于该流质量通知帧进行自适应调制。自适应调制控制单元113具有使流质量与调制方式和编码率关联对应的表格。自适应调制控制单元113使用该表格控制自适应调制。

也就是说，将记载于表格中的调制方式和编码率预先设为与流质量对应而提高传输效率的组合。例如，如图13所示，对应于接收流的SINR，将信道编码的编码率、调制方式和发送功率预先设为提高传输效率的组合即可。

自适应调制控制单元113控制编码单元102和103以及公共信号点映射单元401和402，以使它们利用与接收到的流质量信号对应的编码率和调制方式进行信道编码和映射。另外，自适应调制控制单元113控制帧生成单元106和107，以使流#A、流#B的调制方式通知信号和编码率通知信号成为对应于所发送的帧的信号。

基站400将如上所述地生成的帧变换为无线信号，并将其发送。以下，同样地，终端500接收基站400发送的帧，进行与上述同样的接收操作。

另外，基站的结构并不限于图8的结构，也可以采用图11所示的结构。在采用图11所示的基站600的结构时，也能够与图8的结构同样地将各个调制方式的基带信号点配置公共化。

这里，图11所示的基站600具有类似于图3所示的基站300的结构。但是，本实施方式的基站600与图3的基站300的明显的不同在于，与进行映射的原信号点相乘的系数。在基站300，为了将原信号点进行归一化，对原信号点乘以归一化系数。

与此相对，本实施方式的基站600，为了将基带信号点公共化，由公共化系数乘法单元601、602，对原信号点乘以公共化系数。此时进行乘法运算的系数为图10的(a)、图10的(c)所示的公共化系数。通过对图10的(a)、图10的(c)所示的原信号点乘以公共化系数，获得图10的(b)、图10的(d)所示的基带信号点配置。由此，在利用基站600时也能够与基站400同样地将各个调制方式的基带信号点配置公共化。

以上为本实施方式的结构。

接下来，叙述本实施方式中的重要部分。

在本实施方式中，关键是使进行MIMO空间复用传输时的施加于发送流的映射的信号点，在调制方式之间公共化。例如，如图10的(b)、图10的(d)所示，使QPSK用的映射信号点与16QAM用的映射信号点公共化。

另外，这里所述的使映射的信号点公共化，并不意味着使原信号点公共化。如图10的(b)所示，在使用原信号点的情况下，进行映射以使对原信号乘以公共化系数后的基带信号点被公共化。然后，本实施方式的基站，将使用公共化后的基带信号点施加了映射的流发送。通过使用这样公共化后的基带信号点进行映射，在终端进行的MLD运算中，能够公共化有必要求取的平方欧几里德距离。

接下来，说明在基站中公共化了基带信号点的情况下的、在终端进行的MLD运算的细节。

终端500接收对公共化后的基带信号点施加了映射的流。图12表示终端500中的16QAM-16QAM MLD运算单元501的结构。在16QAM-16QAM MLD运算单元501中进行基于MLD的信号检测时，进行如下操作。

16QAM-16QAM MLD运算单元501，从无线单元203输入接收信号y₁、y₂。另外，16QAM-16QAM MLD运算单元501，使用由信道估计单元208获得的信道估计值h₁₁、h₁₂、h₂₁、h₂₂，生成接收信号的复本。这里生成的接收信号的复本仅是使用16QAM调制的映射的复本。

具体说明如下。由16QAM候补信号点乘法单元216，对信道估计值h₁₁乘以用于16QAM调制的映射的信号点。16QAM候补信号点乘法单元216的输出为式(7)中的h₁₁s_a。但是，16QAM调制的候补信号点s_a有16种，所以16QAM候补信号点乘法单元216的输出h₁₁s_a也存在16种。以下，为了表示该16种输出h₁₁s_a，将h₁₁s_a记述为h₁₁s_i(i＝1，2，...，16)。s_i是用于表示16QAM调制方式的16种候补信号点的变量。

同样地，16QAM候补信号点乘法单元218、220、222，分别对信道估计值h₁₂、h₂₁、h₂₂乘以16种16QAM候补信号点。16QAM候补信号点乘法单元220的输出为h₂₁s_i，16QAM候补信号点乘法单元218、222的输出分别为h₁₂s_j、h₂₂s_j(j＝1，2，...，16)。16QAM-16QAM y₁复本生成单元229、16QAM-16QAM y₂复本生成单元230分别使用h₁₁s_i、h₁₂s_j、h₂₁s_i、h₂₂s_j，生成接收信号的复本。16QAM-16QAM y₁复本生成单元229生成式(8)所示的接收信号复本，16QAM-16QAM y₂复本生成单元230生成式(9)所示的接收信号复本。

y_1，i，j＝h₁₁s_i+h₁₂s_j(i，j＝1，2，…16)    .........(8)

y_2，i，j＝h₂₁s_i+h₂₂s_j(i，j＝1，2，…16)    .........(9)

16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234，基于16QAM-16QAMy₁复本生成单元229和16QAM-16QAM y₂复本生成单元230的输出、以及接收信号y₁和y₂，运算平方欧几里德距离。求得的平方欧几里德距离如式(10)所示。

E_i，j＝|y₁-y_1，i，j|²+|y₂-y_2，i，j|²(i，j＝1，2，…16)  .........(10)

16QAM-16QAM信号检测单元503进行接收信号的检测。这里，如下所示地进行信号检测。16QAM-16QAM信号检测单元503，从16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234输入平方欧几里德距离。16QAM-16QAM信号检测单元503，将生成所输入的平方欧几里德距离中为最小的平方欧几里德距离的候补信号点的组合作为检测结果输出。但是，候补信号点的组合意味着s_i、s_j的组合，在16QAM调制方式和16QAM调制方式的组合的情况下，候补信号点的组合存在256(＝16×16)种。

这里，由映射选择信号控制所使用的平方欧几里德距离。例如，在基站中施加的调制方式的组合为16QAM调制方式和16QAM调制方式的情况下，作为平方欧几里德距离，使用由16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234求出的所有的平方欧几里德距离即可。

另一方面，在基站中施加的调制方式的组合中包含QPSK的情况下，对所使用的平方欧几里德距离进行稀疏。例如，考虑使用图10(b)所示的基带信号点进行了映射的情况。如果将图10(b)所示的QPSK的四个基带信号点[00]、[01]、[10]、[11]分别设为s₁、s₂、s₃、s₄，则16QAM-16QAM信号检测单元503对使用除此之外的12点运算出的平方欧几里德距离进行稀疏后，进行信号检测。

对于从QPSK的候补信号点生成的平方欧几里德距离而言，其等于从与16QAM调制对应的候补信号点中的s₁、s₂、s₃、s₄求出的平方欧几里德距离。因此，在由16QAM-16QAM平方欧几里德距离运算单元234求出的平方欧几里德距离中，将与从s₁、s₂、s₃、s₄求出的平方欧几里德距离对应的平方欧几里德距离，作为从QPSK调制的候补信号点求出的平方欧几里德距离即可。

由于使16QAM的基带信号点和QPSK的基带信号点公共化，所以能够将使用16QAM的基带信号点运算出的平方欧几里德距离，作为与QPSK的基带信号点对应的平方欧几里德距离来使用。因此，在基站中施加的调制方式的组合中包含QPSK的情况下，在16QAM基带信号点中，对使用没有与QPSK的基带信号点公共化的信号点运算出的平方欧几里德距离进行稀疏。

换而言之，在施加于流的调制方式为QPSK的情况下，将使用s₁、s₂、s₃、s₄运算出的平方欧几里德距离用于MLD运算中即可。例如，在施加于流#A的调制方式为QPSK，施加于流#B的调制方式为16QAM的情况下，求以下的平方欧几里德距离即可。

E_i，j＝|y₁-y_1，i，j|²+|y₂-y_2，i，j|²(i＝1，2，3，4，j＝1，2，…16)  (11)

式(11)中，i对应于流#A，j对应于流#B。这样，在16QAM调制方式的信号点中，使用信号点为QPSK调制方式的信号点来求平方欧几里德距离即可。

16QAM-16QAM信号检测单元503，输出用于生成在进行了稀疏后的平方欧几里德距离中为最小的平方欧几里德距离的候补信号点的组合作为检测结果。

从上可知，即使在采用了QPSK作为施加于MIMO流的调制方式的情况下，也能够通过仅使用与16QAM调制方式的候补信号点的MLD运算电路，实现对应QPSK调制方式的MLD运算。

如上所述，本实施方式中，由于在基站中使用将各个调制方式的基带信号点公共化后的信号点进行映射，所以在终端仅需要运算与16QAM调制方式对应的平方欧几里德距离。

根据本实施方式，能够获得以下效果。

由于使在基站进行MIMO空间复用发送时的、施加于发送流的调制方式的信号点公共化，所以与不在调制方式之间公共化信号点的情况相比，能够削减终端中的MLD的运算量。

也就是说，由于公共化了各个调制方式的信号点，所以在终端进行MLD运算时，能够将对于公共化后的信号点的平方欧几里德距离公共化。通过公共化平方欧几里德距离，不必对每个调制方式求平方欧几里德距离，所以与不在调制方式之间公共化信号点的情况相比，能够削减MLD的运算规模。

如上所述，本实施方式中，在使用MIMO-AMC方式的通信***中，在各个调制方式之间进行了基带信号点的公共化。本实施方式中，使用公共化后的基带信号点配置进行映射。由于在各个调制方式之间将基带信号点公共化，所以在接收装置中不需要准备对应调制方式的组合进行MLD运算的结构。在本实施方式的结构中，进行MLD运算的结构对应最大调制阶数的调制方式的组合即可。因此，通过采用本实施方式的结构，能够削减接收装置中的MLD运算单元的电路规模。

另外，本实施方式中，作为码字和信号点的对应关系，示出了一例使用图10的(b)、图10的(d)所示的对应关系的情况，但是码字和信号点的对应关系并不限于此，关健是，在各个调制方式之间公共化基带信号点即可。

另外，本实施方式中，作为一例示出了MIMO空间复用数为2的情况，但是MIMO空间复用数并不限于2。

(实施方式3)

实施方式2中，以简易的结构提供了使用MIMO-AMC方式的调制***中的MLD运算装置。实施方式2中，通过将施加于各个流的调制方式的基带信号点配置公共化，公共化了接收装置中进行的MLD运算的结构。

本实施方式涉及控制发送帧的发送功率的通信***。在控制发送帧的发送功率的通信***中进行基带信号点的公共化的情况下，需要在接收装置中实现MLD运算的公共化，并且进行信号点的公共化，以不对通信***造成恶劣影响。

图14表示使用图10所示的基带信号点进行了调制的信号的平均功率。图14的(a)表示使用图10的(b)、(d)的信号点的情况下的流#A的调制信号中包含的、导频信号和16QAM调制信号的平均发送功率。这里的导频信号和16QAM调制信号，由于公共化系数没有变化而平均发送功率一致，所以没有什么特别的问题。

但是，在使用了图10的(b)所示的QPSK的信号点的情况下，公共化系数大于归一化系数，所以如图14的(b)所示，流#B的调制信号的平均功率为导频信号的9/5倍。于是，如果将QPSK调制信号的发送功率抑制到与流#A的16QAM调制信号相等的电平，则如图14的(c)所示，同一帧的导频信号的发送功率也被抑制到5/9倍。这里，如果导频信号的发送功率较小，则在接收装置中无法获得足够精度的信道估计值，从而导致接收特性的劣化。

另一方面，在使用了图10的(d)所示的QPSK的信号点的情况下，公共化系数小于归一化系数，所以如图14的(d)所示，流#B的调制信号的平均功率为导频信号的1/5倍。此时，如果为了避免QPSK信号的CNR(Carrier toNoise power Ratio：载波与噪声功率之比)变低而使QPSK调制信号的发送功率为与流#A的16QAM调制信号相等的电平(level)，则如图14的(e)所示，导频信号的发送功率为5，发送装置所需的功率控制装置的放大电平的动态范围增大。例如，如图15所示，具有将导频信号无失真地放大的特性的放大装置，需要将放大电平的动态范围设置得较宽。因此，发送装置中的放大装置的成本提高。

根据以上事实，在使用MIMO-AMC方式的通信***中，期望如下的信号点公共化，即，在接收装置中实现MLD运算结构的公共化，并且不对通信***造成恶劣影响。

本实施方式鉴于上述情况而形成，在进行信号点的公共化时，使各个调制方式之间的平均发送功率相等或者为同等程度的大小。由此，能够使用不使调制信号的CNR劣化且不使导频信号的接收特性劣化的、放大电平的动态范围较小的功率控制装置，进行发送帧的功率控制。

以下使用附图说明本实施方式。

在对与图8的对应部分附加相同标号而表示的图16中，表示本实施方式的基站的结构。基站700中的公共信号点映射单元701、702的结构与图8中已说明的基站400不同。以下说明公共信号点映射单元701、702中的基带信号的映射。

图17、图18和图19表示由公共信号点映射单元701、702进行的映射。图17表示BPSK调制方式的基带信号的映射，图18表示QPSK调制方式的基带信号的映射，图19表示16QAM调制方式的基带信号的映射。

使用图19所示的16QAM调制方式的基带信号点进行映射的情况下，基带电平的平均功率为1。图17的(a)～(d)和图18的(a)、(b)表示，将BPSK、QPSK调制方式的基带信号点与16QAM的信号点公共化，以与该16QAM调制方式的基带电平的平均功率相等。这些基带信号的基带电平下的平均功率都为1。

公共信号点映射单元701、702使用这些信号点进行映射。另外，图17～图19中还表示对应于如下结构的信号点，即，像基站600(图11)那样，通过对原信号点乘以公共化系数，生成基带信号。例如，为了获得图17的(a)所示的BPSK的基带信号，对图17的(a)所示的原信号点乘以公共化系数即即可。在这样通过对原信号点乘以公共化系数来生成基带信号的结构中，也能够使用本实施方式的映射。

本实施方式中的重要之处如下所述。

为了削减终端中的MLD的运算规模，在基站中将各个调制方式之间的基带信号点公共化时，使各个调制方式之间的平均发送功率和导频信号的发送功率相等。

例如，如图20所示，将BPSK、QPSK、16QAM的基带信号点公共化。此时，BPSK、QPSK、16QAM的基带电平的平均发送功率是1。而且，导频信号的基带电平的发送功率也是1。

如果这样将信号点公共化，则终端仅具有用于求对流#A和流#B适用了16QAM调制方式时的平方欧几里德距离的结构即可。例如，在对流#A适用了BPSK调制方式，对流#B适用了QPSK调制方式的情况下，作为在终端用于MLD运算的平方欧几里德距离，使用下式的平方欧几里德距离即可。

E_i，j＝|y₁-y_1，i，j|²+|y₂-y_2，i，j|²(i＝8，9，j＝3，5，12，14)  (12)

其中，这里的i、j对应于图20所示的信号点s_i、s_j的i、j。

根据本实施方式，能够获得以下效果。

由于基站中将各个调制方式之间的基带信号点公共化，所以与实施方式2同样地，在终端中进行基于MLD的空间复用信号的检测时，能够将需要求取的平方欧几里德距离公共化，能够削减MLD的运算规模。此时的MLD运算的细节与实施方式2同样。

另外，以使各个调制方式之间的平均发送功率与导频信号的发送功率相等进行基带信号点公共化，所以在控制了发送帧的功率的情况下，在导频信号和调制信号之间不会发生发送功率差。由此，能够使用不使调制信号的CNR劣化且不使导频信号的接收特性劣化的、放大电平的动态范围较小的功率控制装置，进行发送帧的功率控制。

(实施方式4)

实施方式2和3中，通过在MIMO-AMC***中，基站将各个调制方式的基带信号点公共化，从而简化在终端进行的、基于MLD的空间复用信号的检测的结构。

本实施方式中，通过在MIMO-AMC***中，基站变更各个调制方式之间的导频信号的映射，从而简化在终端进行的、基于MLD的空间复用信号的检测的结构。

以下使用附图详细说明本实施方式。

在对与图8的对应部分附加相同标号而表示的图21中，表示本实施方式的基站的结构。

基站800输入信息代码。串并行变换单元101进行将输入的信息代码从串行改换排列为并行的处理。串并行变换单元101，例如，将在某个时间输入的信息代码输出到编码单元102，将在下一个时间输入的信息代码输出到编码单元103。串并行变换单元101这样将信息代码从串行改换排列为并行。

各个编码单元102、103对输入的信息代码进行信道编码。信道编码中使用块码、卷积码等即可。另外，编码单元102、103能够进行多个编码率的信道编码，由自适应调制控制单元805控制以哪一个编码率进行信道编码。

映射单元104、105对信道编码后的码字进行映射。这里所进行的映射为，将编码后的代码映射到所选择的调制方式的基带信号点的处理。另外，映射单元104、105具有多种调制方式的映射图案，由自适应调制控制单元805控制选择哪一种调制方式。

映射单元104、105施加的对基带信号点的映射为，在图22A、图22B、图23A、图23B、图24中的“基站发送基带信号点”的栏所示的映射。图22A、图22B、图23A、图23B、图24表示各个调制方式的基带信号点和与其对应的导频信号点。图22A和图22B的(a)～(h)表示BPSK调制的基带信号点和与其对应的导频信号点，图23A和图23B的(a)～(h)表示QPSK调制的基带信号点和与其对应的导频信号点，图24表示16QAM调制的基带信号点和与其对应的导频信号点。但是，图22A、图22B、图23A、图23B、图24的基带信号点表示多个例子。实际上，映射单元104、105施加的各个调制方式的映射被决定为图22A、图22B、图23A、图23B、图24所示的映射中的任一个。

例如，BPSK调制的映射被决定为图22A和图22B的(a)～(h)中的任一个。同样地，QPSK调制的映射被决定为图23A和图23B的(a)～(h)中的任一个。映射单元104、105使用上述对每个调制方式决定的一个映射图案，对基带信号点进行映射。

导频信号生成单元803、804生成与调制方式对应的导频信号。由自适应调制控制单元805控制生成与哪一个调制方式对应的导频信号。导频信号生成单元803、804生成的导频信号是与映射单元104、105中施加的调制方式对应的导频信号。

这里，导频信号生成单元803、804生成的导频信号如图22A、图22B、图23A、图23B、图24所示。图22A、图22B、图23A、图23B、图24中，除了各个调制方式的基带信号点之外，还表示了与各个调制方式对应的导频信号点。

图22A和图22B的(a)～(h)表示与BPSK调制对应的导频信号点。图23A和图23B的(a)～(h)表示与QPSK调制对应的导频信号点。图24表示与16QAM调制对应的导频信号点。但是，图23A、图24B中的

为

另外，与映射单元104、105同样地，导频信号生成单元803、804中，与各个调制方式对应的导频信号也被决定为图22A、图22B、图23A、图23B、图24所示的导频信号中的任一个。

例如，与BPSK调制对应的导频信号被决定为图22A和图22B的(a)～(h)中的任一个。同样地，QPSK调制的映射被决定为图23A和图23B的(a)～(h)中的任一个。导频信号生成单元803、804中，生成上述对每个调制方式决定的一个导频信号。

帧生成单元801、802生成如图2所示的帧。首先，在时间1，将前置码信号***到流#A的帧，将零信号***到流#B的帧。在时间2，将信道估计用的导频信号***到流#A，将零信号***到流#B。这里所***的信道估计用的导频信号为由导频信号生成单元803生成的导频信号。

在时间3，将零信号***到流#A，将信道估计用导频信号***到流#B。这里所***的信道估计用的导频信号为由导频信号生成单元804生成的导频信号。在时间4，***用于将施加于流#A的调制方式通知给接收装置的信号。在时间5，***用于将施加于流#B的调制方式通知给接收装置的信号。

在时间6，***用于通知施加于流#A的信道编码的编码率的信号。在时间7，***用于通知施加于流#B的信道编码的编码率的信号。在时间8以后，***通过流#A、流#B发送的调制信号。这里，从自适应调制控制单元805获得施加于流#A、流#B的调制方式和信道编码的编码率的信息。帧生成单元801、802如上述那样生成发送帧。

无线单元108将通过帧生成单元106、107生成的帧，变换为通信***中使用的无线频带的无线信号。功率控制单元109、110将通过无线单元108生成的无线信号，变换为其功率相当于发送功率的的无线信号。自适应调制控制单元805控制这里的功率的变换，以使流#A和流#B的发送功率相等。

这里，自适应调制控制单元805控制编码单元102和103、映射单元104和105、帧生成单元801和802、导频信号生成单元803和804、以及功率控制单元109和110。进行如下控制。首先，自适应调制控制单元805输入从接收装置反馈的流质量通知帧。这里，流质量通知帧中包含表示接收装置中的接收流的质量的参数。作为接收流的质量，例如使用各个流的SINR(Signalto Interference and Noise power Ratio)和接收功率等。

自适应调制控制单元805基于该流质量通知帧，获得接收装置中的接收流的质量信息。自适应调制控制单元805具有使流质量与调制方式、编码率和发送功率关联对应的表格。自适应调制控制单元805使用该表格控制自适应调制。也就是说，将记载于表格中的调制方式、编码率和发送功率预先设为与流质量对应而提高传输效率的组合。

图13表示表格的一例。自适应调制控制单元805基于图13所示的表格，决定与接收到的流质量信号对应的编码率、调制方式和发送功率，控制编码单元102和103、映射单元104和105以及功率控制单元109和110以使它们对应于所决定的编码率、调制方式和发送功率。

另外，自适应调制控制单元805控制导频信号生成单元803、804，以使它们生成与流#A、流#B的调制方式对应的导频信号。另外，自适应调制控制单元805控制帧生成单元801、802，以使它们将由导频信号生成单元803、804生成的导频信号用于帧。同时，自适应调制控制单元805控制帧生成单元801和802，以使流#A、流#B的调制方式通知信号和编码率通知信号成为对应于要发送的帧的信号。

天线单元111、112对从功率控制单元109、110输出的发送信号进行空间复用发送。

本实施方式中的重要之处如下所示。

为了简化在终端进行的基于MLD的空间复用信号的检测，如本实施方式所示，关键是基站使各个调制方式的导频信号的信号点配置不同。此时的各个调制方式的导频信号的信号点配置，如图22A、图22B、图23A、图23B、图24的“基站发送基带信号点”的栏中的△所示。

以下说明在以这样的信号点配置发送导频信号的情况下的、终端中的接收操作。接收到从基站发送的导频信号后，终端以接收到的导频信号为基准，接收随后的信号。在将接收到的导频信号作为基准点的情况下，终端使所有的调制方式中基准点相同。本实施方式以将终端中的基准点设为(1，0)的情况为例，进行说明。

例如，如图22A的(a)的“基站发送基带信号点”的栏所示，将导频信号设为

并将BPSK调制方式的基带信号点设为(1，0)、(-1，0)。说明此时在终端中如何识别导频信号点和BPSK调制信号点。终端中，如图22A的(a)的“终端接收基带信号点”的栏所示，将接收到的导频信号设定为(1，0)的基准点。此时，在终端侧，如图22A的(a)的“终端接收基带信号点”的栏所示，对应于基准点的BPSK调制信号的相对位置为

的信号点。

同样地，如图24的“基站发送基带信号点”的栏所示，基站发送与16QAM调制方式对应的导频信号和16QAM调制信号。说明此时在终端中如何识别导频信号点和16QAM调制信号点。基站发送(1，0)作为导频信号，在终端中将接收到的导频信号作为基准点(1，0)的情况下，与其对应的16QAM调制信号的基于基准点的相对的信号点配置，如图24的“终端接收基带信号点”所示。

这里，终端中的BPSK调制方式的信号点配置与16AM调制方式的信号点配置被公共化。此时，在终端进行的MLD运算中，BPSK调制方式的候补信号点的平方欧几里德距离，可与16QAM调制方式的候补信号点的平方欧几里德距离公共化。作为BPSK调制方式的平方欧几里德距离，使用图22A的(a)的“终端接收基带信号点”所示的候补信号点的平方欧几里德距离即可。由此，简化MLD运算的结构。其效果与实施方式2和3一样。

此外，在使用图22A和图22B的(b)～(h)、图23A和图23B的(a)～(h)所示的信号点的导频信号、BPSK调制信号、QPSK调制信号进行发送时也是同样的。对于在使用这样的信号点进行发送的情况下终端中如何识别各个调制方式的信号点而言，如图22A和图22B的(b)～(h)、图23A和图23B的(a)～(h)中对应的“终端接收基带信号点”的栏所示那样识别。

此时终端中的BPSK调制方式的接收基带信号点、以及QPSK调制方式的接收基带信号点与16QAM调制方式的接收基带信号点被公共化。因此，在终端进行的MLD运算中，BPSK调制方式的候补信号点的平方欧几里德距离、以及QPSK调制方式的候补信号点的平方欧几里德距离，可与16QAM调制方式的候补信号点的平方欧几里德距离公共化。

作为BPSK调制方式的平方欧几里德距离、以及QPSK调制方式的平方欧几里德距离，使用图22A和图22B的(b)～(h)、图23A和图23B的(a)～(h)的“终端接收基带信号点”所示的候补信号点的平方欧几里德距离即可。由此，简化MLD运算的结构。其效果与实施方式2和3是同样的。

在图22A、图22B、图23A、图23B、图24中，基站如图22A的(a)所示地发送对应BPSK调制方式的导频信号和BPSK调制信号，如图23A的(a)所示地发送对应QPSK调制方式的导频信号和QPSK调制信号，如图24所示地发送对应16QAM调制方式的导频信号和16QAM调制信号的情况下，终端中的各个调制信号的信号点如图20所示那样被接收。因此，由于各个调制方式的信号点被公共化，所以与实施方式2和3同样地能够简化MLD运算。

如上所述，关键是基站中要发送的导频信号与调制信号之间的相对位置关系。由于终端中将导频信号作为基准点，所以在基站中，将对应导频信号的调制信号的相对位置在各个调制方式之间进行公共化即可。这样，因为在终端接收被公共化的各个调制方式的信号点，所以能够简化在终端进行的MLD运算。

(实施方式5)

本实施方式涉及在MIMO-AMC***中利用的调制方式除了BPSK、QPSK、16QAM调制方式以外，还利用8QSK、64QAM等调制阶数更高的调制方式的情况。本实施方式的目的在于，简化在终端变大的MLD运算的结构。

与实施方式3同样地，本实施方式通过进行各个调制方式之间的信号点的公共化，简化在终端进行的MLD运算。此时，在使用各个调制方式之间公共化后的信号点时，使平均发送功率为与导频信号的发送功率相等或者同等程度的大小。由此，能够使用不使接收端的调制信号的CNR劣化且不使导频信号的接收特性劣化的、而且放大电平的动态范围较小的功率控制装置，进行发送帧的功率控制。

本实施方式的基站的结构与实施方式3相同。因此，使用图16所示的基站700说明本实施方式的基站的结构。但是，这里与实施方式3相比，明确的不同是各个调制方式之间的信号点配置。本实施方式中，将各个调制方式之间的一部分信号点公共化，以使各个调制方式的平均发送功率与导频信号的发送功率为同等程度。图25表示本实施方式采用的调制方式的信号点配置。

如下所述，进行QAM调制方式的信号点的公共化。首先，以16QAM调制方式和64QAM调制方式的情况为例进行说明。如图25所示，作为16QAM调制方式和64QAM调制方式的信号点的公共化，在

$(7/\sqrt{42},-7/\sqrt{42}),(-7/\sqrt{42},7/\sqrt{42}),(-7/\sqrt{42},-7/\sqrt{42})$ 的四点上，将各个调制方式的最大振幅点公共化。以该最大振幅点的信号点为基准，决定16QAM和64QAM的信号点配置。这样，在QAM调制方式的组合中将信号点公共化的情况下，将QAM调制方式的四个最大振幅点公共化。

如下所述，进行PSK调制方式的信号点的公共化。首先，以BPSK、QPSK、8PSK的调制方式的情况为例进行说明。如图25所示，将BPSK、QPSK、8PSK的调制方式的信号点公共化。BPSK、QPSK、8PSK的信号点之间的相位角都是π/8的递倍，所以它们都可以公共化。

例如，终端(发送端)利用BPSK、QPSK、8PSK的调制方式中的任一种调制方式进行发送的情况下，基站(接收端)仅对8PSK的调制方式进行MLD运算即可。

另外，即使在终端(发送端)利用BPSK、QPSK的调制方式进行发送，且在基站(接收端)不包括用于8QSK的调制方式的MLD运算单元的情况下，通过使用QPSK调制方式的信号点发送BPSK调制方式的信号点，基站仅进行QPSK调制方式的MLD运算即可。

另外，即使在调制方式的相位角不是π/8的状况下，也在PSK调制方式的组合中使信号点公共化的情况下，由于至少能够使一个信号点公共化，所以能够削减MLD运算量。

另外，如下所述，进行QAM调制方式和PSK调制方式的组合的信号点的公共化。首先，以QPSK调制方式和64QAM调制方式为例进行说明。如图25所示，在 $(5/\sqrt{42},5/\sqrt{42}),(5/\sqrt{42},-5/\sqrt{42}),(-5/\sqrt{42},5/\sqrt{42}),(-5/\sqrt{42},-5/\sqrt{42})$ 的四点上，使QPSK调制方式和64QAM调制方式的信号点公共化。由此，在使QAM调制方式和PSK调制方式的信号点公共化的情况下，至少能够使一个信号点公共化。

也有像本实施方式那样的能够使多个信号点公共化的情况。

图25是一例如上所述使各个调制方式之间的信号点公共化的情况。但是，进行信号点的公共化时，需要使各个调制方式的平均发送功率与导频信号的发送功率为相同程度。在像本实施方式那样将信号点公共化的情况下，各个调制方式的平均发送功率如表2所示。

[表2]

另外，在使用图25所示的信号点配置进行发送的情况下，由于候补信号点为80点，所以在两个流传输的情况下，只要具有用于处理80×80(＝6400)的候补信号点的MLD运算的结构即可。图26表示进行该MLD运算的结构。

图26中，候补信号点乘法单元901、902、903、904将信道估计值与候补信号点相乘。本实施方式中，对80点的候补信号点进行与信道估计值的乘法运算。这些候补信号点乘法单元901、902、903、904中的运算相当于式(8)中的h₁₁s_i、h₁₂s_j、h₂₁s_i、h₂₂s_j(i，j＝1，2，...，80)的运算。s_i、s_j可取80点的候补信号点的值。

y₁复本生成单元905、y₂复本生成单元906使用来自候补信号点乘法单元901、902、903、904的输出，生成复本信号。y₁复本生成单元905中的运算相当于式(8)，y₂复本生成单元906中的运算相当于式(9)。

平方欧几里德距离运算单元907使用来自复本生成单元905、906的输出，求相当于式(10)的平方欧几里德距离。

信号检测单元908从映射选择信号，获得施加于各个流的调制方式的信息。信号检测单元908，在平方欧几里德距离运算单元907求出的平方欧几里德距离中，选择使用了与施加于各个流的调制方式对应的候补信号点的平方欧几里德距离。信号检测单元908，选择用于生成在对应于对各个流施加的调制方式的平方欧几里德距离中为最小的平方欧几里德距离的候补信号点的组合。

如上所述进行本实施方式的MLD运算。这里，表3表示在MLD运算中需要求取的平方欧几里德距离的数量。

[表3]

表3中表示对于施加于发送流#A、#B的调制方式的组合，实施方式1中的方式和本实施方式中的方式的平方欧几里德距离的数量。但是，实施方式1中的方式是基于图7的结构的方式。另外，本实施方式中的方式是基于图26的结构的方式。

从表3可知，实施方式1(不在调制方式之间进行信号点的公共化的方式)中，根据施加于流的调制方式的组合，求取的平方欧几里德距离的总数为6636。另一方面，采用了本实施方式的方式的情况下，求取的平方欧几里德距离的总数为6400，与传统方式相比，能够削减需要求取的平方欧几里德距离的数量。

(实施方式6)

本实施方式涉及如下技术，即，在将终端估计出的无线传播路径(以下，有时称为“信道”)的信息由终端反馈给基站的无线通信***中，削减所反馈的信息量。另外，所反馈的信道信息在基站中用于自适应调制控制和预编码(Precoding)。

以下使用附图说明本实施方式的基站和终端的结构。

图27表示本实施方式的终端1000的结构。在图27中，对于与图9同样的结构，附加相同的名称和标号，省略其说明。

与实施方式1同样地，终端1000接收从基站发送的信号。基站1000将由接收天线201、202接收到的信号输入到无线单元203。无线单元203将所输入的接收信号下变频为在终端1000进行的信号处理中处理的频带，并将其输出。信道估计单元208输入从无线单元203输出的下变频后的信号。

这里，假设如图2所示，基站发送包含了信道估计用的导频信号的帧。此时，信道估计单元208使用从无线单元203输入的下变频后的信号中包含的信道估计用导频信号，进行信道估计。设接收信号为y，表示信道的矩阵为H(信道矩阵)，发送信号为x，终端500中发生的噪声为n，并假设信道中没有延迟波的影响，将信号矩阵H作为固定值，可将接收信号y表现为y＝Hx+n。

例如，在对发送信号适用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing：正交频分复用)，且信道中的延迟波的延迟量在OFDM信号的保护间隔内的情况下，可认为信道中不存在延迟波的影响。此时，能够以OFDM信号的副载波单位表现为y＝Hx+n。本实施方式中，作为一例，假设对发送信号适用OFDM，而且信道中的延迟波的延迟量在OFDM信号的保护间隔内，进行说明。

这里，假设基站1100(图28)从N_Tx个天线发送信号，终端1000(图27)以N_Rx个天线接收从基站1100发送的信号。其中，N_Tx≤N_Rx。此时，接收信号y为N_Rx×1的矢量，信道矩阵为N_Rx×N_Tx的矩阵，发送信号x为N_Tx×1的矢量，噪声n为N_Rx×1的矢量。

信道估计单元208估计N_Rx×N_Tx的信道矩阵。信道的估计方法，例如可以采用与实施方式1同样的方法。信道估计单元208输出估计出的信道矩阵H_est。

另外，为了简化附图，图27所示的终端1000以接收天线数N_Rx＝2的情况为一例进行了记载，但是本实施方式并不限于接收天线数N_Rx＝2，接收天线数也可以为2以上。另外，为了简化附图，图28所示的基站1100也以发送天线数N_Tx＝2的情况为一例进行了记载，但是本实施方式并不限于发送天线数N_Tx＝2，发送天线数也可以为2以上。

由信道估计单元208估计出的信道估计矩阵H_est输入到QR分解单元1001。QR分解单元1001对所输入的信道估计矩阵H_est进行QR分解。通过QR分解，信道估计矩阵H_est被分解为H_est＝Q·R。通过QR分解获得的Q矩阵为N_Rx×N_Rx的酉矩阵，R矩阵为N_Rx×N_Tx的上三角矩阵(参照非专利文献3)。式(13)表示对N_Rx×N_Tx的信道估计矩阵H_est进行QR分解的式子。

其中，

表示信道估计矩阵，

表示对信道估计矩阵进行QR分解时的Q矩阵、R矩阵。

上三角矩阵是指，像式(13)所示的R矩阵那样，位于k行k列(k＝1、2、...、N_Tx)的对角元素的下边的元素为0的矩阵。通过QR分解获得的R矩阵的对角元素为实数，非对角元素为复数。QR分解单元1001中特别使用可将对角元素QR分解为正的实数的、对角元素被QR分解为正的实数的信道估计矩阵。QR分解单元1001输出上述Q矩阵和R矩阵。

R矩阵元素振幅比运算单元1002从QR分解单元1001输入R矩阵。R矩阵元素振幅比运算单元1002运算所输入的R矩阵的结构元素的振幅比，并将其输出。将R矩阵中的某个特定的元素的振幅作为基准，求振幅比。例如，在将r_1、1作为基准的情况下，R矩阵的m行n列的元素r_m、n的振幅比为(|r_{m、 n}|/r_1、1)。R矩阵元素振幅比运算单元1002，对在R矩阵的上三角存在的元素，求上述振幅比，并将求出的振幅比的信息反馈给基站1100。

对R矩阵非对角元素相位量运算单元1003也从QR分解单元1001输入R矩阵。R矩阵中的非对角元素为复数。因此，R矩阵的m行n列(其中，m＜n)的元素r_m、n，可表现为r_m、n＝Re(r_m、n)+j·Im(r_m、n)。其中，Re(·)、Im(·)分别表示返回复数的实数部分、虚数部分的函数。R矩阵非对角元素相位量运算单元1003，对非对角元素r_m、n进行arg(r_m、n)＝Tan^-1{Im(r_m、n)/Re(r_m、n)}的运算。其中，arg(·)表示返回复数的相位的函数。R矩阵非对角元素相位量运算单元1003这样求R矩阵的非对角元素的相位分量，将相位信息反馈给基站1100。

图28表示本实施方式的基站的结构。在图28表示的结构中，对于与图8、图16同样的结构，附加相同的名称和标号，省略其说明。

基站1100具有用从终端1000反馈的振幅比信息和相位信息选择预编码矩阵的结构。已经叙述了从发送天线数N_Tx的天线发送的信号x可表现为N_Tx×1的矢量。

预编码是指，对所述N_Tx×1的发送信号矢量x预先进行矩阵的乘法运算等处理。式(14)表示对进行空间复用发送的信号的矢量进行矩阵的乘法运算的预编码的处理。

其中， $x=\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_1\\ .\\ .\\ .\\ x_{\mathrm{NTx}}\end{array}\right]$ 表示映射后的信号矢量，

表示预编码矩阵，

$s=\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_1\\ .\\ .\\ .\\ s_{\mathrm{NTx}}\end{array}\right]$ 表示预编码后的发送信号矢量。

预编码矩阵W的分量为复数。基站1100具有多个不同的矩阵作为式(14)中的预编码矩阵W的候补。例如，本实施方式中，基站1100具有W_A(图案A)、W_B(图案B)作为不同的预编码矩阵。

基站1100使用从终端1000反馈的信息，从预编码矩阵W_A、W_B中，选择会改善终端1000中的接收性能的一方的预编码矩阵。这里，作为基站1100的预编码矩阵的选择基准的一例，优选使用如下选择基准，即，选择预编码矩阵，以使在终端1000的MLD运算单元501中使用的候补信号点之间的平方欧几里德距离的最小值最大化。

这样的预编码矩阵的选择基准较合适的理由如下。前面已经示出了接收信号y可表现为y＝Hx+n。就接收信号y来说，对候补信号点Hx相加噪声项n。这里，假设候补信号点Hx₁与Hx₂之间平方欧几里德距离为最小的平方欧几里德距离。另外，假设发送了发送信号x₁的情况下的接收信号为y₁＝Hx₁+n。此时，与其他候补信号点和接收信号点之间的平方欧几里德距离相比，候补信号点Hx₂与接收信号点y₁之间平方欧几里德距离即||y₁-Hx₂||²，因噪声项n而小于||y₁₁-Hx₁||²的可能性最大。

MLD运算是将构成接收信号点与候补信号点之间的距离为最小的候补信号点的发送信号作为检波结果的运算。因此，在候补信号点Hx₁与Hx₂之间的平方欧几里德距离为最小的情况下，即使将发送信号x₁发送，在接收端进行的MLD运算中误算为x₂的可能性仍然最大。为了降低MLD中的差错所造成的影响，优选的是使最小候补信号点之间距离增大。

由于这样的原因，本实施方式的基站1100选择预编码矩阵以使候补信号点之间的平方欧几里德距离的最小值最大化。另外，作为基站1100中的预编码矩阵的选择基准，也可以采用其他基准，但是，由于基站1100自适应于基站1100与终端1000之间的信道状态来选择预编码矩阵，所以选择预编码矩阵时，基站1100使用从终端1000反馈的信道信息。

回到图28继续进行说明。图28中，发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110和发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111，生成施加了预编码后的信号点。具体而言，发送信号生成单元(预编码矩阵A)1110使用预编码矩阵W_A进行预编码，从而生成s_A＝W_Ax的信号点。同样地，发送信号生成单元(预编码矩阵B)1111使用预编码矩阵W_B进行预编码，从而生成s_B＝W_Bx的信号点。

图28表示一例基站1100的发送天线数N_Tx为2的情况。此时，发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110和发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111，分别输出所生成的预编码后的信号点s_A＝[s_1、A、s_2、A]^T、s_B＝[s_1、B、s_2、B]^T。这里，(s_1、A、s_2、A)存在组合。例如，假设s_1、A由阶数M的调制信号点构成，且s_2、A由阶数N的调制信号点构成。此时，(s_1、A、s_2、A)存在M×N种组合。因此，候补信号点存在M×N种。同样地，(s_1、B、s_2、B)也存在M×N种组合。

由终端1000反馈的振幅比信息、相位信息输入到候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113两方。另外，候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112输入来自发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110的输出s_A，候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1113输入来自发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111的输出s_B。候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113，对在发送了s_A、s_B的情况下的、终端1000中的MLD运算单元501所使用的候补信号点之间的平方欧几里德距离进行运算。

这里，终端1000中的MLD运算单元501所使用的候补信号点如下所示。发送了进行预编码的情况下的发送信号s时的接收信号y，可表现为y＝Hs+n。但是，假设信道估计矩阵H正确估计了实际的信道。

通过对信道估计矩阵进行QR分解，进行y＝Hs+n的变换。对y＝QR·s+n，从左侧起乘以Q^*。即，Q^*y＝Q^*QR·s+Q^*n。其中，(·)^*表示矩阵的共轭转置。这里，Q矩阵为酉矩阵，所以Q^*Q＝I。其中，I表示单位矩阵。通过进行这样的运算，如果设z＝Q^*y、v＝Q^*n，则获得z＝R·s+v。

MLD运算单元501对将接收信号乘以Q^*的结果所得的矢量z，进行E＝||z-Rs||²的运算。E＝||z-Rs||²是用于求矢量z与候补信号点Rs之间的平方欧几里德距离的运算。这样，MLD运算单元501使用Rs作为候补信号点，所以为了候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113运算候补信号点之间距离，基站1100中获得矩阵R即可。

从终端1000，将R矩阵的振幅比和R矩阵的非对角元素的相位信息反馈给基站1100。如果将基站1100中生成的R矩阵设为R_est，基站1100使用所反馈的信息如下生成R_est矩阵的m行n列元素r_m、n ^(est)。

假设终端1000将r_1、1作为基准来反馈R矩阵的各个元素的振幅比。此时，对r_m、n的振幅比为(|r_m、n|/r_1、1)。在r_m、n为m＝n的对角元素的情况下，基站1100将(|r_m、n|/r_1、1)直接使用作为R_est矩阵的m行n列的元素r_m、n ^(est)＝(|r_m、n|/r_1、1)。另一方面，在r_m、n为m＜n的非对角元素的情况下，基站1100使用从终端1000反馈的非对角元素的相位分量。设此时生成的R_est矩阵的m行n列元素r_m、n ^(est)为r_m、n ^(est)＝(|r_m、n|/r_1、1)arg(r_m、n)。式(15)表示这样生成的R矩阵。

这里，基站1100中生成的R_est矩阵为R_est＝(R/r_1、1)。但是，基站1100中，只要知道候补信号点的配置关系，就可知使用哪一个预编码矩阵能够将最小候补信号点之间距离最大化。因此，即使使用通过R_est·s生成的候补信号点，也能够知道候补信号点的配置关系，所以不影响到预编码矩阵的选择。

另外，式(16)表示在发送天线数为2的情况下的、候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113中的具体运算。

$E={|(s_1\left(m_1\right)-s_1\left(m_2\right))+\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}\exp \{j\·\arg \left(r_{12}\right)\left\}(s_2\left(n_1\right)-s_2\left(n_2\right))\right|}^2+{\left|\frac{r_{22}}{r_{11}}(s_2\left(n_1\right)-s_2\left(n_2\right))\right|}^2...\left(16\right)$

其中，s₁(m)表示存在M种的发送信号s₁中的第m个发送信号(m＝1、2、...、M)。同样地，s₂(n)表示存在N种的发送信号s₂中的第n个发送信号(n＝1、2、...、N)。另外，arg(X)为返回X的相位分量的函数。

候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112，将式(16)中的(s₁、s₂)变换为(s_1、A、s_2、A)而进行运算。同样地，候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1113，将式(16)中的(s₁、s₂)变换为(s_1、B、s_2、B)而进行运算。另外，在(m₁、n₁)＝(m₂、n₂)的情况下，由于这是发送同一发送信号的情况，因此式(16)为0。候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113需要求候补信号点之间的平方欧几里德距离，所以在(m₁、n₁)＝(m₂、n₂)的情况下不进行运算。

候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112求与(m₁、n₁)＝(m₂、n₂)以外的所有的(m₁、n₁、m₂、n₂)的组合对应的候补信号点之间平方欧几里德距离，并输出其最小值。同样地，候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1113也求所有的候补信号点之间平方欧几里德距离，并输出其最小值。

预编码矩阵选择单元1114，选择使从候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113输入的候补信号点之间平方欧几里德距离的最小值变得更大的一方的预编码矩阵。预编码矩阵选择单元1114输出表示选择的预编码矩阵的控制信息。

预编码单元(预编码矩阵A)1101、预编码单元(预编码矩阵B)1102从公共信号点映射单元701、702输入调制信号。对从公共信号点映射单元701、702输入的调制信号，预编码单元(预编码矩阵A)1101使用预编码矩阵W_A，进行式(14)的运算。另外，同样地，对从公共信号点映射单元701、702输入的调制信号，预编码单元(预编码矩阵B)1102使用预编码矩阵W_B，进行式(14)的运算。

预编码单元(预编码矩阵A)1101，在施加了预编码处理后的信号中，将与流#A的发送对应的信号(s_1、A)输出到选择单元1107作为输出信号1103。另一方面，预编码单元(预编码矩阵A)1101，将与流#B的发送对应的信号(s_2、A)输出到选择单元1108作为输出信号1104。

同样地，预编码单元(预编码矩阵B)1102，在施加了预编码处理后的信号中，将与流#A的发送对应的信号(s_1、B)输出到选择单元1107作为输出信号1105。另一方面，预编码单元(预编码矩阵B)1102，将与流#B的发送对应的信号(s_2、B)输出到选择单元1108作为输出信号1106。

选择单元1107输入来自预编码单元1101、1102的预编码信号1103、1105、以及来自预编码矩阵选择单元1114的控制信息。另外，选择单元1108输入来自预编码单元1101、1102的预编码信号1104、1106、以及来自预编码矩阵选择单元1114的控制信息。

选择单元1107、1108，在预编码信号1103、1104、1105、1106中，选择使用由输入的控制信息表示的预编码矩阵而进行了预编码处理的信号，并将其输出。例如，如果预编码矩阵选择单元1114选择了预编码矩阵W_A，则选择单元1107、1108选择使用预编码矩阵W_A进行了预编码处理的信号，并将其输出。

帧生成单元106、107分别输入由选择单元1107、1108选择出的信号。另外，帧生成单元106、107从预编码矩阵选择单元1114输入表示了预编码矩阵的控制信息。帧生成单元106、107，通过对从选择单元1107、1108输入的信号附加表示所选择的预编码矩阵的信息而进行帧化，并将帧化后的信号输出。

作为这里使用的表示预编码矩阵的信息，使用对导频信号p乘以预编码矩阵W后的信号W·p。这里，在对映射后的信号x乘以预编码矩阵W的情况下，发送信号为W·x。此时，可将终端1000中的接收信号y表示为y＝H·(Wx)+n＝(HW)x+n。其中，H表示信道矩阵，n表示噪声。此时，可将(HW)的项认为是预编码适用时的信道矩阵。

在基站1100发送对导频信号p乘以了预编码矩阵W所得的信号的情况下，终端1000中获得y＝(HW)p+n作为接收信号y。由于导频信号p是在基站1100、终端1000中已知的信号，所以在终端1000中的信道估计单元208，(HW)的项根据y＝(HW)p+n的式子来估计，作为信道估计矩阵。

MLD运算单元501，通过使用由信道估计单元208估计出的信道估计矩阵(HW)进行MLD运算，不管对映射后的信号x乘以了哪一个预编码矩阵，都能够进行MLD运算。因此，作为表示预编码矩阵的信息，使用对导频信号p乘以预编码矩阵W而获得的信号W·p即可。

另外，由于终端1000进行移动，所以基站1100与终端1000之间的信道状态发生时间性变动。因此，在从终端1000将信道信息反馈给基站1100，基站1100选择预编码矩阵的处理的期间，基站1100与终端1000之间的信道状态也发生时间性变动。

因此，通过如上所述作为表示预编码矩阵的信息，使用对导频信号乘以了预编码矩阵所得的信号，终端1000的信道估计单元208能够进行跟踪基站1100与终端1000之间的信道的时间性变动的信道估计。进而，MLD运算单元501，通过使用由信道估计单元208估计出的信道估计矩阵(HW)进行MLD运算，不管由预编码矩阵选择单元1114选择了哪一个预编码矩阵，都能够进行MLD运算。

因此，本实施方式中，以使用对导频信号乘以了预编码矩阵而获得的信号作为表示预编码矩阵的信息为前提，进行说明。

此时，帧生成单元106、107生成与图2同样的帧即可。但是，在帧生成单元106、107进行帧化时附加的信号中，对于图2的时间2～时间7的信息而言，使用乘以了由预编码矩阵选择单元1114选择的预编码矩阵的信号。由于在时间1发送的前置码信号是终端1000为了取得同步所需的信号，所以无须乘以预编码矩阵。另外，由于时间8以后的信号是从选择单元1107、1108输入的已经乘以了预编码矩阵的信号，所以无须在帧生成单元106、107中重新与预编码矩阵相乘。

无线单元108将从帧生成单元106、107输入的帧上变频为无线信号，并将其提供给各个天线。各个天线发送所提供的无线信号。

终端1000接收从基站1100发送的信号。终端1000通过无线单元203，将接收到的信号下变频到终端1000的信号处理中所处理的频带。下变频后的接收信号输入到MLD运算单元501、信道估计单元208。信道估计单元208使用基站1100的帧生成单元106、107中生成的帧内的、对导频信号乘以了预编码矩阵所得的信号，生成信道估计矩阵。信道估计单元208将生成的信道估计矩阵输出到QR分解单元1001。

QR分解单元1001对从信道估计单元208输入的信道估计矩阵进行QR分解，并将由此获得的Q矩阵和R矩阵输出到MLD运算单元501。MLD运算单元使用通过对信道估计矩阵进行QR分解而获得的Q矩阵、R矩阵，进行MLD运算。使用Q矩阵、R矩阵进行的MLD运算如下所示。

包含了预编码矩阵的矩阵(HW)在信道估计单元208中被估计。因此，接收信号y可表现为如式(17)的第一行所示。QR分解单元1001通过对(HW)进行QR分解，进行从式(17)的第一行变换为第二行。通过对式(17)从左侧起乘以Q^*，获得式(18)。其中，(·)^*表示矩阵的共轭转置。这里，Q矩阵为酉矩阵，所以Q^*Q＝I。其中，I表示单位矩阵。

y＝(HW)x+n

             .........(17)

＝QRx+n

Q^*y＝Q^*QRx+Q^*n

                .........(18)

z＝Rx+v

其中， $z=\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_1\\ .\\ .\\ .\\ z_{\mathrm{NTx}}\end{array}\right],$ $v=\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_1\\ .\\ .\\ .\\ v_{\mathrm{NTx}}\end{array}\right].$

MLD运算单元501对如式(18)所示的、对接收信号乘以Q^*的结果获得的矢量z，进行E＝||z-Rx||²的运算。该运算可表现为式(19)。

E＝||z-Rx||²

                                 .........(19)

＝|z₁-(r₁₁x₁+r₁₂x₂)|²+|z₂-r₂₂x₂|²

矢量z的候补信号点为Rx，所以MLD运算单元501求矢量z与其候补信号点Rx之间的平方欧几里德距离。MLD运算单元501对有可能发送了的所有的矢量x进行E＝||z-Rx||²的运算。

例如，在发送流数为2的情况下的运算如下。如果从流#A发送的信号的调制阶数为M，从流#B发送的信号的调制阶数为N，则有可能发送的矢量x的组合存在M×N种。MLD运算单元501对M×N种的所有的组合的矢量x，进行E＝||z-Rx||²的运算。

MLD运算单元501将在对所有的矢量x求出的平方欧几里德距离中提供平方欧几里德距离的最小值的矢量x输出，作为空间复用信号的检波结果。

解码单元212、213以后的处理与图9一样。以上为本实施方式的结构。

接下来，说明通过采用本实施方式的结构获得的效果。

本实施方式的基站1100选择预编码矩阵以使终端1000的MLD运算单元501中使用的候补信号点之间的平方欧几里德距离的最小值最大化。此时，基站1100需要基站1100与终端1000之间的信道信息。基站1100通过使用信道信息，再现终端1000中的候补信号点。基站1100选择预编码矩阵以使所再现的候补信号点之间距离的最小值最大化。但是，此时需要从终端1000反馈到基站1100的反馈信息，所以使用从终端1000到基站1100的通信线路中的频率资源。由于频率资源有限，如果终端1000到基站1100的反馈信息量较大，则在从终端1000到基站1100的通信线路中可用于其他信息通信的频率资源减少。因此，需要削减从终端1000反馈到基站1100的反馈信息量。

因此，本实施方式中，使用将信道估计矩阵H进行QR分解后的R矩阵生成进行反馈的信息，而不将终端1000估计出的信道估计矩阵H直接反馈。

R矩阵是对角元素为实数的上三角矩阵。对于R矩阵的对角元素，终端1000通过R矩阵元素振幅比运算单元1002仅运算振幅比，并反馈该振幅比。另一方面，对于R矩阵的非对角元素，通过R矩阵元素振幅比运算单元1002和R矩阵非对角元素相位量运算单元1003求振幅比和相位分量，并反馈它们。

这样基于R矩阵生成的反馈信息的数量如下。假设从基站1100发送的流数为N_Tx。此时，R矩阵的对角元素为N_Tx个。另外，R矩阵的上三角矩阵内的非对角元素的数量为N_Tx·(N_Tx-1)/2个。因此，对于对角元素仅反馈振幅比，所以反馈信息的数量为N_Tx个。另外，由于对非对角元素反馈振幅比和相位分量，所以反馈信息的数量为{N_Tx(N_Tx-1)/2}×2＝N_Tx(N_Tx-1)个。进而，R矩阵元素振幅比运算单元1002运算以R矩阵的某个特定的元素为基准的振幅比，并将其反馈。由此可知，终端1000进行反馈的信息的总数为N_Tx+N_Tx(N_Tx-1)-1＝N_Tx ²-1个。

另一方面，在将信道估计矩阵H全部反馈的情况下，进行反馈的信息的数量如下。如果假设接收天线数为N_Rx，则信道估计矩阵的元素数为N_Rx·N_Tx。由于信道估计矩阵的元素都是复数，所以需要反馈各个元素的振幅比和相位分量。因此，进行反馈的信息的总数为2N_Rx·N_Tx。

这里，由于N_Tx≤N_Rx，所以在基于R矩阵生成反馈信息的情况下的反馈信息的总数(N_Tx ²-1)与在将信道估计矩阵H全部反馈的情况下的反馈信息的总数(2N_Rx·N_Tx)之间的关系为(N_Tx ²-1)＜(2N_Rx·N_Tx)。因此，通过基于R矩阵生成反馈信息，能够以{(2N_Rx·N_Tx)-(N_Tx ²-1)}/2N_Rx·N_Tx的比例削减反馈信息。

接下来，对基站1100利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，削减反馈信息的总数的结构进行说明。

在仅使信号点的相位变化的情况下，预编码单元(预编码矩阵A)1101和预编码单元(预编码矩阵B)1102使用的预编码矩阵W_A、W_B的、非对角项的分量w_mn(其中，m≠n)为0，对角项w_mn(其中，m＝n)为|w_mn|＝1。

这里，作为一例举出基站1100使用两个发送天线进行MIMO空间复用发送的情况。此时，使用QR分解时的MLD运算中的候补信号点之间距离的关系如式(16)所示。式(16)中，第二项为|(r₂₂/r₁₁)(s₂(n₁)-s₂(n₂))|²＝|(r₂₂/r₁₁)w₂₂(x₂(n₁)-x₂(n₂))|²＝|(r₂₂/r₁₁)(x₂(n₁)-x₂(n₂))|²。

从上可知，即使信号点的相位变化，式(16)中的第二项的大小也不发生变化。通过使信号点的相位变化而在大小上发生变化的是式(16)中的第一项。因此，只要能够生成式(16)的第一项|(s₁(m₁)-s₁(m₂))+(|r₁₂|/r₁₁)exp{j·arg(r₁₂)}(s₂(n₁)-s₂(n₂))|²，就能够检索候补点之间平方欧几里德距离的最小值。

在这样处理的情况下，基站1100中需要的信息为(|r₁₂|/r₁₁)和arg(r₁₂)。因此，在基站1100利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，终端1000的R矩阵元素振幅比运算单元1002和R矩阵非对角元素相位量运算单元1003也可以各自仅反馈(|r₁₂|/r₁₁)和arg(r₁₂)。由此，能够削减振幅比(|r₂₂|/r₁₁)的反馈信息。

进而，作为在利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下的、削减反馈信息量的方法，也可以采用如下方法。式(16)中的第一项可变换为式(20)。

${|(s_1\left(m_1\right)-s_1\left(m_2\right))+\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}\exp \{j\·\arg \left(r_{12}\right)\left\}(s_2\left(n_1\right)-s_2\left(n_2\right))\right|}^2$

$={|(s_1\left(m_1\right)-s_1\left(m_2\right))-\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}\exp \{j\·\arg \left(r_{12}\right)\left\}(s_2\left(n_2\right)-s_2\left(n_1\right))\right|}^2.........\left(20\right)$

$={|{\mathrm{\Δ}}_1-\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}\exp \{j\·\arg \left(r_{12}\right)\left\}{\mathrm{\Δ}}_2\right|}^2$

其中，Δ₁＝s₁(m₁)-s₁(m₂)、Δ₂＝s₂(n₂)-s₂(n₁)。

这里，式(20)中，将Δ₁、Δ₂定义为表示调制信号点的差分的差分矢量，并将Δ₁定义为与流#A对应的差分矢量，将Δ₂定义为与流#B对应的差分矢量。从式(20)可知，式(16)的第一项同等于，测定在流#A的差分矢量与对流#B的差分矢量乘以了信道信息而获得的矢量之间的平方欧几里德距离。

这里，展开式(20)后的式子如式(21)所示。

${|{\mathrm{\Δ}}_1-\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}\exp \{j\·\arg \left(r_{12}\right)\left\}{\mathrm{\Δ}}_2\right|}^2={\left|{\mathrm{\Δ}}_1\right|}^2+{\left|\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}{\mathrm{\Δ}}_2\right|}^2-2\left|{\mathrm{\Δ}}_1\right|\left|\frac{\left|r_{12}\right|}{r_{11}}{\mathrm{\Δ}}_2\right|\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\φ}).........\left(21\right)$

其中，设ω为差分矢量Δ₁、Δ₂之间的相位差，且设

这里，假设式(21)中的矢量之间的相位差

的范围为

在基站1100利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，式(21)中，|Δ₁|²的项和|(|r₁₂|/r₁₁)Δ₂|²的项不发生变化。在基站1100利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，

的项发生变化。上述差分矢量Δ₁、Δ₂为Δ₁＝s₁(m₁)-s₁(m₂)、Δ₂＝s₂(n₂)-s₂(n₁)。其中，m₁、m₂＝1、2、…、M，且n₁、n₂＝1、2、…、N。所以差分矢量Δ₁、Δ₂具有多个构成元素。因此，在基站1100利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，基站1100使用Δ₁、Δ₂的各个构成元素，求

的项。基站1100求上述求出的D的最小值。基站1100选择将D的最小值最大化的预编码矩阵。

如果

则可是，差分矢量Δ₁、Δ₂存在像Δ₁＝s₁(m₁)-s₁(m₂)与Δ₁＝s₁(m₂)-s₁(m₁)的组合那样的原点对称的分量。因此，存在

的差分矢量时，与其对应地存在的差分矢量。

因此，选择使

的项取更接近于0的值的预编码矩阵，以便将与各个差分矢量对应的

的项的最小值最大化。也就是说，选择矢量之间的相位差

取接近于π/2的值的预编码矩阵。具体而言，基站1100对于使用各个预编码矩阵时的差分矢量，求的最大值。如果使用将上述求出的

的最大值最小化的预编码矩阵，则矢量之间的相位差

为接近于π/2的值。因此，基站1100中的预编码矩阵选择单元1114，选择使的最大值最小的预编码矩阵。

图29表示进行这样的处理的情况下的基站的结构。在对与图28的对应部分附上相同的标号而表示的图29中，基站1200由发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110、发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111，生成分别使用预编码矩阵W_A、W_B时的预编码后的发送信号矢量s_A、s_B。发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110、发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111将生成的发送信号矢量s_A、s_B分别输出到差分矢量生成单元1201、1202。

差分矢量生成单元1201、1202生成所输入的发送信号矢量s_A、s_B的差分矢量Δ_A＝[Δ_1、AΔ_2、A]^T、Δ_B＝[Δ_1、BΔ_2、B]^T。其中，Δ_1、X＝s_1、X(m₁)-s_1、X(m₂)、Δ_{2、 X}＝s_2、X(n₂)-s_2、X(n₁)(X＝A、B)。差分矢量生成单元1201、1202将生成的差分矢量Δ_A、Δ_B分别输出到矢量之间相位差运算单元1203、1204。

矢量之间相位差运算单元1203、1204对这些差分矢量Δ_A、Δ_B生成差分矢量之间的相位差ω_A、ω_B。这里，差分矢量之间的相位差ω_A为差分矢量Δ_{1、 A}与Δ_2、A之间的相位差，差分矢量之间的相位差ω_B为差分矢量Δ_1、B与Δ_2、B之间的相位差。差分矢量Δ_1、A与Δ_2、A、以及差分矢量Δ_1、B与Δ_2、B中的m₁、m₂、n₁、n₂，存在组合。因此，与m₁、m₂、n₁、n₂的组合对应地，差分矢量Δ_1、A与Δ_2、A、以及差分矢量Δ_1、B与Δ_2、B也存在组合。矢量之间相位差运算单元1203、1204分别求对应于差分矢量Δ_1、A与Δ_2、A、以及差分矢量Δ_1、B与Δ_2、B的组合的相位差作为ω_A、ω_B。

矢量之间相位差运算单元1203、1204使用来自终端1000的反馈信息

求式(21)中的矢量之间的相位差(其中，

矢量之间相位差运算单元1203、1204分别使用如上求出的矢量之间的相位差，将

的最大值输出到预编码矩阵选择单元1114。

预编码矩阵选择单元1114在输入的

的最大值中，选择取最小值的预编码矩阵。基站1200如上选择预编码矩阵。

这里，差分矢量之间的相位差ω不因信道而发生变化。另一方面，式(21)中的

的值因信道而发生变化。因此，为了矢量之间相位差运算单元1203、1204获得矢量之间的相位差

的信息，从终端1000反馈arg(r₁₂)的信息即可。因此，在利用仅使信号点的相位变化的预编码的情况下，为了削减反馈信息量，也可以仅反馈由R矩阵非对角元素相位运算单元1003获得的相位信息arg(r₁₂)，而不反馈由终端1000的R矩阵元素振幅比运算单元1002获得的振幅比信息。

另外，为了削减进行反馈的相位信息，R矩阵非对角元素相位运算单元1003也可以对进行反馈的相位信息进行如下变换。

图30表示QAM的信号点。图30示出16QAM作为QAM的一例。如图30的(a)、图30的(b)所示，QAM的信号点相对于I＝Q的轴呈对称的信号点配置。图30的(c)表示，相对于图30的(a)的信号点，受到使从I轴进行

的相位旋转的信道变动之后的信号点配置。同样地，图30的(d)表示，相对于图30的(b)的信号点，受到使从Q轴进行

的相位旋转的信道变动之后的信号点配置。图30的(d)中，从I轴来看时，由信道造成的信号点的相位变化量为

如图30的(c)、图30的(d)所示，在由信道变动造成的相位变化量为

与

时，信号点的配置关系相同。另外，如图30的(e)所示，信号点受到π/2的相位旋转之后的信号点与原来的信号点配置相同。因此，为了在基站1100(图28)的候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113再现候补信号点的配置关系，进行反馈的相位信息为从I轴的相位量0直到作为对称轴的π/4的相位量为止的相位信息即可。

由此可知，R矩阵非对角元素相位量运算单元1003(图27)将进行反馈的相位信息如下变换。

1、如果像图31A的(a)所示那样0≤arg(r₁₂)＜π/4，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

2、如果像图31A的(b)所示那样π/4≤arg(r₁₂)＜π/2，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

3、如果像图31A的(c)所示那样π/2≤arg(r₁₂)＜3π/4，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

4、如果像图31A的(d)所示那样3π/4≤arg(r₁₂)＜π，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

5、如果像图31A的(e)所示那样π≤arg(r₁₂)＜5π/4，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

6、如果像图31A的(f)所示那样5π/4≤arg(r₁₂)＜3π/2，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

7、如果像图31B的(g)所示那样3π/2≤arg(r₁₂)≤7π/4，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

8、如果像图31B的(h)所示那样7π/4≤arg(r₁₂)＜2π，则R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

1、～8、所示的相位量为，在基站1100(图28)的候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113中可再现候补信号点的配置关系的、从0到π/4为止的范围的相位量。由此可知，终端1000(图27)的R矩阵非对角元素相位量运算单元1003，也可以通过将1、～8、的相位信息反馈给基站1100，来削减反馈信息。通过这样处理，能够将进行反馈的相位信息由从0到2π为止的范围削减到从0到π/4为止的范围。

至此为止，说明了信号点配置是QAM的情况下的反馈相位信息的变换方法，在信号点配置不是QAM的情况下，例如在8PSK的情况下，进行如下所示的反馈相位信息的变换即可。

图31B的(i)表示了8PSK的信号点配置。如图31B的(i)所示，8PSK为将I轴作为对称轴的信号点配置。另外，8PSK为将距I轴的相位量为π/8的轴作为对称轴的信号点配置。这里，图31B的(j)表示使8PSK的信号点的相位量移位π/4的信号点配置。由图31B的(j)可知，使相位量变化了π/4的8PSK的信号点配置与原来的信号点配置相同。

由此可知，与QAM的情况同样地，在8PSK的情况下，可通过从0到π/8为止的相位信息再现候补信号点。例如，如图31B的(k)所示那样，如果0≤arg(r₁₂)＜π/8，则终端1000(图27)的R矩阵非对角元素相位量运算单元1003反馈

此外，如图31B的(1)所示那样，如果π/8≤arg(r₁₂)＜π/4，则终端1000反馈

这样，通过利用调制信号点的轴对称性，可限定进行反馈的相位的范围。可限定的相位的范围如下。假设某调制信号点的集合C对称于轴X。而且，假设调制信号点的集合C对称于与轴X不同轴Y。假设此时的轴X与轴Y之间的相位差为Ψ(0＜Ψ≤π/2)。进而，假设相对于调制信号点的集合C，从轴X相位量移位了Φ(但是，Ψ＜Φ＜2Ψ)的信号点的集合C’与原来的信号点的集合C相同。这里，如果将对于轴X进行了Φ的相位旋转所获得的轴设为Z，则通过将进行反馈的相位量变换为从轴X的相位量或者从轴Z的相位量，可将进行反馈的相位的范围限定为0～Ψ。

这里，在对进行反馈的信道的相位信息和振幅比信息进行量化的情况下，如果通过R矩阵元素振幅比运算单元1002和R矩阵非对角元素相位量运算单元1003进行如下的量化，则能够减少反馈时发生的差错造成的影响。

图32表示一例对进行反馈的相位信息和振幅比信息进行量化的方法。图32的(a)表示一例相位信息的量化方法，图32的(b)表示一例振幅比信息的量化方法。已经叙述了在使用QAM调制方式时，可将进行反馈的相位信息的范围设为0～π/4。图32的(a)中例示了在将进行反馈的相位信息的范围设为0～π/4，进而将量化比特宽度例如设为2比特的情况下的量化方法。另外，图32的(b)中例示了在将振幅比的量化比特宽度例如设为2比特的情况下的量化方法。在将量化比特宽度设为2比特的情况下，将量化对象分割为4(＝2²)个区域。

取连续的值的相位值或振幅比存在于通过分割而获得的区域中的任一个区域内。此时，使所存在的区域中的某个固定的值，代表取连续的值的相位值或振幅比。这样，对取连续的值的相位值或振幅比进行量化。对于通过量化而被分割后的区域，分配量化宽度(图32中为2比特)的二进制(binary)值。

此时，为了减少反馈时发生的差错造成的影响，对所分配的二进制值提供如下规则。该规则为，关于通过分割而获得的区域，将分配给第一区域的二进制值与分配给与第一区域相邻的区域的二进制值设为只有一个比特不同的二进制值。

图32的(a)、32的(b)中，在将分割后的四个区域“<1>、<2>、<3>、<4>”分别作为代表所相邻的区域的索引(index)时，如“<1>：00、<2>：01、<3>：11、<4>：10”那样分配二进制值。如由图32的(a)、32的(b)可知，相邻的区域的二进制值都为只有一个比特不同的二进制值。假设在将这样量化后的二进制值反馈时，在接收反馈信息的一端，反馈信息中一个比特出现差错。此时，对于从反馈信息再现的信息而言，再现相邻的区域的信息，所以即使反馈信息中一个比特出现差错，其影响仅限于如下错误，即，再现了相邻的区域的信息。

这里，假设将分配给量化后的区域的二进制值一个比特不同的二进制值，分配给相邻区域以外的区域。如果这样处理，则在接收到反馈信息的一端，反馈信息中一个比特出现差错的情况下，从反馈信息再现的信息被再现为相邻区域以外的区域的信息。此时，反馈信息的差错会导致从反馈信息再现的信息的差错增大。由于这样的原因，通过将R矩阵元素振幅比运算单元1002、R矩阵非对角元素相位量运算单元1003分配给量化后的各个区域的二进制值，设为在相邻的区域之间仅一个比特不同的二进制值，能够减少源于反馈信息的差错而产生的、从反馈信息再现的信息的差错的影响。

另外，在将进行反馈的相位值限定于0～π/4的情况下，每隔π/4出现被分配了相同的二进制值的区域。例如，相位值π/4的前后为索引<4>的区域。因此，R矩阵非对角相位量运算单元1003，在将进行反馈的相位量P等间隔地量化的情况下，将量化比特宽度设为n比特时，将通过量化被分割的区域的间隔设为P/(2ⁿ-1)即可。这样决定通过量化进行分割的区域的间隔，能够生成等间隔的分割区域。

另一方面，振幅比有可能取无限大或者渐近于0的值。因此，与图32的(b)不同，R矩阵元素振幅比运算单元1002也可以量化为非等间隔的分割区域。

另外，本实施方式的基站1100(图28)、1200(图29)采用了基于来自终端1000(图27)的反馈信息进行预编码的结构。此时，基站1100(图28)、1200(图29)也可以使用在图1说明过的映射单元104、105，以代替使用公共信号点映射单元701、702来生成映射后的信号点。也就是说，即使使用传统的映射单元104、105，也能够获得预编码的如下效果，即，将在终端1000的MLD运算单元501中使用的候补信号点之间距离的最小值变大。更优选为，通过使用公共信号点映射单元701、702，能够得到实施方式1乃至4的效果，即，能够将由MLD运算单元501求取的接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离公共化。

另外，本实施方式示出了如下结构，即，作为基站1100、1200进行的预编码，自适应于信道而选择不同的预编码矩阵。此时，基站1100、1200也可以采用以下结构以代替保持不同的预编码矩阵，即，在各个调制方式之间的信号点的公共化中，自适应于信道而变更进行公共化的信号点。

图33表示为实现此目的的基站的结构例。在对与图28的对应部分附上相同的标号而表示的图33中，基站1300具有，在各个调制方式之间的信号点的公共化中进行公共化的信号不同的、公共信号点A映射单元703、705以及公共信号点B映射单元704、706，以代替具有预编码单元(预编码矩阵A)1101、预编码单元(预编码矩阵B)1102。

图34是表示不同的信号点的公共化的一个例子。图34是表示在64QAM和16QAM之间，调制信号点的公共化方法互不相同的三个图案的图。如图34所示，信号点的公共化方法的变更，等同于对于一方的流(这里为64QAM)相对地变更另一方的流(这里为16QAM)的信号点配置。这与在预编码中变更一方的流的调制信号点的相位有同等的效果。进而，通过使用公共信号点映射单元703、704、705、706，能够得到实施方式1乃至4的效果，即，能够将在MLD运算单元501中求取的接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离公共化。由此可知，基站1300也可以采用如下结构以代替保持不同的预编码矩阵，即，自适应于信道而变更在各个调制方式之间进行公共化的信号点。

另外，图27所示的终端1000采用如下结构，即，将由R矩阵元素振幅比运算单元1002以及R矩阵非对角元素相位量运算单元1003中生成的振幅比信息以及相位信息，反馈给基站1100。此外，终端也可以采用图35所示的结构。

在对与图27和图28的对应部分附上相同的标号而表示的图35的终端1400采用了如下结构，即，终端1400选择在基站1100(图28)中的用于预编码的预编码矩阵，终端1400将表示所选择的预编码矩阵的信息反馈给基站1100。除了图27所示的终端1000的结构之外，终端1400还具有：发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110、发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111、候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113、以及预编码矩阵选择单元1114。各个单元的结构与在图28说明过的基站1100中使用的结构相同。

R矩阵元素振幅比运算单元1002、R矩阵非对角元素相位量运算单元1003，将所生成的R矩阵的构成元素的振幅比、R矩阵的非对角元素的相位分量，输出到候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113。

发送信号点生成单元(预编码矩阵A)1110使用预编码矩阵W_A生成施加了预编码处理的信号点s_A，并将生成的信号点输出到候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112。同样地，发送信号点生成单元(预编码矩阵B)1111使用预编码矩阵W_B生成施加了预编码处理的信号点s_B，并将生成的信号点输出到候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1113。

候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113，对在发送了s_A、s_B的情况下的、MLD运算中使用的候补信号点之间的平方欧几里德距离进行运算。候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113输出求出的候补信号点之间平方欧几里德距离的最小值。

预编码矩阵选择单元1114，选择使从候补信号点间平方欧几里德距离运算单元1112、1113输入的候补信号点之间平方欧几里德距离的最小值变大一方的预编码矩阵。预编码矩阵选择单元1114将表示选择出的预编码矩阵的预编码矩阵选择信息反馈给基站1100。

基站1100使用从终端1400反馈的预编码矩阵选择信息所表示的预编码矩阵，对映射后的信号点施加预编码处理。

将在基站1100中使用的预编码矩阵的数量设为N_p。此时，由终端1400的预编码矩阵选择单元1114生成的预编码矩阵选择信息可由ceil(log₂(N_p))比特的信息表现。其中，ceil(X)为将舍入小数点以下所得的整数返回的函数，如果设a为整数，在a-1＜X≤a时返回a。这里，R矩阵元素振幅比运算单元1002以及R矩阵非对角元素相位量运算单元1003中生成的R矩阵的振幅比以及非对角项的相位信息的总数为，N_Tx ²-1个。其中，N_Tx表示基站1100发送的信号的流数。此时，R矩阵的振幅比以及非对角项的相位信息为N_Tx ²-1比特以上的信息。因此，在ceil(log₂(N_p))≤N_Tx ²-1时，通过使用预编码矩阵选择信息作为终端1400反馈给基站1100的信息，可削减反馈信息量。

另外，在基站1100采用如图33所示的根据信道而变更进行公共化的信号点来取代预编码的结构的情况下，终端1400也可以反馈表示进行公共化的信号点的信息来代替表示所选择的预编码矩阵的信息。

2007年1月19日提交的特愿第2007-010817的日本专利申请中所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容，都引用在本申请中。

工业实用性

本发明适用于MIMO-AMC***而极为有效。

Claims (15)

1、多天线发送装置，包括：

映射单元，将在多输入多输出空间复用发送中从不同天线发送的数据，映射到在各个调制方式之间公共化后的信号点；以及

发送单元，对由所述映射单元进行了相同或不同的调制方式的映射所获得的调制信号进行多输入多输出空间复用发送。

2、如权利要求1所述的多天线发送装置，

所述映射单元将各个调制方式之间的信号点公共化，以使各个调制方式的平均发送功率与导频信号的发送功率相同或者为同等程度。

3、如权利要求1所述的多天线发送装置，

所述映射单元将各个调制方式之间的一部分信号点公共化，以使各个调制方式的平均发送功率与导频信号的发送功率相同或者为同等程度。

4、多天线发送装置，包括：

映射单元，将在多输入多输出空间复用发送中从不同天线发送的数据，映射到对应于各个调制方式的信号点；

导频信号生成单元，生成对每个调制方式信号点配置不同的导频信号；以及

发送单元，对由所述映射单元获得的调制信号以及由所述导频信号生成单元获得的导频信号进行多输入多输出空间复用发送。

5、如权利要求4所述的多天线发送装置，

所述导频信号生成单元生成导频信号，该导频信号的信号点对于所述映射单元的信号点的相对位置在各个调制方式之间进行了公共化。

6、多天线接收装置，包括：

接收单元，由多个天线接收从多天线发送装置发送的空间复用信号；

信道估计单元，估计所述空间复用信号通过的通信路径的状况；以及

最大似然检测运算单元，使用所述信道估计单元估计出的信道估计值，并仅将在各个调制方式之间公共化后的信号点用作候补信号点，进行最大似然检测运算。

7、多天线接收装置，包括：

接收单元，由多个天线接收空间复用信号，该空间复用信号是各个调制方式之间的信号点进行了公共化，以使各个调制方式的平均发送功率与导频信号的发送功率相同或者为同等程度的空间复用信号；

信道估计单元，估计所述空间复用信号通过的通信路径的状况；以及

最大似然检测运算单元，使用所述信道估计单元估计出的信道估计值，并使用将导频信号作为基准点的各个调制方式的信号点的相对位置，进行最大似然检测运算。

8、多天线发送方法，包括：

映射步骤，将在多输入多输出空间复用发送中从不同天线发送的数据，映射到在各个调制方式之间公共化后的信号点；以及

发送步骤，对在所述映射步骤中进行了相同或不同的调制方式的映射所获得的调制信号进行多输入多输出空间复用发送。

9、多天线接收方法，包括：

接收步骤，由多个天线接收从多天线发送装置发送的空间复用信号；

信道估计步骤，估计所述空间复用信号通过的通信路径的状况；以及

最大似然检测运算步骤，使用在所述信道估计步骤中估计出的信道估计值，并仅将在各个调制方式之间公共化后的信号点用作候补信号点，进行最大似然检测运算。

10、终端装置，与基站装置之间进行利用了预编码的多天线通信，该终端装置包括：

信道估计单元，使用接收到的导频信号进行信道估计，生成信道估计矩阵；

QR分解单元，对由所述信道估计单元生成的信道估计矩阵进行QR分解；以及

R矩阵非对角元素相位量运算单元，在通过由所述QR分解单元进行的QR分解获得的R矩阵中，将上三角内的非对角的位置上存在的复数的元素的相位分量反馈给所述基站装置。

11、如权利要求10所述的终端装置，

还包括R矩阵元素振幅比运算单元，在通过所述QR分解单元进行的QR分解获得的R矩阵中，将上三角内的位置上存在的元素中的特定的元素作为基准，对所述R矩阵的上三角内的所述特定的元素以外的元素，运算对于所述作为基准的元素的振幅的振幅比，并将通过所述运算获得的振幅比反馈给所述基站装置。

12、基站装置，与终端装置之间进行利用了预编码的多天线通信，该基站装置包括：

发送信号点生成单元，具有多个作为候补的预编码矩阵，通过对映射后的信号乘以作为所述候补的预编码矩阵，生成发送信号点；

候补信号点间平方欧几里德距离运算单元，使用从所述终端装置反馈的R矩阵的振幅比信息和相位信息再现R矩阵，使用所述再现的R矩阵和由所述发送信号点生成单元生成的发送信号点生成候补信号点，并运算所述生成的候补信号点之间的平方欧几里德距离；

预编码矩阵选择单元，选择使所述候补信号点间平方欧几里德距离运算单元运算出的平方欧几里德距离最大的预编码矩阵；以及

预编码单元，对映射后的信号点乘以所述预编码矩阵选择单元选择出的预编码矩阵。

13、如权利要求10所述的终端装置，

所述R矩阵非对角元素相位量运算单元，

在对所述相位分量的信息进行量化的情况下，对分割了量化对象的区域进行量化，以使分配给第一区域的二进制值与分配给与第一区域相邻的区域的二进制值仅有一个比特不同。

14、如权利要求11所述的终端装置，

所述R矩阵元素振幅比运算单元，

在对所述振幅比的信息进行量化的情况下，对分割了量化对象的区域进行量化，以使分配给第一区域的二进制值与分配给与第一区域相邻的区域的二进制值仅有一个比特不同。

15、基站装置，与终端装置之间进行利用了预编码的多天线通信，该基站装置包括：

发送信号点生成单元，将信号点在不同的调制方式之间公共化的情况下，生成通过多个公共化方法进行了公共化的发送信号点；

候补信号点间平方欧几里德距离运算单元，使用从所述终端装置反馈的R矩阵的振幅比信息和相位信息再现R矩阵，使用所述再现的R矩阵和由所述发送信号点生成单元生成的发送信号点生成候补信号点，并运算所述生成的候补信号点之间的平方欧几里德距离；

公共信号点选择单元，从所述多个公共化方法中，选择使所述候补信号点间平方欧几里德距离运算单元运算出的平方欧几里德距离最大的信号点的公共化方法；以及

公共信号点映射单元，使用所述公共信号点选择单元选择出的信号点的公共化方法，进行对调制信号点的映射。

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