CN101573592B - 补偿仪器信道中的谐波失真 - Google Patents

Abstract

补偿仪器信道中的谐波失真。自动测试设备(ATE)包括：被配置成用来在ATE的信道中传递信号的电路；以及被配置成用来存储第一查找表(LUT)和第二LUT的存储器。第一LUT被配置成用来基于所述信号的第一版本提供第一校正值，其中第一校正值用于校正与所述信道相关联的静态非线性。第二LUT被配置成用来基于所述信号的第二版本提供第二校正值，其中第二校正值用于校正与所述信道相关联的动态非线性。数字信号处理逻辑被配置成用来使用第一校正值、第二校正值以及所述信号，使得补偿来自所述信道的谐波失真。

Description

补偿仪器信道中的谐波失真

技术领域

本专利申请总体上涉及补偿如自动测试设备(ATE)的测试和测量仪器中的谐波失真。

背景技术

自动测试设备(ATE)指的是用于测试诸如半导体、电子电路和印刷电路板组件之类的设备的自动化的、通常由计算机驱动的***。由ATE测试的设备被称为被测设备(DUT)。

ATE通常包括计算机***和测试设备或具有相应功能的单个设备。ATE能够经由其源信道向DUT提供信号。捕获信道接收来自DUT的信号，并且转发这些信号以进行处理从而确定DUT是否符合测试合格性。

谐波失真极大地限制当前一代的ATE仪器的动态范围。音频、视频、通信和无线***均对谐波失真敏感，如对这类市场的关于设备的严格总谐波失真(THD)、无杂散动态范围(SFDR)和相邻信道功率比(ACPR)的规格中所表明的。在从音频到甚高频(VHF)的频谱上，仪器谐波水平通常比非谐波寄生信号高多于10分贝(dB)。ATE用户常常断定，设备AC(交流)线性的生产测试受限于它们的ATE仪器的能力，特别是谐波失真。

发明内容

本专利申请描述了用于减少在包括但不限于ATE的设备的仪器信道中的谐波失真的方法和装置，包括计算机程序产品。

总体上，本专利申请描述了一种装置，包括：电路，被配置用于在装置的信道中传递信号；以及存储器，被配置用于存储第一查找表(LUT)和第二LUT。所述第一LUT被配置与基于所述信号的第一版本提供第一校正值，其中所述第一校正值用于校正与所述信道相关联的静态非线性。所述第二LUT被配置用于基于所述信号的第二版本提供第二校正值，其中所述第二校正值用于校正与所述信道相关联的动态非线性。数字信号处理逻辑被配置成用来使用所述第一校正值、所述第二校正值以及所述信号，使得补偿来自所述信道的谐波失真。所述装置还可以包括一个或多个以下特征。

所述装置可以包括用于偏移所述信号的相位以产生所述信号的第二版本的相移电路。所述相移电路可以包括希尔伯特(Hilbert)滤波器，并且偏移可以包括使所述信号的相位偏移大约90°。所述电路、所述存储器以及所述逻辑可以包括自动测试设备(ATE)的捕获信道的部分。所述捕获信道可以用于接收来自被测设备(DUT)的信号。所述电路、所述存储器和所述逻辑可以包括ATE的源信道的部分。所述源信道可以用于向DUT提供信号。

第一LUT可以包括多个第一校正值，所述多个第一校正值可以用于校正由所述静态非线性引起的第一组N个谐波。所述多个第一校正值d_I(x)可以包括：

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right)),$

其中，H_n是第n谐波的幅度，θ_n是第n谐波的相位，x是在信道中的信号的采样值，并且φ是产生谐波的基本信号的相位。所述多个第一校正值可以被配置为用于校正混叠谐波。此外，

H_n＝|H(f_nalias)|，

θ_n＝∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于信道的采样时钟频率。替代地，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝-∠H(f_nalias)

其中，nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于信道的采样时钟频率。

第二LUT可以包括多个第二校正值，所述多个第二校正值可以用于校正由所述动态非线性引起的第一组N个谐波。所述多个第二校正值d_Q(x)可以包括：

$d_Q\left(x\right)=-\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\sin ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\sin (n\·{\sin }^{-1}\left(x\right)),$

其中，H_n是第n谐波的幅度，θ_n是第n谐波的相位，x是在信道中的信号的采样值，并且φ是产生谐波的基本信号的相位。所述第二第一校正值可以被配置为用于校正混叠谐波。此外，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于信道的采样时钟频率。替代地，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝-∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于信道的采样时钟频率。

所述装置可以包括在信道中的可切换滤波器组。所述可切换滤波器组可以包括可切换到信道中或外面的一个或多个滤波器。所述一个或多个滤波器可以被配置成补偿来自所述信道的谐波失真。所述逻辑可以包括电路，所述电路用于将所述第一校正值和所述第二校正值组合以产生总和，并且从所述信号中减去该总和，从而减少谐波失真。所述装置可以是自动测试设备(ATE)、数据转换器电路、信号生成器和频谱分析器中的一个。

总体上，本专利申请还描述了一个或多个机器可读介质，该一个或多个机器可读介质包括可执行以生成校正值的指令，所述校正值可用于补偿在仪器信道中的谐波失真。所述指令用于使一个或多个处理设备生成用于校正与所述仪器的信道相关联的静态非线性的第一校正值，将所述第一校正值存储在存储器中的第一查找表(LUT)中，生成用于校正与所述仪器的信道相关联的动态非线性的第二校正值，并且将所述第二校正值存储在存储器中的第二LUT中。所述机器可读介质/媒介还可以包括一个或多个前述或以下特征。

所述第一校正值可以用于校正由所述静态非线性引起的第一组N个谐波。所述第一校正值d_I(x)可以包括：

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right)),$

其中，H_n是第n谐波的幅度，θ_n是第n谐波的相位，x是在信道中的信号的采样值，并且φ是产生谐波的基本信号的相位。当基本信号的相位φ是零时，所述第一校正值d_I(x)可以包括：

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right)).$

所述第一校正值可以被配置为用于校正混叠谐波。如果直接谐波出现在采样时钟的奇奈奎斯特(Nyquist)区域中，则，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于与信号相关联的奈奎斯特频率。如果直接谐波出现在采样时钟的偶奈奎斯特区域中，则，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝-∠H(f_nalias)

其中， $f_{\mathrm{nalias}}=\frac{\mathrm{Fs}}{2}-n{f}_0\mathrm{mod}\frac{\mathrm{Fs}}{2}.$

所述第二校正值可以用于校正由所述动态非线性引起的第一组N个谐波。所述第二校正值d_Q(x)可以包括：

$d_Q\left(x\right)=-\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\sin ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\sin (n\·{\sin }^{-1}\left(x\right)),$

其中，H_n是第n谐波的幅度，θ_n是第n谐波的相位，x是在信道中的信号的采样值，并且φ是产生谐波的基本信号的相位。当基本信号的相位φ是零时，所述第二校正值d_Q(x)可以包括：

$d_Q\left(x\right)=-\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\sin (n\·{\sin }^{-1}\left(x\right)).$

所述第二校正值可以被配置为用于校正混叠谐波。如果直接谐波出现在采样时钟的奇奈奎斯特区域中，则，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于与信号相关联的奈奎斯特频率。如果直接谐波出现在采样时钟的偶奈奎斯特区域中，则，

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝-∠H(f_nalias)

其中， $f_{\mathrm{nalias}}=\frac{\mathrm{Fs}}{2}-n{f}_0\mathrm{mod}\frac{\mathrm{Fs}}{2}.$

在附图和下面的描述中阐述了一个或多个示例的细节。根据描述、附图和权利要求，进一步的特征、方面和优点将变得显而易见。

附图说明

图1是用于测试设备的ATE的框图。

图2是在ATE中使用的测试器的框图。

图3a是ATE的源信道的框图。

图3b是ATE的捕获信道的框图。

图4是用于分别补偿在图3a和3b的源和捕获信道中的谐波失真的查找表(LUT)和相关联电路的框图。

图5a是示出具有谐波失真的信号的图。

图5b是示出在使用图4的LUT的校正之后减少了谐波失真的图。

具体实施方式

参考图1，用于测试诸如半导体设备之类的被测设备(DUT)18的***10包括测试器12，例如是自动测试设备(ATE)或其它类似测试设备。为了控制测试器12，***10包括通过硬线连接16与测试器12对接的计算机***14。通常，计算机***14向测试器12发送命令，使得启动用来测试DUT 18的例程和功能的执行。如此执行测试例程可以启动生成测试信号并且向DUT 18传送测试信号，并且收集来自DUT的响应。可以由***10来测试各种类型的DUT。例如，DUT可以是半导体设备，诸如集成电路(IC)芯片(例如，存储器芯片、微处理器、模数转换器、数模转换器等)。

为了提供测试信号并且收集来自DUT的响应，将测试器12连接到为DUT 18的内部电路提供接口的一个或多个连接器引脚。为了测试一些DUT，例如，多达六十四或一百二十八个连接器引脚(或更多)可以与测试器12对接。为了说明的目的，在该示例中，半导体设备测试器12经由硬线连接被连接到DUT 18的一个连接器引脚。导体20(例如，电缆)被连接到引脚22并且用于向DUT 18的内部电路递送测试信号(例如，PMU测试信号、PE测试信号等)。导体20还响应半导体设备测试器12提供的测试信号而在引脚22处感测信号。例如，可以响应测试信号而在引脚22处感测电压或电流信号，并且通过导体20将其发送到测试器12用于分析。还可以在DUT 18所包含的其它引脚处执行这样的单个端口测试。例如，测试器12可以向其它引脚提供测试信号，并且收集通过导体(其递送所提供的信号)反射回来的相关信号。通过收集所反射的信号，可以将引脚的输入阻抗连同其它单个端口测试量一起表征。在其它测试情况下，可以通过导体20将数字信号发送到引脚22，用于在DUT 18上存储数字值。一旦存储，就可以访问DUT 18以取出所存储的数字值并且通过导体20向测试器12发送所存储的数字值。然后，可以识别所取出的数字值以确定正确值是否存储在DUT 18上。

除了执行单端口测量，还可以由半导体设备测试器12执行两端口测试。例如，可以通过导体20将测试信号注入到引脚22中，并且可以从DUT 18的一个或多个其它引脚收集响应信号。该响应信号被提供到半导体设备测试器12以确定诸如增益响应、相位响应的量以及其它吞吐量测量量值。

还参考图2，为了发送并且收集来自DUT(或多个DUT)的多个连接器引脚的测试信号，半导体设备测试器12包括可与众多引脚通信的接口卡24。例如，接口卡24可向例如32、64或128个引脚传送测试信号并收集相应的响应。通常将针对引脚的每个通信链路称为信道，并且通过向大量信道提供测试信号减少测试时间，因为可以同时执行多个测试。除了使接口卡上有很多信道，还通过在测试器12中包括多个接口卡使信道总数增加，从而进一步减少测试时间。在该示例中，示出了两个附加接口卡26和28，以表明多个接口卡可以存在于测试器12中。

每个接口卡包括用于执行特定测试功能的专用的集成电路(IC)芯片(例如，专用集成电路(ASIC))。例如，接口卡24包括用来执行参数测量单元(PMU)测试和引脚电子装置(PE)测试的IC芯片30。IC芯片30具有包括用于执行PMU测试的电路的PMU级32以及包括用于执行PE测试的电路的PE级34。另外，接口卡26和28分别包括IC芯片36和38，IC芯片36和38包括PMU和PE电路。通常，PMU测试涉及向DUT提供DC电压或电流信号，以确定诸如输入和输出阻抗、电流泄漏以及其它类型的DC性能特征的量。PE测试涉及向DUT(例如，DUT 18)发送AC测试信号或波形，并且收集响应，以进一步表征DUT的性能。例如，IC芯片30可以(向DUT)传送表示二进制值的矢量的AC测试信号使得存储在DUT上。一旦存储了这些二进制值，可以由测试器12访问DUT，以确定是否已经存储了正确的二进制值。由于数字信号通常包括突发电压转换，所以，较之在PMU级32中的电路，IC芯片30上的PE级34中的电路以相对高的速度操作。

为了将DC和AC测试信号都从接口卡24传递到DUT 18，导电迹线40将IC芯片30连接到接口板连接器42，接口板连接器42允许将信号断断续续地传递到接口板24。接口板连接器42还被连接到导体44，导体44被连接到接口连接器46，其允许将信号传递到测试器12或从测试器12传递信号。在该示例中，导体20被连接到接口连接器46，用于测试器12和DUT 18的引脚22之间的双向信号通路。在一些布置中，接口设备可以用于将一个或多个导体从测试器12连接到DUT。例如，DUT(例如，DUT 18)可以被安装在设备接口板(DIB)上，用于提供对每个DUT引脚的访问。在这样的布置中，导体20可以被连接到DIB，用于将测试信号置于DUT的适当引脚(多个)(例如，引脚22)上。

在该示例中，仅导电迹线40和导体44分别连接IC芯片30和接口板24，用于递送和收集信号。然而，IC芯片30(连同IC芯片36和38)通常具有分别与多个导电迹线和相应的导体连接的多个引脚(例如，八个、十六个等)，用于(经由DIB)提供并收集来自DUT的信号。另外，在一些布置中，测试器12可以连接到一个或多个DIB，用于将由接口卡24、26和28提供的信道与一个或多个被测设备对接。

为了启动和控制由接口卡24、26和28执行的测试，测试器12包括提供测试参数(例如，测试信号电压水平、测试信号电流水平、数字值等)的PMU控制电路48和PE控制电路50，用于产生测试信号并分析DUT响应。PMU控制电路和PE控制电路可以使用一个或多个处理设备来实现。处理设备的例子包括但不限于微处理器、微控制器、可编程逻辑(例如，现场可编程门阵列)和/或其组合(多个)。测试器12还包括计算机接口52，计算机接口52允许计算机***14控制由测试器12执行的操作并且还允许在测试器12和计算机***14之间传递数据(例如，测试参数、DUT响应等)。

图3a和3b示出了代表性电路54和55。电路54和55可以是ATE的PE级的一部分。电路54是源信道的一部分，因为它向DUT提供测试数据。电路55是捕获信道的一部分，因为它接收(或“捕获”)来自DUT的数据，该数据可以响应于测试数据而生成。

源信道电路54包括源存储器56，源存储器56存储用于生成输出到DUT 57的测试信号的数字数据。存储器序列器59输出数字数据。然后将查找表(LUT)60的校正数据应用到数字数据。如下面关于图4所描述的，LUT 60包括存储在存储器中的一个或多个LUT，并且还包括相关联的电路。校正数据用于在(例如，通过下述DAC)引入失真之前补偿在数字数据中的谐波失真。在这种实现中，将校正数据添加到数字数据；然而，其它实现可以使用不同的方式来组合校正数据和数字数据。所校正的数字数据被应用于数模控制器(DAC)61，数模控制器(DAC)61生成与所校正的数字数据相对应的模拟信号。驱动器62(例如，放大器)把产生的模拟信号输出给可选滤波器组64。在这种实现中，滤波器组可以是可切换滤波器组。可切换滤波器组可以包括可切换到信道中或外面的一个或多个滤波器(例如，电容器)，并且可以被配置用来衰减模拟信号并且补偿来自信道的谐波失真。应该注意，可切换滤波器组64不必包括在电路54中。

捕获信道电路55接收来自DUT 57的模拟信号，并且将它们应用到可选滤波器组65。滤波器组65可以是上述类型的可切换滤波器组，并且可以将增益应用于模拟信号。应该注意，可切换滤波器组65不必包括在电路55中。驱动器65向模数转换器(ADC)67提供模拟信号。ADC 67将模拟信号转换成数字数据。然后，将来自LUT 60的校正数据应用于数字数据。校正数据用于补偿在(例如，通过ADC)引入失真之后在数字数据中的谐波失真，如下面所述。在下面相关于图4提供了LUT 60及其内容的描述。在这种实现中，将校正数据添加到数字数据；然而，其它实现可以使用不同的方式来组合校正数据和数字数据。所校正的数字数据被应用于捕获存储器69，可以由控制器70从捕获存储器取出以进行分析。

下面阐述了可能的谐波失真源的源的描述，之后是对用于确定存储在LUT 60中的、在校正谐波失真中使用的校正数据的处理的描述。

由于非线性产生的谐波失真可以在AC信道信号路径中的任何地方生成。谐波失真的源的例子包括但不限于以下：数据转换器(例如，DAC或ADC)积分非线性(INL)误差；数据转换器差分非线性(DNL)误差；在滤波器或信道的模拟信号路径中的无源部件非线性，例如，压敏电容C(V)、压敏电阻R(V)和流敏电感L(I)；在信道中放大器的回转率限制；在信道的活动电路中的压敏电容，诸如在同相放大器拓扑中的基底结变容二极管效应；在多程数据转换器架构中的时序误差，诸如流水线或分区型ADC；以及数字信号处理器(DSP)符号扩展误差，这可以产生可以混叠到信道的通带中的高阶谐波。

可以将信道中的非线性源分成两个独立的模式：静态和动态。静态非线性仅依赖于信道的当前状态(样本值)，并且不依赖于先前历史的样本值。因此，静态非线性被称为“无记忆”。例如，在数据转换器的参考中的电阻器值误差生成仅依赖于当前采样的INL和DNL误差。应该注意，在这种情况下，给定数据转换器的切换结构，单独的电阻器相对于电压或电流可以是线性的，并且仍生成非线性误差。

动态非线性产生依赖于信道的当前采样值和信道的过去历史采样值的误差。一个这样的误差发生在回转率限制放大器中。在回转率限制放大器中，放大器的输出误差是针对放大器的信号输入的斜率的函数，这可以仅利用放大器的输入信号的过去历史的知识来计算。补偿由具有非线性C(V)或L(I)特性的部件引入的误差还需要过去历史的知识，因为由这样的部件引入的误差(多个)可以包括输出信号的相移。

由例如上述非线性产生的谐波失真相对于基本校准测试信号(例如，用于生成用于存储在LUT 60中的误差校正值的信号)是周期性的，并且产生高于***的噪声本底的有限数目(N)个谐波。可以使用如下一般傅立叶级数展开来建模该谐波失真d(t)：

$d\left(t\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos (n\·\mathrm{\ω}\·t+{\mathrm{\θ}}_n),---\left(1\right)$

其中t指的是时间，并且其中H_n和θ_n是如通过用于校准的采样和量化测试信号的快速傅立叶变换(FFT)处理而测量的第n谐波的幅度和相位。

诸如等式(1)中的d(t)的任何信号可以被分成偶函数和奇函数的正交叠加，如下：

x(t)＝x_E(t)+x_O(t)，

其中x_E(t)＝1/2·[x(t)+x(-t)]并且x_O(t)＝1/2·[x(t)-x(-t)]。

该结果得到的测试信号的傅立叶变换x(t)可以使用以下叠加来表示

X_t(ω)＝X_R(ω)+j·X_I(ω)

其中X_R(ω)和X_I(ω)是X(ω)的实部和虚部。这里描述的线性校正处理中利用的实值信号的有用属性是厄米特(Hermitian)对称的，即，X_R(ω)和X_I(ω)分别等于x(t)的偶部分和奇部分的傅立叶变换。

使用三角恒等式将上述等式(1)展开成偶项和奇项，从而产生关于谐波失真的以下一般表达式：

$d\left(t\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·[\cos \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\cos (n\·\mathrm{\ω}\·t)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\sin (n\·\mathrm{\ω}\·t)]---\left(2\right)$

由于静态非线性产生仅依赖于基本校准信号的当前振幅(例如采样值)的误差，所以要遵循的是，由该非线性产生的误差函数必须具有与基本校准信号相同的对称性。对于基本校准信号选择诸如零相位余弦之类的偶函数，确保了静态非线性产生完全在FFT的实部中反映的失真。在这种情况下，具有纯粹静态的非线性而没有动态分量，失真的信号是偶函数，FFT完全是实值的，并且等式(2)简化成

$d\left(t\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\cos (n\·\mathrm{\ω}\·t)---\left(3\right)$

其中对于所有的n，θ_n＝0，π。

如果基本校准信号是偶的，则在FFT虚部中的任何能量(energy)将是谐波失真中奇分量的结果。因为对谐波的该奇分量针对基本校准信号具有正交对称性，所以奇分量必须源自具有记忆的非线性(即，动态非线性)。因此，动态非线性产生了针对基本校准信号具有正交对称性的误差信号(谐波失真)的分量，即奇的，如果基本校准信号是余弦信号。

可以使用信号处理理论和ATE混合信号同步化的组合将静态和动态非线性分开并且独立测量。如果校准器使用在由任意波形发生器(AWG)源产生的正弦曲线的峰值处触发ATE捕获仪器的模式，则校准器可以利用傅立叶变换的对称属性来确定失真补偿函数。在这种情况下，所捕获的校准测试信号y(t)具有带有附加谐波失真d(t)的零相位余弦的形式，因此：

y(t)＝cos(ω·t)+d(t)。

通过静态和动态非线性的组合产生的误差信号(d(t))可以使用正弦和余弦函数的正交基来数字地生成。图4中示出了结合查找表(LUT)存储器使用希尔伯特滤波器(Hilbert Filter)来生成这种基的正交分量的一种实现。

更具体地，因为谐波失真信号是周期性和实值的，所以可以使用等式(2)通过具有正弦和余弦函数的正交基的一般傅立叶级数来表示谐波失真信号。因此，可以使用两个查找表来数字地重构谐波失真信号：利用基本信号解决的“I-LUT”以及通过利用90°相移希尔伯特滤波器生成的正交信号解决的并行“Q-LUT”。然后，通过(对于源信道)预失真对数模转换器(DAC)的输入或者(对于捕获信道)利用ADC输出的后转换校正，所重构的谐波失真信号可以用于补偿信道的非线性。

参考图4，使用“同相(in-phase)”查找表(I-LUT)71来补偿静态非线性，以实现仅依赖于x(t)(正在校正的信号)的当前值的无记忆校正函数。使用90°相移然后使用无记忆“正交”查找表(Q-LUT)74的组合来补偿动态非线性，动态非线性在宽频范围内基本上是恒定的。如图4所示，使用加法器73来组合I-LUT 71和Q-LUT 74的误差校正数据输出以产生误差d(t)，然后将该误差从输入信号中减去。图4的配置可以用于图3b所示的捕获信道中的LUT 60，并且用于图3a所示的源信道中的LUT 60。

每个单独的LUT(I-LUT 71和Q-LUT 74)实现它的地址的多项式函数f_LUT，该多项式函数可以如下定义：

$f_{\mathrm{LUT}}=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\·x^n$

该多项式描述了无记忆非线性。该非线性的第n项响应于正弦曲线输入x(t)而产生第n谐波。

对于基本校准信号使用零相位余弦信号，可以根据校准信号FFT的实部来确定用于在I-LUT中存储的校正数据，并且类似地可以根据校准信号FFT的虚部来确定用于在Q-LUT中存储的校正数据。确定I-LUT校正数据包括将谐波失真从时间函数映射到振幅函数，假定I-LUT通过当前采样值(振幅)来解决。到I-LUT的输入是通过x(t)＝cos(ω·t)给出的初级数据流。对于x的特定振幅，通过以下给出(在第一循环中)发生采样的时间：

$t={\mathrm{\ω}}_0^{-1}\·{\cos }^{-1}\left(x\right).$

代替上述等式(3)中的变量t，得到以下等式，该等式用于确定I-LUT校正数据：

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right))---\left(4\right)$

Q-LUT通过x(t)的正交(近似90°)相移版本来解决，即：

$x_q\left(t\right)=\cos ({\mathrm{\ω}}_0\·t-\frac{\mathrm{\π}}{2})=\sin ({\mathrm{\ω}}_0\·t).$

通过以下等式来定义与在Q-LUT的输入处的特定采样值相关联的时间：

$t={\mathrm{\ω}}_0^{-1}\·{\sin }^{-1}\left(x\right).$

代替等式(2)中的t，结果是用于确定Q-LUT校正数据的以下等式：

$d_q\left(x\right)=-\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right)\·\sin (n\·{\sin }^{-1}\left(x\right)).---\left(5\right)$

等式(4)和(5)提供了一种封闭形式的求解方法，用于确定在校正由ATE仪器信道中的非线性产生的第一组N个谐波中使用的校正数据。用于确定M位地址LUT的表格条目的处理在2^M个值中量化x∈[-1，1]并且使用等式(4)和(5)确定相应的误差校正数据。应该注意，仅当谐波振幅和相位是对零相位余弦基本校准信号的FFT处理的结果时，等式(4)和(5)才有效。尽管模式控制ATE信号可以近似零相位余弦基本校准信号，但是实际上实现起来可能是耗时的，并且由于通过仪器的模拟信号路径的延迟中的变化性而引起的残余相位误差可以限制信号校正。允许基本校准信号的非零相位意味着用于测量谐波振幅和相位的校准信号呈以下形式：

x(t)＝cos(ω₀·t+φ)    (6)

其中φ是基本校准信号的任意非零相位。这种更一般的方法符合ATE能力和终端应用，其中实现了用于一致性的精确频率比，并且典型的FFT测量对基本信号相位不感兴趣。

如果φ非零，则基本校准信号包含偶分量和奇分量两者，并且因此静态和动态非线性都产生混合对称输出。为了使用H_n和θ_n将校正数据正确地加载到查找表中，必须围绕由于动态线性引起的谐波相位残余(即，θ_n)来创建正交基，并且去除来自φ的贡献。认识到，描述无记忆、非线性***的多项式的第n项响应于x(t)而产生第n谐波，并且将x(t)的相位旋转n·φ，在仪器信道中的谐波失真可以建模为：

$d\left(t\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos (n\·{\mathrm{\ω}}_0\·t+n\·\mathrm{\φ}+{\mathrm{\θ}}_n-n\·\mathrm{\φ}).$

将以上等式展开到正弦和余弦函数的正交基上，结果是以下：

$d\left(t\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·[\cos ({\mathrm{\θ}}_n-n\·\mathrm{\φ})\·\cos (n\·{\mathrm{\ω}}_0\·t+n\·\mathrm{\φ})-\sin ({\mathrm{\θ}}_n-n\·\mathrm{\φ})\·\sin (n\·{\mathrm{\ω}}_0\·t+n\·\mathrm{\φ})].$

如果信道非线性纯粹是静态的，则θ_n-n·φ＝0，π并且以上正弦分量是零。因此，以上表达式的每个余弦项与基本信号“同相”，即，每个谐波项角度旋转n，这是由于针对信道中静态非线性的第n阶分量而引起的预期响应。相反，正弦项涉及旋转n和从基本信号的正交(即，近似90°)相位偏移两者。

因此，通过在对I-LUT的输入处从时域映射到振幅域从同相失真来确定I-LUT误差校正数据，如下：

$t={\mathrm{\ω}}_0^{-1}\·({\cos }^{-1}x-\mathrm{\φ}).$

替换d(t)的“同相”项中的t，提供了用于确定I-LUT误差校正数据的以下封闭形式的等式。

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right))---\left(7\right)$

在针对Q-LUT的输入处(在第一循环中)的采样值和发生采样的时间之间的关系通过以下给出：

$t={\mathrm{\ω}}_0^{-1}\·({\sin }^{-1}x-\mathrm{\φ}).$

替换以上d(t)的“正交”项中的t，产生了用于确定Q-LUT误差校正数据的以下封闭形式的求解方法。

$d_Q\left(x\right)=-\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\sin ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\sin (n\·{\sin }^{-1}\left(x\right))---\left(8\right)$

如上所述，用于确定M位地址LUT的表格条目的处理在2^M个值中量化x∈[-1，1]并且使用等式(7)和(8)确定相应的误差校正数据。应该注意，当相位偏移φ是零时，等式(7)和(8)分别简化成等式(4)和(5)。

以下描述如何为在示例性ATE中使用的数据转换器的所有采样确定I-LUT和Q-LUT误差校正值。更具体地，在使用之前，为经过ATE的源和捕获信道的一系列信号确定用于I-LUT和Q-LUT的误差校正值。然后，这些误差校正值被存储在I-LUT和Q-LUT中，并且用于校正经过源和捕获信道的后续信号。以下用于确定所述一系列信号(数据转换器的代码)，由此确定将被存储在I-LUT和Q-LUT中的误差校正值。

如果在范围[0，2π]上以均匀概率随机采样连续正弦波形，则通过下式给出正弦曲线获得值x的概率：

$p\left(x\right)=\frac{1}{\mathrm{\π}\·\sqrt{A^2-x^2}},$

其中A是正弦波的振幅。该分布具有熟悉的“浴缸”曲线形状，在中间(mid-scale)x＝0具有最小值(π·A)^-1。

在一个示例中，由在区间[0，2π]上均匀采样正弦波并且量化为N个位的数据转换器产生代码i的概率是通过在代码i的振幅范围积分上面的表达式而给出，具有以下结果：

$P\left(i\right)=\frac{1}{\mathrm{\π}}[{\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{FSR}\·(i-2^{N-1})}{A\·2^N}\right)-{\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{FSR}\·(i-1-2^{N-1})}{A\·2^N}\right)],$

其中，FSR是量化器的双极全程范围，并且A是正弦波振幅。如果正弦波振幅匹配于量化器的全程范围，具有零DC(直流)偏移，则至少可能的输出代码i以概率1/(π·2^N-1)发生在中间i＝2^N-1。因此，中间代码发生的概率随着量化器水平的数目而降低。

为了提供鲁棒的校准，需要使测量处理历经转换器的每个代码。在包含数量“Nsamples”样本的捕获中，代码命中的预期数目E(i)由下式给出：

E(i)＝P(i)·Nsamples.

确保最小可能的中间代码被命中至少一次，隐含：

Nsamples≥π·2^N-1.

因此，使用快速基数2的FFT处理的16位转换器的校准要求捕获至少131,072个采样。尽管这种约束对于确保命中所有的转换器代码可能是必需，但是假定在采样处理可以对测试波形的每个循环生成相同的代码子集的情况下，这可能不够。为了确保这种情况不发生，在捕获窗口中的测试波形的循环的整数可以与Nsamples互质。

在I-LUT和Q-LUT中的误差校正数据可以被配置成用来校正仪器信道中的反射或混叠谐波。补偿混叠频率分量包括校正由于将非线性的第n分量与用于采样模拟数据的时钟混合而引起的混叠谐波。当提供高频信号或捕获高频信号时，补偿这些混叠频率分量有潜力改进ATE的动态范围。

对于n阶校正，可能必需预测N个谐波中的每个将出现在捕获频谱中的地方。因此，对每个谐波n·f₀(其中f₀是基本频率)，以下处理用于确定发生第N谐波的频率(FFT仓(bin)号)以及在LUT误差校正数据计算中使用的相关联的振幅和相位。

如果谐波在如下定义的采样时钟的奇奈奎斯特区域中发生：

${\mathrm{nf}}_0\∈[(m-1)\·\frac{\mathrm{Fs}}{2},m\·\frac{\mathrm{Fs}}{2}],$

其中m是奇数并且Fs是采样时钟频率，则混叠谐波是原始谐波的直接图像。在这种情况下，混叠谐波的频率通过下式给出：

$f_{\mathrm{nalias}}={\mathrm{nf}}_0\mathrm{mod}\frac{\mathrm{Fs}}{2}$

其中x mod y是x/y的余数。标记为H(f_nalias)的该复混叠频率分量的幅度和相位用于等式(7)和(8)(或(4)和(5))中，以确定校正数据。即，对于等式(7)和(8)(或(4)和(5))：

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝∠H(f_nalias)

如果谐波发生在采样时钟的偶奈奎斯特区域中，则混叠谐波是原始谐波的镜像图像，并且混叠谐波的频率被定义如下：

$f_{\mathrm{nalias}}=\frac{\mathrm{Fs}}{2}-{\mathrm{nf}}_0\mathrm{mod}\frac{\mathrm{Fs}}{2}.$

假定偶奈奎斯特区域的图像是镜像的，则相位是共轭的，并且等式(7)和(8)(或(4)和(5))的谐波振幅和相位分量被定义为：

H_n＝|H(f_nalias)|，

θ_n＝-∠H(f_nalias)

使用了混叠频率分量的负相位，因为与时钟混合的谐波产生共轭相位而不是信道非线性。因此，混叠杂散相位的共轭用于解决混合效应。

下面描述使用上述I-LUT和Q-LUT中的误差校正数据来减少ATE信道中的谐波的测试结果。

图5a示出了具有附加白噪声的正弦曲线测试信号的示例

x(t)＝cos(2π·70e6·t+π/4)+0.001·rand(t)，

该正弦曲线测试信号经过具有以下传递函数的非线性***：

y(t)＝x(t)+0.001·|x(t)|+0.001·x(t)·|x(t)|。

在该示例中，采样率是300Msps(百万采样每秒)。假定绝对值不连续性及其固有对称性，非线性产生偶和奇高阶谐波。如图5b所示，用I-LUT和Q-LUT误差校正数据的上述校正处理减少了直接和反射谐波。即，图5b示出了结果补偿的输出的FFT，它的动态范围改善了30dB。

用于确定、存储和/或使用谐波误差校正数据的上述处理以及这里描述的它的各种修改和相关处理(下文中“这些处理”)并不限于上述硬件和软件。这些处理的全部或一部分可以至少部分经由计算机程序产品来实现，即，明确体现在信息载体中的计算机程序，诸如一个或多个机器可读介质或传播信号，用于由一个或多个数据处理装置执行或控制一个或多个数据处理装置的操作，所述数据处理装置例如可编程处理器、计算机、多个计算机和/或可编程逻辑元件。

计算机程序可以以任何形式的编程语言来编写，包括编译或解释语言，并且它可以以任何形式部署，包括作为独立程序或模块、部件、子例程或适于在计算环境中使用的其它单元。计算机程序可以被部署成在一个地点处的一个计算机上或多个计算机上执行，或在分布在多个地点处并且通过网络互连的一个计算机上或多个计算机上执行。

可以通过执行一个或多个计算机程序的一个或多个可编程处理器来执行与实现这些处理的全部或一部分相关联的动作，以执行校准处理的功能。这些处理的全部或一部分可以被实现为例如FPGA(现场可编程门阵列)和/或ASIC(专用集成电路)的专用的逻辑电路。

适于执行计算机程序的处理器包括例如通用或专用微处理器以及任何种类的数字计算机的任何一个或多个处理器。通常，处理器将接收来自只读存储器或随机访问存储器或两者的指令和数据。计算机的元件包括用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储器设备。

在半导体电路的生成测试中使用的ATE仪器的上下文中解释了这里描述的这些处理。然而，这些处理并不限于该上下文。确切的讲，他们还可应用于其它硬件配置，诸如工作台(机架式)仪器。例如，信号发生器或频谱分析仪可以并入线性校正硬件/软件，且使用这些处理来校正信号发生器或频谱分析仪来改善它的动态范围(例如，通过减少在仪器信道中的谐波失真)。

这些处理的另一个应用可以在数据转换器集成电路(IC)中进行。例如，希尔伯特滤波器可以置入数据转换器IC以及非易失性存储器中，以实现I-LUT和Q-LUT，这可以用于实现这些处理，以便改善这样的IC的动态范围。

可以组合这里所描述的不同实施例的元件以形成以上没有具体阐述的其它实施例。这里没有具体描述的其它实施例也在随附权利要求的范围之内。

Claims (12)

1.一种用于补偿仪器信道中的谐波失真的装置，包括：

电路，被配置用于在所述装置的信道中传递信号；

存储器，被配置用于存储第一查找表和第二查找表，其中所述第一查找表被配置用于基于所述信号的第一版本提供第一校正值，所述第一校正值用于校正与所述信道相关联的静态非线性，并且所述第二查找表被配置用于基于所述信号的第二版本提供第二校正值，所述第二校正值用于校正与所述信道相关联的动态非线性；以及

数字信号处理逻辑，被配置用来使用所述第一校正值、所述第二校正值以及所述信号，使得补偿来自所述信道的谐波失真。

2.根据权利要求1所述的装置，还包括相移电路，用于偏移所述信号的相位以产生所述信号的第二版本。

3.根据权利要求2所述的装置，其中，所述相移电路包括希尔伯特滤波器，并且偏移包括使所述信号的相位偏移大约90°。

4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电路、所述存储器和所述逻辑包括自动测试设备(ATE)的捕获信道的部分，所述捕获信道用于接收来自被测设备(DUT)的信号。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电路、所述存储器和所述逻辑包括自动测试设备(ATE)的源信道的部分，所述源信道用于向被测设备(DUT)提供信号。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述第一查找表包括多个第一校正值，所述多个第一校正值用于校正由所述静态非线性引起的第一组N个谐波；并且

其中，所述多个第一校正值d_I(x)包括：

$d_I\left(x\right)=\underset{n=2}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_n\·\cos ({\mathrm{\θ}}_n-\mathrm{n\φ})\·\cos (n\·{\cos }^{-1}\left(x\right)),$

其中，H_n是第n谐波的幅度，θ_n是第n谐波的相位，x是在所述信道中信号的采样值，以及φ是产生谐波的基本信号的相位。

7.根据权利要求6所述的装置，其中，所述多个第一校正值被配置为用于校正混叠谐波。

8.根据权利要求7所述的装置，其中

H_n＝|H(f_nalias)|，

θ_n＝∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于所述信道的采样时钟频率。

9.根据权利要求7所述的装置，其中

H_n＝|H(f_nalias)|

θ_n＝-∠H(f_nalias)

其中，

nf₀对应于第n直接谐波，并且Fs对应于所述信道的采样时钟频率。

10.根据权利要求1所述的装置，进一步包括所述信道中的可切换滤波器组，所述可切换滤波器组包括可切换到所述信道之中或可切换到所述信道之外的一个或多个滤波器，所述一个或多个滤波器被配置用于补偿来自所述信道的谐波失真。

11.根据权利要求1所述的装置，其中，所述逻辑包括电路用来组合所述第一校正值和所述第二校正值以产生总和，并且从所述信号中减去该总和，从而减少所述谐波失真。

12.根据权利要求1所述的装置，其中，所述装置包括自动测试设备(ATE)、数据转换器电路、信号生成器和频谱分析器中的一个。

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